CN108039869B - 一种基于跨导系数修正结构的混频器 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种基于跨导系数修正结构的混频器，包括依次电连接的跨导级电路、开关级电路和负载级电路，跨导级电路采用跨导系数修正结构和源简并电感结构；跨导级电路用于接入射频电压信号，并将射频电压信号转化为射频电流信号；开关级电路用于接入本振信号和射频电流信号，并根据本振信号控制开关级电路设置的多个开关管轮流导通，且利用多个开关管轮流导通对射频电流信号进行切换调制，生成中频电流信号；负载级电路用于将中频电流信号转换成电压信号进行输出。在本发明中跨导级电路采用跨导系数修正结构，在低功耗的基础上提高了混频器的线性度；同时采用源简并电感结构，进一步提高了电路的转换增益和线性度。
Description
技术领域
本发明涉及一种混频器，具体涉及一种基于跨导系数修正结构的混频器。
背景技术
近几年以来，在当今信息技术高速发展的社会，无线应用在手机、个人电脑等领域正在大量增长，使得人们对通信设备需求不断增加，并且对其性能要求越来越高，无线通信的快速增长导致了低功耗射频集成电路的设计。射频接收机是无线通信的重要模块，它的性能指标影响着整个无线通信***。其中混频器的设计在射频收发***中扮演着重要的角色，同时也是射频前端信号最强的部分，所以混频器的性能指标影响着整个射频前端的性能指标，因此提高混频器的性能具有重要的意义。射频接收器上存在的微弱信号首先由低噪声放大器放大，然后传送到混频器。因此，在混频器的设计中，需要对转换增益、噪声、线性度、功耗、隔离度等性能指标进行综合考虑，对混频器的性能参数进行折中。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种基于跨导系数修正结构的混频器，在低功耗的基础上提高混频器的性能。
本发明解决上述技术问题的技术方案如下：一种基于跨导系数修正结构的混频器，包括依次电连接的跨导级电路、开关级电路和负载级电路，其中，所述跨导级电路采用跨导系数修正结构和源简并电感结构；
所述跨导级电路，其用于接入射频电压信号，并将射频电压信号转化为射频电流信号，且对射频电流信号进行反复使用；
所述开关级电路，其用于接入本振信号和射频电流信号，并根据本振信号控制所述开关级电路设置的多个开关管轮流导通，且利用多个开关管轮流导通对射频电流信号进行切换调制，生成中频电流信号传输至负载级电路；
所述负载级电路，其用于将中频电流信号转换成电压信号进行输出；
所述跨导级电路包括晶体管M1～M7、电感L1、电容C1、电容C2、电阻R1、电阻R2、电阻Rb1和电阻Rb2；所述晶体管M1的栅极与射频电压信号的正极端RF+连接，所述晶体管M1的漏极与所述电感L1的一端连接，所述晶体管M1的源级接地，所述电感L1的另一端与所述晶体管M2的漏极连接；所述晶体管M3的栅极与所述晶体管M4的栅极连接，所述晶体管M3的漏极与所述晶体管M1的漏极连接，所述晶体管M3的漏极还与所述开关级电路连接，所述晶体管M3的源级接地；所述晶体管M2的栅极与射频电压信号的负极端RF-连接，所述晶体管M2的源级接地；所述晶体管M4的漏极与所述晶体管M2的漏极连接，所述晶体管M4的漏极还与所述开关级电路连接，所述晶体管M4的源级接地；所述电阻Rb2的一端连接直流偏置电压v2，所述电阻Rb2的另一端与所述晶体管M3的栅极连接；所述晶体管M5的栅极与射频电压信号的正极端RF+连接，所述晶体管M5的漏极与所述电容C1的一端连接，所述晶体管M5的源级接地，所述电容C1的另一端与所述晶体管M7的栅极连接；所述晶体管M6的栅极与射频电压信号的负极端RF-连接，所述晶体管M6的源级接地，所述晶体管M6的漏极与所述晶体管M5的漏极连接；所述电阻Rb1的一端与所述晶体管M7的栅极连接，所述电阻Rb1的另一端连接直流偏置电压V1；所述晶体管M7的源级接地，所述晶体管M7的漏极与所述电阻R2的一端连接，所述R2的另一端连接电压VDD；所述电阻R1的一端与所述晶体管M5的漏极连接，所述电阻R1的另一端连接电压VDD；所述电容C2的一端与所述晶体管M7的漏极连接，所述电容C2的另一端与所述晶体管M4的栅极连接。
本发明的有益效果是：在本发明一种基于跨导系数修正结构的混频器中，跨导级电路采用跨导系数修正结构，在低功耗的基础上提高了混频器的线性度；同时采用源简并电感结构，进一步提高了电路的转换增益和线性度。
在上述技术方案的基础上，本发明还可以做如下改进。
进一步，所述开关级电路包括晶体管M8～M11，所述晶体管M8的栅极与本振信号的正极端LO+连接，所述晶体管M8的源级与所述晶体管M1的漏极连接，所述晶体管M8的漏极与所述负载级电路连接；所述晶体管M9的栅极与本振信号的负极端LO-连接，所述晶体管M9的源级与所述晶体管M8的源极连接，所述晶体管M9的漏极与所述晶体管M11的漏极连接；所述晶体管M10的栅极与本振信号的负极端LO-连接，所述晶体管M10的源级与所述晶体管M2的漏极连接，所述晶体管M10的漏极与所述晶体管M8的漏极连接；所述晶体管M11的栅极与本振信号的负极端LO+连接，所述晶体管M11的源级与所述晶体管M2的漏极连接，所述晶体管M11的漏极与所述负载级电路连接。
采用上述进一步方案的有益效果是：接入本振信号，采用晶体管在本振大信号的控制下轮流导通，对电流进行切换调制，来实现频率的转换。
进一步，所述负载级电路包括电阻R3、电阻R4、电容C3和电容C4；所述电阻R3的一端与所述晶体管M8的漏极连接，所述电阻R3的另一端与电源电压VDD连接；所述电容C3的一端与所述晶体管M8的漏极连接，所述电容C3的另一端与电源电压VDD连接；所述电阻R4的一端与所述晶体管M11的漏极连接，所述电阻R4的另一端与电源电压VDD连接；所述电容C4的一端与所述晶体管M11的漏极连接，所述电容C4的另一端与电源电压VDD连接。
采用上述进一步方案的有益效果是：RC低通滤波器负载可以提供一定的电压增益，还能滤除差模干扰信号，以及本振泄露到中频输出端的信号。
进一步，还包括电流注入电路，所述电流注入电路包括晶体管M12和晶体管M13，所述晶体管M12的栅极连接与直流偏置电压V0连接，所述晶体管M12的源极与电源电压VDD连接，所述晶体管M12的漏极与所述晶体管M9的源极连接；所述晶体管M13的栅极与所述晶体管M12的栅极连接，所述晶体管M13的漏极与所述晶体管M10的源极连接，所述晶体管M13的源级与电源电压VDD连接。
采用上述进一步方案的有益效果是：通过增加电流注入电路既可以使得跨导级电流增大，还能减小流过开关级的电流，以使负载电阻的直流压降减小，从而增加输出摆幅来提高混频器的线性度，进一步，还可以减小开关级直接机制引起的闪烁噪声和热噪声。
进一步，所述晶体管M1～M11均为NMOS管，所述晶体管M12和晶体管M13均为PMOS管。
附图说明
图1为本发明一种基于跨导系数修正结构的混频器的电路原理图；
图2为本发明一种基于跨导系数修正结构的混频器中转换增益随本振功率变化的仿真图；
图3为本发明一种基于跨导系数修正结构的混频器中转换增益随输出频率变化的仿真图；
图4为本发明一种基于跨导系数修正结构的混频器的噪声系数仿真结果图；
图5为本发明一种基于跨导系数修正结构的混频器的线性度仿真结果图；
图6为本发明一种基于跨导系数修正结构的混频器的功耗截图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。
如图1所示，一种基于跨导系数修正结构的混频器，包括依次电连接的跨导级电路、开关级电路和负载级电路，其中，所述跨导级电路采用跨导系数修正结构和源简并电感结构；
所述跨导级电路，其用于接入射频电压信号，并将射频电压信号转化为射频电流信号，且对射频电流信号进行反复使用；
所述开关级电路，其用于接入本振信号和射频电流信号，并根据本振信号控制所述开关级电路设置的多个开关管轮流导通，且利用多个开关管轮流导通对射频电流信号进行切换调制，生成中频电流信号传输至负载级电路；
所述负载级电路，其用于将中频电流信号转换成电压信号进行输出。
具体的：所述跨导级电路包括晶体管M1、晶体管M2、晶体管M3、晶体管M4、晶体管M5、晶体管M6、晶体管M7、电感L1、电容C1、电容C2、电阻R1、电阻R2、电阻Rb1和电阻Rb2；所述晶体管M1的栅极与射频电压信号的正极端RF+连接，所述晶体管M1的漏极与所述电感L1的一端连接，所述晶体管M1的源级接地，所述电感L1的另一端与所述晶体管M2的漏极连接；所述晶体管M3的栅极与所述晶体管M4的栅极连接，所述晶体管M3的漏极与所述晶体管M1的漏极连接，所述晶体管M3的漏极还与所述开关级电路连接，所述晶体管M3的源级接地；所述晶体管M2的栅极与射频电压信号的负极端RF-连接，所述晶体管M2的源级接地；所述晶体管M4的漏极与所述晶体管M2的漏极连接，所述晶体管M4的漏极还与所述开关级电路连接，所述晶体管M4的源级接地；所述电阻Rb2的一端连接直流偏置电压v2，所述电阻Rb2的另一端与所述晶体管M3的栅极连接；所述晶体管M5的栅极与射频电压信号的正极端RF+连接，所述晶体管M5的漏极与所述电容C1的一端连接，所述晶体管M5的源级接地，所述电容C1的另一端与所述晶体管M7的栅极连接；所述晶体管M6的栅极与射频电压信号的负极端RF-连接，所述晶体管M6的源级接地，所述晶体管M6的漏极与所述晶体管M5的漏极连接；所述电阻Rb1的一端与所述晶体管M7的栅极连接，所述电阻Rb1的另一端连接直流偏置电压V1；所述晶体管M7的源级接地，所述晶体管M7的漏极与所述电阻R2的一端连接，所述R2的另一端连接电压VDD；所述电阻R1的一端与所述晶体管M5的漏极连接，所述电阻R1的另一端连接电压VDD；所述电容C2的一端与所述晶体管M7的漏极连接，所述电容C2的另一端与所述晶体管M4的栅极连接。
跨导级可以采用伪差分、全差分和源极退化等方案实现。伪差分非常适合于实现转导阶段，可以改善三阶输入截止点(IIP3)，但由于它产生共模二阶失真，降低了二阶输入截止点(IIP2)。此外，全差动式输入晶体管的源极端的尾部电流源产生高阻抗，这使得抑制了二阶非线性电流，并且负载和开关晶体管中存在不匹配，导致信号路径中的偶数阶互调，增加了三阶交调电流IM3。为了改善三阶输入截点(IIP3)，消除三阶失真，将消除机制设置在混频器的跨导级，使用跨导系数修正技术结构。通过增加额外的电路到跨导级，产生非线性项，通过改变其幅度和相位，提高混频器的线性度。如图1中，晶体管M5和晶体管M6是非线性晶体管，它们将输入电压信号转换成非线性电流。由于晶体管M5和M6的漏极相连，所以电流的差分项被去除，电流通过电阻R1和R2输出，被晶体管M3放大输出电流。晶体管M1的小信号模型以泰勒级数展开表示的漏极电流为：
id1＝gm1vgs+g'm1v2 gs+g”m1v3 gs+... (1)
其中，Vgs＝Vg–VS，Vg是栅极电压，VS是源级电压，gm1、g'm1、
g"m1分别表示晶体管M1的第一阶、第二阶和第三阶跨导系数。
从上式中可以发现，改变MOS管漏极电流，则可以改变跨导系数。
晶体管M3的栅极电压VG可以表示为：
其中，D2是VG的第二阶跨导系数。
通过在M5和M6的漏极写入KCL，使用晶体管的关系式和环路方程的频域表示，VG的二阶跨导系数表示为：
其中，通过改变C1、R1和R2的值，可以改变D2的相位和幅度。
晶体管M1的漏极电流(I1+)可以被定义为：
I1+＝H1(w)VRF++H2(w1,w2)V2 RF++H3(w1,w2,w3)V3 RF++... (7)
其中H1、H2和H3分别是I1+的第一阶、第二阶和第三阶跨导系数，也被命名为第一阶、第二阶和第三阶跨导核。
上式中，H1、H2和H3可以表示为：
H1(w)＝gm1 (8)
上式表明，跨导级H1(w)的一阶跨导等于晶体管特性gm1的主跨导，消除H3(w1,w2,w3)时可以提高线性度。
三阶交调点的公式为：
根据上式推导可以发现，通过调节C1、R1和R2改变D2的相位和幅度，则晶体管M3的栅极电压发生改变，此时漏极电流随之改变，则可以修正跨导系数。根据公式(11)，当跨导系数变化时，则可以用来改善输入三阶交调点IIP3，即通过引入了一个与跨导级的三阶互调电流相同但相位相反的交互项来改善CMOS有源混频器的IIP3值，改变其幅度和相位值取决于所添加的电路中电阻器的调谐。由于在所提出的混频器的RF端口处的晶体管数量的增加，混频器的噪声略有增加。在射频接收机中，前一级混频器的转换增益越高，对后一级电路的噪声性能要求可以降低。混频器的增益表达式为：
跨导级还采用了源简并电感结构，输出射频电流，具有较好的输入匹配特性，提高了电路的转换增益和线性度。通过晶体管M1、晶体管M2的漏极连接电感，可以降低开关电路源级寄生电容带来的间接机制闪烁噪声，还抑制了射频信号经过寄生电容耦合到地通路，提高混频器的转换增益。电容C2提供了较好的输入匹配特性，还提高了电路的线性度。
具体的：所述开关级电路包括晶体管M8、晶体管M9、晶体管M10和晶体管M11，所述晶体管M8的栅极与本振信号的正极端LO+连接，所述晶体管M8的源级与所述晶体管M1的漏极连接，所述晶体管M8的漏极与所述负载级电路连接；所述晶体管M9的栅极与本振信号的负极端LO-连接，所述晶体管M9的源级与所述晶体管M8的源极连接，所述晶体管M9的漏极与所述晶体管M11的漏极连接；所述晶体管M10的栅极与本振信号的负极端LO-连接，所述晶体管M10的源级与所述晶体管M2的漏极连接，所述晶体管M10的漏极与所述晶体管M8的漏极连接；所述晶体管M11的栅极与本振信号的负极端LO+连接，所述晶体管M11的源级与所述晶体管M2的漏极连接，所述晶体管M11的漏极与所述负载级电路连接。
所述开关级接入本振信号，采用晶体管在本振大信号的控制下轮流导通，当LO+导通时，晶体管M8和晶体管M11导通，晶体管M9和晶体管M11截止；当LO-导通时，晶体管M9和晶体管M10导通，晶体管M8和晶体管M11截止，以此来对电流进行切换调制，实现频率的转换。
具体的：所述负载级电路包括电阻R3、电阻R4、电容C3和电容C4；所述电阻R3的一端与所述晶体管M8的漏极连接，所述电阻R3的另一端与电源电压VDD连接；所述电容C3的一端与所述晶体管M8的漏极连接，所述电容C3的另一端与电源电压VDD连接；所述电阻R4的一端与所述晶体管M11的漏极连接，所述电阻R4的另一端与电源电压VDD连接；所述电容C4的一端与所述晶体管M11的漏极连接，所述电容C4的另一端与电源电压VDD连接。
当输入差模信号时，负载支路两边设置电容，以用来提供转换增益所需的负载，RC低通滤波器负载可以提供一定的电压增益，还起到滤波的作用。
具体的：本发明还包括电流注入电路，所述电流注入电路包括晶体管M12和晶体管M13，所述晶体管M12的栅极连接与直流偏置电压V0连接，所述晶体管M12的源极与电源电压VDD连接，所述晶体管M12的漏极与所述晶体管M9的源极连接；所述晶体管M13的栅极与所述晶体管M12的栅极连接，所述晶体管M13的漏极与所述晶体管M10的源极连接，所述晶体管M13的源级与电源电压VDD连接。
电流注入电路采用了电流注入技术，使用晶体管M12和晶体管M13作为分流源，其栅极偏置电压受v0电压控制，可以调节注入电流占跨导级电流比例，达到一个比较好的性能参数。电流注入减小了流过开关管的电流，从而减小开关级直接机制引起的噪声，使噪声性能有所改善。我们通过设置合理的电感L1值，使其与寄生电容发生谐振；当谐振频率谐振在ωRF时，混频器的转换增益得到了改善；当谐振频率点选择在2ωRF时，寄生电容阻抗减小到原来的1/3，使寄生电容引起的二次谐波非线性减小到最小；从以上的分析可以看出，当谐振点在不同的频率时，线性度或增益性能在特定的频率能达到很好的优化；本实例中，通过选择合适的电感L1，使得与共源节点处的总寄生电容谐振频率介于射频基波和射频二次谐波之间，本方案的转换增益、噪声、线性度性能参数都能得到提高。
如图2所示为本发明的混频器的转换增益随本振功率变化的仿真图，从图2中可以看出，该混频器的转换增益可以达到28.4dB以上。
如图3所示为本发明的混频器的转换增益随输出频率变化的仿真图，从图3中可以看出，该混频器的转换增益为28.4dB。
如图4所示为本发明的混频器的噪声系数的仿真图，从图4中可以看出，该混频器的噪声系数为8dB。
如图5所示为本发明的混频器的线性度的仿真图，从图5中可以看出，该混频器的线性度为10.34dBm。
如图6所示为本发明的混频器的功耗图，从图6中可以看出，该混频器的功耗为6.86mW。
综上所述，本发明基于跨导系数修正的混频器的跨导级电路采用跨导系数修正结构，通过增加额外的电路到跨导级，产生了非线性项，通过改变其幅度和相位，提高混频器的线性度。跨导级电路还采用源简并电感结构，使得混频器的转换增益得到改善。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (4)
1.一种基于跨导系数修正结构的混频器，其特征在于：包括依次电连接的跨导级电路、开关级电路和负载级电路，其中，所述跨导级电路采用跨导系数修正结构和源简并电感结构；
所述跨导级电路，其用于接入射频电压信号，并将射频电压信号转化为射频电流信号，且对射频电流信号进行反复使用；
所述开关级电路，其用于接入本振信号和射频电流信号，并根据本振信号控制所述开关级电路设置的多个开关管轮流导通，且利用多个开关管轮流导通对射频电流信号进行切换调制，生成中频电流信号传输至负载级电路；
所述负载级电路，其用于将中频电流信号转换成电压信号进行输出；
所述跨导级电路包括晶体管M1~M7、电感L1、电容C1、电容C2、电阻R1、电阻R2、电阻Rb1和电阻Rb2；所述晶体管M1的栅极与射频电压信号的正极端RF+连接，所述晶体管M1的漏极与所述电感L1的一端连接，所述晶体管M1的源级接地，所述电感L1的另一端与所述晶体管M2的漏极连接；所述晶体管M3的栅极与所述晶体管M4的栅极连接，所述晶体管M3的漏极与所述晶体管M1的漏极连接，所述晶体管M3的漏极还与所述开关级电路连接，所述晶体管M3的源级接地；所述晶体管M2的栅极与射频电压信号的负极端RF-连接，所述晶体管M2的源级接地；所述晶体管M4的漏极与所述晶体管M2的漏极连接，所述晶体管M4的漏极还与所述开关级电路连接，所述晶体管M4的源级接地；所述电阻Rb2的一端连接直流偏置电压v2，所述电阻Rb2的另一端与所述晶体管M3的栅极连接；所述晶体管M5的栅极与射频电压信号的正极端RF+连接，所述晶体管M5的漏极与所述电容C1的一端连接，所述晶体管M5的源级接地，所述电容C1的另一端与所述晶体管M7的栅极连接；所述晶体管M6的栅极与射频电压信号的负极端RF-连接，所述晶体管M6的源级接地，所述晶体管M6的漏极与所述晶体管M5的漏极连接；所述电阻Rb1的一端与所述晶体管M7的栅极连接，所述电阻Rb1的另一端连接直流偏置电压V1；所述晶体管M7的源级接地，所述晶体管M7的漏极与所述电阻R2的一端连接，所述R2的另一端连接电压VDD；所述电阻R1的一端与所述晶体管M5的漏极连接，所述电阻R1的另一端连接电压VDD；所述电容C2的一端与所述晶体管M7的漏极连接，所述电容C2的另一端与所述晶体管M4的栅极连接；
所述开关级电路包括晶体管M8~M11；
所述负载级电路包括电阻R3、电阻R4、电容C3和电容C4；所述电阻R3的一端与所述晶体管M8的漏极连接，所述电阻R3的另一端与电源电压VDD连接；所述电容C3的一端与所述晶体管M8的漏极连接，所述电容C3的另一端与电源电压VDD连接；所述电阻R4的一端与所述晶体管M11的漏极连接，所述电阻R4的另一端与电源电压VDD连接；所述电容C4的一端与所述晶体管M11的漏极连接，所述电容C4的另一端与电源电压VDD连接；
所述晶体管M5和所述晶体管M6是非线性晶体管。
2.根据权利要求1所述的一种基于跨导系数修正结构的混频器，其特征在于：所述晶体管M8的栅极与本振信号的正极端LO+连接，所述晶体管M8的源级与所述晶体管M1的漏极连接，所述晶体管M8的漏极与所述负载级电路连接；所述晶体管M9的栅极与本振信号的负极端LO-连接，所述晶体管M9的源级与所述晶体管M8的源极连接，所述晶体管M9的漏极与所述晶体管M11的漏极连接；所述晶体管M10的栅极与本振信号的负极端LO-连接，所述晶体管M10的源级与所述晶体管M2的漏极连接，所述晶体管M10的漏极与所述晶体管M8的漏极连接；所述晶体管M11的栅极与本振信号的负极端LO+连接，所述晶体管M11的源级与所述晶体管M2的漏极连接，所述晶体管M11的漏极与所述负载级电路连接。
3.根据权利要求2所述的一种基于跨导系数修正结构的混频器，其特征在于：还包括电流注入电路，所述电流注入电路包括晶体管M12和晶体管M13，所述晶体管M12的栅极连接与直流偏置电压V0连接，所述晶体管M12的源极与电源电压VDD连接，所述晶体管M12的漏极与所述晶体管M9的源极连接；所述晶体管M13的栅极与所述晶体管M12的栅极连接，所述晶体管M13的漏极与所述晶体管M10的源极连接，所述晶体管M13的源级与电源电压VDD连接。
4.根据权利要求3所述的一种基于跨导系数修正结构的混频器，其特征在于：所述晶体管M1~M11均为NMOS管，所述晶体管M12~M13均为PMOS管。
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Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013091351A1 (zh) * | 2011-12-20 | 2013-06-27 | 东南大学 | 一种跨导增强无源混频器 |
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Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013091351A1 (zh) * | 2011-12-20 | 2013-06-27 | 东南大学 | 一种跨导增强无源混频器 |
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Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| 一种高线性度低噪声下变频混频器;高胜凯;高博;龚敏;周银强;;微电子学(第04期);全文 * |
| 低压CMOS折叠共源共栅混频器的设计;宋丹;张晓林;夏温博;;北京航空航天大学学报(第12期);全文 * |
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