CN107834980B - 基于电流复用技术的混频器 - Google Patents

基于电流复用技术的混频器 Download PDF

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Abstract

本发明涉及基于电流复用技术的混频器，包括跨导级电路、开关级电路和负载级电路；跨导级电路、开关级电路和负载级电路依次连接；跨导级电路采用电流复用结构和源简并电感结构；负载级电路跨导级电路用于接入射频电压信号，将射频电压信号转化为射频电流信号，对射频电流信号进行反复使用；开关级电路用于接入本振信号和射频电流信号，根据本振信号控制其设置的多个开关管轮流导通，利用多个开关管轮流导通对射频电流信号进行切换调制，生成中频电流信号传输至负载级电路；负载级电路用于将中频电流信号转换成电压信号进行输出。相对现有技术，本发明结构简单、转换增益高、线性度好、噪声低、功耗低、端口隔离度好。

Description

基于电流复用技术的混频器
技术领域
本发明涉及混频器技术领域，特别涉及基于电流复用技术的混频器。
背景技术
随着无线通信的高速发展，物联网、移动通信等技术给人们的生活带来巨大的改变。物联网技术的迅速发展使得人们对通信设备需求不断增加，并且对其性能要求越来越高。射频接收机是无线通信的重要模块，它的性能指标影响着整个无线通信***，所以射频接收机前端芯片的设计必须向着低功耗、低成本、高性能、高集成度方向发展。其中混频器是射频接收机的主要组成部分，同时也是射频前端信号最强的部分，所以混频器的性能指标影响着整个射频前端的性能指标，因此提高混频器的性能具有重要的意义。同时混频器也是接收机前端电路的主要耗能部分，线性度提高后，其功耗又会增加。因此，在混频器的设计中，需要对转换增益、噪声、线性度、功耗、隔离度等性能指标进行综合考虑。
发明内容
本发明的目的是提供一种基于电流复用技术的混频器，所要解决的技术问题是：在低功耗的基础上提高混频器的性能受到限制。
本发明解决上述技术问题的技术方案如下：基于电流复用技术的混频器，包括跨导级电路、开关级电路和负载级电路；所述跨导级电路、开关级电路和负载级电路依次连接；所述跨导级电路采用电流复用结构和源简并电感结构；所述跨导级电路用于接入射频电压信号，将射频电压信号转化为射频电流信号，对射频电流信号进行反复使用；
所述开关级电路用于接入本振信号和射频电流信号，根据本振信号控制其设置的多个开关管轮流导通，利用多个开关管轮流导通对射频电流信号进行切换调制，生成中频电流信号传输至负载级电路；
所述负载级电路用于将中频电流信号转换成电压信号进行输出。
本发明的有益效果是：跨导级电路采用电流复用结构，降低了能耗、大大提高了混频器的转换增益；同时采用源简并电感结构，还使得线性度得到了改善。
在上述技术方案的基础上，本发明还可以做如下改进。
进一步，所述跨导级电路包括PMOS管M1、PMOS管M3，NMOS管M2、NMOS管M4，电容C1～电容C5和电感L1～电感L4；所述PMOS管M1的栅极与射频电压信号的正极端RF+连接，其源级与电源电压VDD连接；NMOS管M2的栅极与射频电压信号的正极端RF+连接，其漏极与PMOS管M1的漏极连接，其源级经电容C1与其栅极连接；所述电容C2的一端与NMOS管M2的漏极连接，另一端与NMOS管M2的源极连接；所述电感L2的一端与NMOS管M2的源极连接，另一端经电感L4接地；所述电容C5与电感L4并联；
所述PMOS管M3的栅极与射频电压信号的负极端RF-连接，其源级与电源电压VDD连接；NMOS管M4的栅极与射频电压信号的正极端RF-连接，其漏极与PMOS管M3的漏极连接，其源级经电容C3与其栅极连接；所述电容C4的一端与NMOS管M4的漏极连接，另一端与NMOS管M4的源极连接；电感L3的一端与NMOS管M4的源极连接，另一端分别与电感L2、电感L4和电容C5的连接点连接；所述电感L1的一端与NMOS管M2的漏极连接，另一端NMOS管M4的漏极连接。
采用上述进一步方案的有益效果是：通过MOS管M2和MOS管M4的源级串联无源器件构成串联反馈可以提高线性度；降低噪声，降低了功耗，大大提高了混频器的转换增益。
进一步，所述开关级电路包括NMOS管M5、NMOS管M6、NMOS管M7和NMOS管M8，所述NMOS管M5的栅极与本振信号的正极端LO+连接，其源级与NMOS管M2的漏极连接，其漏极与负载级电路连接；所述NMOS管M6的栅极与本振信号的负极端LO-连接，其源级与NMOS管M5的源极连接，其漏极与NMOS管M8的漏极连接；所述NMOS管M7的栅极与本振信号的负极端LO-连接，其源级与NMOS管M4的漏极连接，其漏极与NMOS管M5的漏极连接；所述NMOS管M8的栅极与本振信号的负极端LO+连接，其源级与NMOS管M4的漏极连接，其漏极与负载级电路连接。
采用上述进一步方案的有益效果是：接入本振信号，采用MOS管在本振大信号的控制下轮流导通，对电流进行切换调制，来实现频率的转换。
进一步，所述负载级电路包括电阻R1、电阻R2和电容C6；所述电阻R1的一端与NMOS管M5的漏极连接，另一端与电源电压VDD连接；所述电阻R2的一端与NMOS管M8的漏极连接，另一端与电源电压VDD连接；所述电容C6的一端与NMOS管M5的漏极连接，另一端与NMOS管M8的漏极连接。
采用上述进一步方案的有益效果是：电容C6可以等效到支路两边，可以提供转换增益所需的负载，还能起到滤波的作用；电容C6等效到电路两边不仅能放大电容值，还能使版图的面积减小。
进一步，还包括电流注入电路，所述电流注入电路包括PMOS管M9、PMOS管M10和PMOS管M11，所述PMOS管M9的栅极连接与直流偏置电压V0连接，其源极与电源电压VDD连接，其漏极与PMOS管M10的源极连接；所述PMOS管M10的栅极与PMOS管M11的漏极连接，其漏极与NMOS管M2的漏极连接；所述PMOS管M11的栅极与PMOS管M10的漏极连接，其漏极与NMOS管M4的漏极连接，其源级与PMOS管M10的源级连接。
采用上述进一步方案的有益效果是：可以有效地降低了噪声电流脉冲的幅度,从而降低1/f噪声，也不会像静态电流注入那样引起额外的热噪声，实现转换增益、噪声、线性度性能参数都能得到提高。
附图说明
图1为本发明基于电流复用技术的混频器的电路原理图。
图2为本发明中转换增益随本振功率变化的仿真图。
图3为本发明中转换增益随输出频率变化的仿真图。
图4为本发明噪声系数仿真结果图。
图5为本发明线性度仿真结果图。
图6为本发明的功耗截图。
附图中，各标号所代表的部件列表如下：
1、跨导级电路，2、开关级电路，3、负载级电路，4、电流注入电路。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。
如图1所示，基于电流复用技术的混频器，包括跨导级电路1、开关级电路2和负载级电路3；所述跨导级电路1、开关级电路2和负载级电路3依次连接；所述跨导级电路1采用电流复用结构和源简并电感结构；
所述跨导级电路1用于接入射频电压信号，将射频电压信号转化为射频电流信号，对射频电流信号进行反复使用；
所述开关级电路2用于接入本振信号和射频电流信号，根据本振信号控制其设置的多个开关管轮流导通，利用多个开关管轮流导通对射频电流信号进行切换调制，生成中频电流信号传输至负载级电路3；
所述负载级电路3用于将中频电流信号转换成电压信号进行输出。
上述实施例中，跨导级电路1采用电流复用结构，大大提高了混频器的转换增益；同时采用源简并电感结构，还使得线性度得到了改善。
可选的，作为本发明的一个实施例：所述跨导级电路1包括PMOS管M1、PMOS管M3，NMOS管M2、NMOS管M4，电容C1～电容C5和电感L1～电感L4；所述PMOS管M1的栅极与射频电压信号的正极端RF+连接，其源级与电源电压VDD连接；NMOS管M2的栅极与射频电压信号的正极端RF+连接，其漏极与PMOS管M1的漏极连接，其源级经电容C1与其栅极连接；所述电容C2的一端与NMOS管M2的漏极连接，另一端与NMOS管M2的源极连接；所述电感L2的一端与NMOS管M2的源极连接，另一端经电感L4接地；所述电容C5与电感L4并联；
所述PMOS管M3的栅极与射频电压信号的负极端RF-连接，其源级与电源电压VDD连接；NMOS管M4的栅极与射频电压信号的正极端RF-连接，其漏极与PMOS管M3的漏极连接，其源级经电容C3与其栅极连接；所述电容C4的一端与NMOS管M4的漏极连接，另一端与NMOS管M4的源极连接；电感L3的一端与NMOS管M4的源极连接，另一端分别与电感L2、电感L4和电容C5的连接点连接；所述电感L1的一端与NMOS管M2的漏极连接，另一端NMOS管M4的漏极连接。
当射频RF+导通时，PMOS管M1、NMOS管M2导通，PMOS管M3、NMOS管M4截止；当射频RF-导通时，PMOS管M3、NMOS管M4导通，PMOS管M1、NMOS管M2截止。全差分跨导级采用源简并电感结构，输出射频电流，具有较好的输入匹配特性，还提高了电路的线性度。在射频接收机中，前一级混频器的转换增益越高，对后一级电路的噪声性能要求可以降低。混频器的增益表达式为：
gm是混频器的跨导，RL为负载电阻。由上式可知，可以通过增加跨导和负载电阻来提高混频器的增益。若提高混频器的跨导，会增加电路的功耗。若提高负载电阻，加载电阻上的直流压降会增大，减小输出电压摆幅，使得开关级和跨导级的MOS管不工作在饱和区，影响电路的线性度。因此使用MOS管M1至MOS管M4构成了电流复用结构，这样在低电流的条件下获得了较高的跨导，还降低了混频器的功耗。
通过MOS管M2、MOS管M4的源级串联无源器件构成串联反馈可以提高混频器的线性度。在一些文献中有部分文献采用电阻、电容、电感作为反馈器件来提高混频器的线性度。但若采用电阻时，会引起额外的电阻热噪声，使得混频器的噪声性能降低。若采用电容或者电感作为负反馈则不会使噪声性能降低。但使用电容作为反馈器件时需要增加额外的直流通路，所以使用采用电感L2、电感L3作为反馈器件，使用MOS管M1至MOS管M4构成了电流复用结构，这样在低电流的条件下获得了较高的跨导，还使得混频器的功耗得到了降低；电容C1、电容C3、电感L2、电感L3提供了较好的输入匹配特性，还提高了电路的线性度；尾电流采用电感L4、电容C5形成了一个谐振回路，形成了一个零净空的AC电流源。为了消除寄生电容的影响，在跨导级电路1和开关级电路2之间串联了一个电感L1，使得混频器的线性度得到了改善。
可选的，作为本发明的一个实施例：所述开关级电路2包括NMOS管M5、NMOS管M6、NMOS管M7和NMOS管M8，所述NMOS管M5的栅极与本振信号的正极端LO+连接，其源级与NMOS管M2的漏极连接，其漏极与负载级电路3连接；所述NMOS管M6的栅极与本振信号的负极端LO-连接，其源级与NMOS管M5的源极连接，其漏极与NMOS管M8的漏极连接；所述NMOS管M7的栅极与本振信号的负极端LO-连接，其源级与NMOS管M4的漏极连接，其漏极与NMOS管M5的漏极连接；所述NMOS管M8的栅极与本振信号的负极端LO+连接，其源级与NMOS管M4的漏极连接，其漏极与负载级电路3连接。
上述实例中，所述开关级接入本振信号，采用MOS管在本振大信号的控制下轮流导通，当LO+导通时，NMOS管M5和NMOS管M8导通，NMOS管M6和NMOS管M7截止；当LO-导通时，NMOS管M6和NMOS管M7导通，NMOS管M5和NMOS管M8截止，以此来对电流进行切换调制，实现频率的转换。
可选的，作为本发明的一个实施例：所述负载级电路3包括电阻R1、电阻R2和电容C6；所述电阻R1的一端与NMOS管M5的漏极连接，另一端与电源电压VDD连接；所述电阻R2的一端与NMOS管M8的漏极连接，另一端与电源电压VDD连接；所述电容C6的一端与NMOS管M5的漏极连接，另一端与NMOS管M8的漏极连接。
上述实例中，当输入差模信号时，电容C6阻抗值一般是交流接地，可以等效到支路两边，以用来提供转换增益所需的负载，还能起到滤波的作用。桥接的电容C6等效到电路两边不仅能放大电容值，还能使版图的面积减小。
可选的，作为本发明的一个实施例：还包括电流注入电路4，所述电流注入电路4包括PMOS管M9、PMOS管M10和PMOS管M11，所述PMOS管M9的栅极连接与直流偏置电压V0连接，其源极与电源电压VDD连接，其漏极与PMOS管M10的源极连接；所述PMOS管M10的栅极与PMOS管M11的漏极连接，其漏极与NMOS管M2的漏极连接；所述PMOS管M11的栅极与PMOS管M10的漏极连接，其漏极与NMOS管M4的漏极连接，其源级与PMOS管M10的源级连接。
电流注入电路4采用了动态电流注入技术，在PMOS管M10和PMOS管M11同时导通或者开关动作的瞬间，会产生电流脉冲；当开关对中一对MOS管导通时,另一对MOS管截止,流过MOS管的电流由跨导管的电流决定，对噪声没有贡献；本电路采用一种动态的电流注入技术，当开关对NMOS管同时导通时，开关级电路2共源节点处的电压达到最低，PMOS管M9、PMOS管M10和PMOS管M11导通，将开关对共源节点的电流抽走，当开关对中的NMOS管没有同时导通时，共源节点处的电压很高，PMOS管M9、PMOS管M10和PMOS管M11截止，不抽走电流；可以有效地降低了噪声电流脉冲的幅度,从而降低1/f噪声，也不会像静态电流注入那样引起额外的热噪声，由于只有开关瞬间抽取电流，因此基本不会引入热噪声；我们通过设置合理的电感L1值，使其与寄生电容发生谐振；当谐振频率谐振在ωRF时，混频器的转换增益得到了改善；当谐振频率点选择在2ωRF时，寄生电容阻抗减小到原来的1/3，使寄生电容引起的二次谐波非线性减小到最小；从以上的分析可以看出，当谐振点在不同的频率时，线性度或增益性能在特定的频率能达到很好的优化；本实例中，通过选择合适的电感L1，使得与共源节点处的总寄生电容谐振频率介于射频基波和射频二次谐波之间，本方案的转换增益、噪声、线性度性能参数都能得到提高。
如图2所示为本发明的混频器的转换增益随本振功率变化的仿真图，从图中可以看出，该混频器的转换增益可以达到25.4dB以上。
如图3所示为本发明的混频器的转换增益随输出频率变化的仿真图，从图中可以看出，该混频器的转换增益为25.4dB。
如图4所示为本发明的混频器的噪声系数的仿真图，从图中可以看出，该混频器的噪声系数为7.78dB。
如图5所示为本发明的混频器的线性度的仿真图，从图中可以看出，该混频器的线性度为26.04dBm。
如图6所示为本发明的混频器的功耗图，从图中可以看出，该混频器的功耗为8mW。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.基于电流复用技术的混频器，其特征在于：包括跨导级电路(1)、开关级电路(2)和负载级电路(3)；所述跨导级电路(1)、开关级电路(2)和负载级电路(3)依次连接；所述跨导级电路(1)采用电流复用结构和源简并电感结构；
所述跨导级电路(1)用于接入射频电压信号，将射频电压信号转化为射频电流信号，对射频电流信号进行反复使用；
所述开关级电路(2)用于接入本振信号和射频电流信号，根据本振信号控制其设置的多个开关管轮流导通，利用多个开关管轮流导通对射频电流信号进行切换调制，生成中频电流信号传输至负载级电路(3)；
所述负载级电路(3)用于将中频电流信号转换成电压信号进行输出；所述跨导级电路(1)包括PMOS管M1、PMOS管M3，NMOS管M2、NMOS管M4，电容C1～电容C5和电感L1～电感L4；所述PMOS管M1的栅极与射频电压信号的正极端RF+连接，其源级与电源电压VDD连接；NMOS管M2的栅极与射频电压信号的正极端RF+连接，其漏极与PMOS管M1的漏极连接，其源级经电容C1与其栅极连接；所述电容C2的一端与NMOS管M2的漏极连接，另一端与NMOS管M2的源极连接；所述电感L2的一端与NMOS管M2的源极连接，另一端经电感L4接地；所述电容C5与电感L4并联；
所述PMOS管M3的栅极与射频电压信号的负极端RF-连接，其源级与电源电压VDD连接；NMOS管M4的栅极与射频电压信号的正极端RF-连接，其漏极与PMOS管M3的漏极连接，其源级经电容C3与其栅极连接；所述电容C4的一端与NMOS管M4的漏极连接，另一端与NMOS管M4的源极连接；电感L3的一端与NMOS管M4的源极连接，另一端分别与电感L2、电感L4和电容C5的连接点连接；所述电感L1的一端与NMOS管M2的漏极连接，另一端NMOS管M4的漏极连接；
所述开关级电路(2)包括NMOS管M5和NMOS管M8；
所述负载级电路(3)包括电阻R1、电阻R2和电容C6；所述电阻R1的一端与NMOS管M5的漏极连接，另一端与电源电压VDD连接；所述电阻R2的一端与NMOS管M8的漏极连接，另一端与电源电压VDD连接；所述电容C6的一端与NMOS管M5的漏极连接，另一端与NMOS管M8的漏极连接。
2.根据权利要求1所述的基于电流复用技术的混频器，其特征在于：所述开关级电路(2)还包括NMOS管M6和NMOS管M7，所述NMOS管M5的栅极与本振信号的正极端LO+连接，其源级与NMOS管M2的漏极连接，其漏极与负载级电路(3)连接；所述NMOS管M6的栅极与本振信号的负极端LO-连接，其源级与NMOS管M5的源极连接，其漏极与NMOS管M8的漏极连接；所述NMOS管M7的栅极与本振信号的负极端LO-连接，其源级与NMOS管M4的漏极连接，其漏极与NMOS管M5的漏极连接；所述NMOS管M8的栅极与本振信号的负极端LO+连接，其源级与NMOS管M4的漏极连接，其漏极与负载级电路(3)连接；
还包括电流注入电路(4)，所述电流注入电路(4)包括PMOS管M9、PMOS管M10和PMOS管M11，所述PMOS管M9的栅极连接与直流偏置电压V0连接，其源极与电源电压VDD连接，其漏极与PMOS管M10的源极连接；所述PMOS管M10的栅极与PMOS管M11的漏极连接，其漏极与NMOS管M2的漏极连接；所述PMOS管M11的栅极与PMOS管M10的漏极连接，其漏极与NMOS管M4的漏极连接，其源级与PMOS管M10的源级连接；电流注入电路(4)采用了动态电流注入技术，在PMOS管M10和PMOS管M11同时导通或者开关动作的瞬间，会产生电流脉冲。
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