CN107921999A - 电动助力转向装置的控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种电动助力转向装置的控制装置。该电动助力转向装置的控制装置以不会降低响应性的方式来稳定由转向盘惯性和电动机惯性构成的二惯性***的振动模式。本发明的电动助力转向装置的控制装置具备前馈控制单元、反馈控制单元和响应控制单元，其中，前馈控制单元输入输入角度信息，运算出用于补偿电流指令值的第1补偿信号；反馈控制单元输入输出角度信息，运算出用于补偿电流指令值的第2补偿信号；响应控制单元基于第1补偿信号以及第2补偿信号来调整电流指令值。

Description

电动助力转向装置的控制装置
技术领域
本发明涉及一种电动助力转向装置的控制装置，其基于电流指令值来驱动电动机，以便对转向***进行辅助控制。本发明尤其涉及一种电动助力转向装置的控制装置，其不会降低转向***的转向的响应性，并且还能够提高稳定性。
背景技术
利用电动机的旋转力对车辆的转向***进行辅助控制的电动助力转向装置(EPS)，将电动机的驱动力经由减速装置由诸如齿轮或皮带之类的传送机构，向转向轴或齿条轴施加转向辅助力(辅助力)。为了正确地产生转向辅助力的扭矩，这样的现有的电动助力转向装置进行电动机电流的反馈控制。反馈控制调整电动机外加电压，以便使电流指令值与电动机电流检测值之间的差变小，一般来说，通过调整PWM(脉冲宽度调制)控制的占空比(duty ratio)来进行电动机外加电压的调整。
参照图1对电动助力转向装置的一般结构进行说明。如图1所示，转向盘(方向盘)1的柱轴(转向轴或方向盘轴)2经过减速齿轮3、万向节4a和4b、齿轮齿条机构5、转向横拉杆6a和6b，再通过轮毂单元7a和7b，与转向车轮8L和8R连接。另外，在柱轴2上设有用于检测出转向盘1的转向扭矩的扭矩传感器10以及用于检测出转向角θ的转向角传感器14，对转向盘1的转向力进行辅助的电动机20通过减速齿轮3与柱轴2连接。电池13对用于控制电动助力转向装置的控制单元(ECU)30进行供电，并且，经过点火开关11，点火(IG)信号被输入到控制单元30中。控制单元30基于由扭矩传感器10检测出的转向扭矩Ts和由车速传感器12检测出的车速V，进行辅助(转向辅助)指令的电流指令值的运算，由通过对电流指令值实施补偿等而得到的电压控制指令值Vref来控制供应给EPS用电动机20的电流。
此外，转向角传感器14并不是必须的，也可以不设置转向角传感器14，还有，也可以从与电动机20相连接的诸如分解器之类的旋转传感器处获得转向角。
另外，用于收发车辆的各种信息的CAN(Controller Area Network，控制器局域网络)100被连接到控制单元30，车速V也能够从CAN100处获得。此外，用于收发CAN100以外的通信、模拟/数字信号、电波等的非CAN101也可以被连接到控制单元30。
尽管控制单元30主要由MCU(也包含CPU、MPU等)来构成，但该MCU内部由程序执行的一般功能如图2所示。
参照图2对控制单元30的功能和动作进行说明。如图2所示，由扭矩传感器10检测出的转向扭矩Ts和由车速传感器12检测出的(或来自CAN100的)车速V被输入到用于运算出电流指令值Iref1的电流指令值运算单元31中。电流指令值运算单元31基于被输入进来的转向扭矩Ts和车速V并利用辅助图(assist map)等来运算出作为供应给电动机20的电动机电流的控制目标值的电流指令值Iref1。电流指令值Iref1经过加法单元32A被输入到电流限制单元33中；被限制了最大电流的电流指令值Irefm被输入到减法单元32B中；减法单元32B运算出电流指令值Irefm与被反馈回来的电动机电流值Im之间的偏差ΔI(＝Irefm-Im)；该偏差ΔI被输入到用于进行转向动作的特性改善的PI(比例积分)控制单元35中。在PI控制单元35中经过特性改善后的电压控制指令值Vref被输入到PWM控制单元36中，再经过作为驱动单元的逆变器37来对电动机20进行PWM驱动。电动机电流检测器38检测出电动机20的电动机电流值Im，由电动机电流检测器38检测出的电动机电流值Im被反馈到减法单元32B中。逆变器37作为驱动元件使用场效应晶体管(FET)，其由FET的电桥电路来构成。
另外，在加法单元32A对来自补偿信号生成单元34的补偿信号CM进行加法运算，通过补偿信号CM的加法运算来进行转向***的特性补偿，以便改善收敛性和惯性特性等。补偿信号生成单元34先在加法单元34-4将自对准扭矩(SAT)34-3与惯性34-2相加，然后，在加法单元34-5再将在加法单元34-4得到的加法结果与收敛性34-1相加，最后，将在加法单元34-5得到的加法结果作为补偿信号CM。
在这样的电动助力转向装置(EPS)中，因为动作的稳定性和响应性是相互矛盾的特性，所以“如何使这两个特性并存(也就是说，实现两者的兼容性)”便成为需要解决的技术问题，尤其在考虑了将EPS应用在驾驶支援装置的情况下，非常期待稳定由“构成EPS的转向盘惯性和电动机惯性”构成的二惯性***的振动模式，并且，以不会降低响应性的方式来抑制振动。
作为用于改善这样的振动模式的稳定性的装置，例如，有日本专利第3493806号公报(专利文献1)所记载的控制装置。专利文献1的控制装置通过具备起到“消除由构成EPS的惯性要素和弹簧要素构成的共振***的共振频率的尖峰”的作用的稳定补偿器，来实现控制***的稳定性和响应性的改善。为了消除共振频率的尖峰，稳定补偿器进行极零抵消。
还有，在日本专利第3385763号公报(专利文献2)中，实现了转向盘位于中心的场合(即，在中心处(on-center))的稳定性的改善。因为在中心附近，当车辆直行的时候，不会进行快速的转向，有时不能充分地进行电流指令值的补正，所以在日本专利第3385763号公报(专利文献2)中，检测出车辆的直行状态，在直行状态的情况下，通过使电流指令值与补正值相加，从而改善在中心附近的稳定性。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第3493806号公报
专利文献2：日本专利第3385763号公报
发明内容
发明要解决的技术问题
然而，在专利文献1所公开的装置中，因为通过设定“阻尼(衰减)对基于近似模型的控制对象的特性充分发挥了作用”的阻尼系数(衰减系数)，来抑制即使在实际的控制对象的转角频率存在不一致的场合的共振频率的尖峰，所以有可能会在某种程度上降低响应性。还有，在专利文献1所公开的装置中，因为没有区分“在中心附近的场合的控制”和“不在中心附近的场合的控制”，所以在中心附近的稳定性在某种程度上有可能会变得不稳定。
还有，因为专利文献2所公开的装置的主要目的在于提高在中心附近的稳定性，所以关于包括在中心处在内的车辆状态的响应性，由于其在专利文献2中并没有任何记载，因此是不清楚的。
本发明是鉴于上述情况而完成的，本发明的目的在于提供一种电动助力转向装置的控制装置，该电动助力转向装置的控制装置以不会降低响应性的方式来稳定由转向盘惯性和电动机惯性构成的二惯性***的振动模式。
解决技术问题的技术方案
本发明涉及一种电动助力转向装置的控制装置，其基于电流指令值来驱动电动机，以便对转向***进行辅助控制，本发明的上述目的可以通过下述这样实现，即：具备前馈控制单元、反馈控制单元和响应控制单元，所述前馈控制单元输入输入角度信息，运算出用于补偿所述电流指令值的第1补偿信号，所述反馈控制单元输入输出角度信息，运算出用于补偿所述电流指令值的第2补偿信号，所述响应控制单元基于所述第1补偿信号以及所述第2补偿信号来调整所述电流指令值。
本发明的上述目的还可以通过下述这样更有效地实现，即：所述响应控制单元将所述第1补偿信号与所述第2补偿信号之间的差分作为输入；或，作为所述响应控制单元，具备将所述第1补偿信号作为输入的第1响应控制单元和将所述第2补偿信号作为输入的第2响应控制单元，来自所述第1响应控制单元的输出与来自所述第2响应控制单元的输出之间的差分被用于调整所述电流指令值；或，所述反馈控制单元将构成电动助力转向装置的转向盘惯性以及电动机惯性发生相对位移的振动模式的特性的极点配置在转向稳定化频率范围，所述响应控制单元进行极零抵消，以便抵消所述振动模式的特性，使所述前馈控制单元能够独立地设定在中心处的所述振动模式的特性的稳定性以及响应性；或，所述转向稳定化频率范围约为20Hz或更高的频率；或，所述反馈控制单元通过提高由所述转向盘惯性和所述电动机惯性构成的二惯性***的共振比，来进行所述振动模式的特性的极点配置；或，所述共振比约为2或更大；或，所述反馈控制单元通过相位超前特性将阻尼赋予给所述极点；或，通过由所述响应控制单元所进行的极零抵消，使得所述振动模式的特性的衰减系数变成等于或大于所规定的值；或，所述所规定的值约为0.6；或，所述前馈控制单元进行相位补偿；或，具备相位补偿控制单元，所述相位补偿控制单元在所述响应控制单元调整所述电流指令值之前，对所述电流指令值进行相位补偿；或，所述输入角度信息为转向角，所述输出角度信息为操舵角。
发明的效果
根据本发明的电动助力转向装置的控制装置，通过针对由转向盘惯性和电动机惯性构成的二惯性***的特性，将极点移动和极零抵消组合起来，以便设定特性，并且，通过提高在中心附近的特性的设定的自由度，这样就不会降低响应性，并且还能够改善稳定性。
附图说明
图1是表示电动助力转向装置的概要的结构图。
图2是表示电动助力转向装置的控制单元(ECU)的结构示例的结构框图。
图3是表示包含了扭力杆的场合的现有的转向***的结构的结构框图。
图4是表示本发明的转向***的结构的结构框图。
图5是表示二惯性***的结构的示意图。
图6是对二惯性***的结构进行模型化后得到的结构框图。
图7是表示所期望的外部干扰感度函数的特性的特性图。
图8是表示本发明的转向***的结构的变形示例的结构框图。
图9是表示本发明的结构示例(第1实施方式)的结构框图。
图10是表示用于改变衰减系数的共振比的函数的图。
图11是表示通过电动机角的反馈来进行的控制的概念的结构框图。
图12是对在中心附近的二惯性***的结构进行模型化后得到的结构框图。
图13是表示在中心附近的二惯性***的结构模型中添加了相位补偿后得到的结构的结构框图。
图14是表示本发明的动作示例(第1实施方式)的流程图。
图15是表示本发明的结构示例(第2实施方式)的结构框图。
图16是表示本发明的动作示例(第2实施方式)的流程图。
图17是表示本发明的结构示例(第3实施方式)中的反馈控制单元的结构示例的结构框图。
图18是表示本发明的结构示例(第4实施方式)的结构框图。
具体实施方式
本发明的目的在于不会降低转向***的转向的响应性，并且还能够提高稳定性。
图3是表示包含了作为控制单元的一部分的扭力杆的场合的现有的转向***的结构的结构框图。在图3中，C(s)为包含了扭力杆的控制***的特性，STG(s)为转向特性，Ktor为扭力杆刚性，θd为转向角，θg为操舵角，TSAT为自对准扭矩(SAT)，将Ktor作为增益的增益单元320、具有C(s)的特性单元90、具有STG(s)的特性单元360、减法单元345以及加法单元346构成了转向***。转向角θd被用作转向盘惯性***的角度信息(输入角度信息)，操舵角θg被用作电动机惯性***的角度信息(输出角度信息)，另外，这些信息以外的数据，例如，电动机角也可以被用作输出角度信息。
从图3可知，现有的助力辅助控制(power assist control)，即，现有的转向扭矩控制(steering torque control)为使操舵角θg跟随转向角θd的控制。并且，在跟随时产生的误差为转向扭矩Ts，“调整这个跟随误差并且向驾驶员提供转向扭矩信息”是控制目标之一。然而，在这样的控制***中，因为需要使“使***稳定”和“调整跟随误差”这两个功能并存(也就是说，因为需要“使***稳定”和“调整跟随误差”这两个功能相互兼容)，所以能够实现的功能是有限的。
因此，通过利用操舵角(输出角度信息)，并且，使用将操舵角(输出角度信息)以及转向角(输入角度信息)作为输入的控制单元，来实现上述这两个功能的并存(也就是说，来实现上述这两个功能的相互兼容)。与图3相对应的图4示出了使用了这样的控制单元的结构框图。在图4中，C1(s)、C2(s)以及C3(s)均为传递特性，将Ktor作为增益的增益单元320、具有C1(s)的响应控制单元50、具有C2(s)的反馈控制单元60、具有C3(s)的前馈控制单元40、具有STG(s)的特性单元360、减法单元345以及加法单元346构成了转向***。
如图4所示，通过***前馈控制单元40以及反馈控制单元60，将跟随误差作为输入的响应控制单元50就能够将其功能集中在“调整跟随误差并且向驾驶员提供转向扭矩信息”的功能上，并且还可以提高设定的自由度。
基于使用转向角θd在前馈控制单元40中运算出的补偿信号以及使用被反馈回来的操舵角θg在反馈控制单元60中运算出的补偿信号进行了补偿后的电流指令值被输入到响应控制单元50中。因此，当设计这三个控制单元的时候，因为助力辅助增益(powerassist gain)的变动，即，在电流指令值运算单元中针对转向扭矩所使用的增益的变动对稳定性有很大的影响，所以以分成“进行助力辅助(辅助控制)的区域中的控制”(下面，被称为“助力辅助控制”)和“不进行助力辅助的在中心附近的控制”(下面，被称为“在中心处控制(on-center control)”)的方式来进行设计，响应控制单元50以及反馈控制单元60被设计成用来进行“助力辅助控制”，前馈控制单元40被设计成用来进行“在中心处控制”。
首先，对助力辅助控制进行说明。
EPS具有通过扭力杆的弹簧要素将转向盘惯性和电动机惯性结合起来后得到的二惯性***的结构，对该二惯性***的结构进行模型化的话，则成为图5。在图5中，Th为转向盘扭矩，Tm为电动机扭矩，Jh为转向盘惯性的振动参数，JSTG以及BSTG均为电动机惯性的振动参数。在这个模型中，因为SAT随驾驶状况而变化很大，所以将其作为外部干扰。通过结构框图来表现这个模型的话，则成为图6。在图6中，s为拉普拉斯运算子，这个模型是由具有1/Jhs2的特性的特性单元310、具有1/(JSTGs2+BSTGs)的特性的特性单元330、将Ktor作为增益的增益单元320、减法单元340、减法单元341以及减法单元342来构成的。
从图6可知，控制对象为将电动机扭矩作为输入并将转向扭矩作为输出的传递特性P(s)，传递特性P(s)是由下述式1来表示的。
式1
因为在上述式1中包含“两个惯性(转向盘惯性和电动机惯性)成为一体后发生位移的振动模式”(下面，被称为“一体模式”)和“这两个惯性发生相对位移的振动模式”(下面，被称为“相对模式”)，所以将传递特性P(s)分解成一体模式和相对模式。
因为一体模式的传递特性Pn(s)相当于使扭力杆刚性Ktor变成无限大的模式，所以其变成下述式2。
式2
将P(s)与Pn(s)之间的特性差(乘法表示)作为Δ(s)的话，则P(s)可以由下述式3来表示，并且，相对模式的传递特性变成下述式4。
式3
P(s)＝Pn(s)(1+Δ(s))
式4
因为在上述式4中，在需要稳定的频率范围，与其他的项相比，KtorBSTG足够小，所以可以忽略KtorBSTG，因此，式4可以被近似成下述式5。
式5
在通常情况下，因为相对模式的传递特性1+Δ(s)的固有振动频率存在于控制装置的控制频率范围内，所以为了实现稳定，需要进行极点移动。还有，尽管在本发明中，通过使用内部模型来实现稳定，但在控制频率范围内，需要尽量抑制使用了内部模型的控制装置给外部干扰感度带来的影响。
关于外部干扰感度，图7示出了所期望的外部干扰感度函数。图7表示了作为用来表示外部干扰感度的函数的互补感度函数，其纵轴为增益，其横轴为频率。互补感度函数为表示“增益为1的话，则抑制外部干扰；增益小于1的话，则传递外部干扰”的函数。如图7所示，尽管因为在小于悬架的固有振动频率的频率范围，存在着有关车辆举动的信息，所以针对需要积极地传递的外部干扰的感度是越高越好，但是，在大于悬架的固有振动频率的频率范围，为了实现稳定，最好是抑制外部干扰。为了获得这样的外部干扰感度特性，非常期待“看不到Δ(s)的特性”，也就是说，非常期待“通过使用了内部模型的极零抵消，来抵消Δ(s)的特性”。然而，关于极零抵消，因为存在着“控制对象的特性发生了变动的场合的鲁棒稳定性”的技术问题，所以为了尽量减少对要被抵消的极点的稳定性的影响，需要在充分地提高了要被抵消的极点的衰减系数之后，进行极零抵消。因此，通过进行基于状态反馈的极点配置，使得相对模式的传递特性1+Δ(s)的极点在图7所示的转向***的稳定化范围(转向稳定化频率范围)具有足够的衰减，从而实现稳定。也就是说，进行“使1+Δ(s)的特性成为易于稳定的特性(对1+Δ(s)的特性进行极点配置)”的处理(下面，被称为“第1处理”)和“通过对经过极点配置后的特性进行极零抵消，以便实现稳定”的处理(下面，被称为“第2处理”)。还有，再进行“针对为了提高鲁棒稳定性而进行了极零抵消后得到的特性，实现更进一步的稳定”的处理(下面，被称为“第3处理”)的话，则更加有效。此外，转向稳定化频率范围约为20Hz或更高的频率。
在本发明中，反馈控制单元60进行第1处理，响应控制单元50进行第2处理。相位补偿控制单元进行第3处理。反馈控制单元60将相对模式的特性的极点配置在转向稳定化频率范围，响应控制单元50进行极零抵消，以便抵消相对模式的特性。相位补偿控制单元为了实现更进一步的稳定而进行相位补偿。
接下来，对“在中心处控制”进行说明。
在EPS中，当在中心附近非常缓慢地进行转向的时候，有时会发生粘滑(stick-slip)。所谓“粘滑”指的是，在静摩擦与动摩擦之间的差较大并且驱动侧的刚性较低的情况下，以缓慢的速度进行驱动时产生的不连续的运动。基本上来说，尽管在EPS中，静摩擦与动摩擦之间的差被控制在不会发生问题的程度，但有时电动机的齿槽扭矩(cogging torque)仍然会成为粘滑的发生原因。即使粘滑现象作为扭矩脉动为非常小的值，但由于阶梯状地发生变化，所以其会成为损害转向操作性的主要原因。在本发明中，通过提高二惯性***的动刚性，来防止粘滑的发生。
如上所述那样，因为粘滑是在中心附近非常缓慢地进行转向时发生的，所以几乎不进行助力辅助，从而助力辅助控制不发挥作用。因此，用于进行“在中心处控制”的控制单元需要被配置成与助力辅助的特性并行。还有，在这个被配置成与助力辅助的特性并行的控制单元中，需要定常增益为0，这样就能够使控制装置整体的定常增益与助力辅助增益一致。也就是说，需要这个被配置成与助力辅助的特性并行的控制单元为具有微分特性的控制单元。作为本控制单元，在本发明中，具备前馈控制单元40。前馈控制单元40被设计成满足上述条件，并且，还被设计成相位补偿器，以便能够独立地设定稳定性和响应性。
就这样，在进行助力辅助的区域，通过极点移动和极零抵消，来稳定相对模式的特性；在不进行助力辅助的中心附近，通过相位补偿使得能够独立地设定稳定性和响应性，从而抑制粘滑。通过这样做，就不会降低响应性，并且还能够改善稳定性。
此外，可以将图4所示的转向***的结构变形为图8所示的结构，也可以基于图8所示的转向***的结构来构成本发明。图8所示的转向***具备2个响应控制单元，来自前馈控制单元40的补偿信号被输入到响应控制单元51中，来自反馈控制单元60的补偿信号被输入到响应控制单元52中，来自响应控制单元51的输出数据以及来自响应控制单元52的输出数据均被输入到减法单元347中。
下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。
图9示出了本发明的实施方式的结构示例(第1实施方式)。此外，因为图9的电流指令值运算单元31的结构与图2的电流指令值运算单元31的结构是相同的，所以省略其说明。
数据变换单元70基于电动机角θm以及转向扭矩Ts来计算出转向角θd。前馈控制单元40使用转向角θd并且通过相位补偿来进行“在中心处控制”，输出补偿信号Cs1。反馈控制单元60使用电动机角θm来进行“将相对模式的特性的极点配置在转向稳定化频率范围”的第1处理，输出补偿信号Cs2。尽管在图4中，反馈控制单元60将操舵角θg作为输入，但由于存在θg∝θm的关系，并且，即使使用电动机角θm也可以执行第1处理，所以在本结构示例中，将电动机角θm输入到反馈控制单元60。响应控制单元50输入“通过补偿信号Cs1以及补偿信号Cs2对从电流指令值运算单元31输出的电流指令值Iref1进行补偿后生成的”电流指令值Irefa，按照“被设计成通过极零抵消来抵消相对模式的特性的”特性来变换电流指令值Irefa，然后将变换后的电流指令值Irefa作为电流指令值Irefb输出。电流指令值Irefb被输入到图2所示的电流限制单元33中，在此之后，经由减法单元32B、PI控制单元35、PWM控制单元36以及逆变器37，执行与前述相同的动作，对电动机20进行PWM驱动。
对各个单元进行详细说明。
首先，对反馈控制单元60进行说明。
反馈控制单元60通过提高二惯性***的共振比，以便使相对模式的特性(1+Δ(s))成为易于稳定的特性(也就是说，以便进行相对模式的特性(1+Δ(s))的极点配置)。
二惯性***的共振比为共振频率与***振频率之比，在忽略了二惯性***的衰减系数的情况下，***振频率ωa、共振频率ωr以及共振比H分别是由下述式6、式7以及式8来表示的。
式6
式7
式8
基于使式5变形后得到的下述式9以及上述式8，由式5来表示的相对模式的特性的衰减系数ξ如下述式10所示那样，是可以通过共振比H的函数来表示的。
式9
式10
因为式10中的H－1/H为如图10所示那样的H的单调递增函数，所以通过增加共振比H，来将衰减系数赋予给相对模式的特性的极点，这样就能够实现稳定。并且，因为在式8以及式10的变量中，Jh以及Ktor往往是按照基本的转向特性的要求来决定的，所以为了提高共振比以及衰减系数，变成调整JSTG以及BSTG。其中，JSTG的调整被作为极点配置的设计课题由反馈控制单元60来对应，BSTG的调整被作为极零抵消的设计课题由响应控制单元50来对应。
如图9所示那样，JSTG的调整是通过状态反馈来实施的。反馈的是电动机角θm。通过电动机角θm的反馈来进行的控制的概念是由图11所示那样的结构框图来表示的。在图11中，ka为反馈增益，用于进行s2，即，用于进行二阶微分的二阶微分单元610、将ka作为增益的增益单元620、具有1/JSTGs2的特性的特性630以及加法单元640构成了本结构。本结构的传递特性是由下述式11来表示的。
式11
因此，通过使反馈增益ka与对电动机角θm进行二阶微分后得到的电动机角加速度αm相乘，并且将该乘法结果加法性地反馈到电动机扭矩Tm，这样就能够将加法后的传递特性补偿成从电动机惯性中减去反馈增益ka后得到的特性。也就是说，通过调整反馈增益ka，就能够调整JSTG。
由图11的虚线包围起来的二阶微分单元610以及增益单元620构成了反馈控制单元60。二阶微分单元610通过对电动机角θm进行二阶微分来计算出电动机角加速度αm。在增益单元620中与电动机角加速度αm相乘的反馈增益ka被调整成“共振比H变成所期望的值”。为了实现稳定，适当的共振比约为2。
此外，尽管反馈控制单元60使用状态反馈来进行极点配置，但由于已经提出了各种各样的对二惯性***的极点配置来说是有效的控制器，所以也可以使用这些控制器。还有，也可以反馈电动机角θm以外的数据。
接下来，对响应控制单元50进行说明。
响应控制单元50对经过极点配置后的特性(极点)进行极零抵消。因为需要抵消的特性为由式5来表示的相对模式的传递特性1+Δ(s)，所以为了进行极零抵消，使响应控制单元50具有例如由下述式12来表示的特性C1(s)。
式12
a1为调整用参数，通过调整a1以及BSTG，使得相对模式的特性的衰减系数变成所期望的值。为了实现稳定，适当的衰减系数约为0.6或更大。
最后，对前馈控制单元40进行说明。
为了防止粘滑的发生，如前所述那样，前馈控制单元40需要具有“定常增益为0并且变成微分特性”的特性。
因为在中心附近，转向扭矩小，所以就可以忽略被反馈到转向盘侧的扭矩，从而可以将用来表示图5所示的模型的结构框图简化成图12的结构框图。在图12中，Cs1(s)为微分特性，STG(s)为转向特性，结构是由将Ktor作为增益的增益单元320、具有1+Cs1(s)的特性的特性单元350、具有STG(s)的特性的特性单元360以及减法单元345来构成的。
图12中的闭环特性由下述式13来表示。
式13
在这里，因为Cs1(s)＝Kds(Kd为调整增益)成立的话，则可以用式14来表示STG(s)，所以上述式13变成下述式15，尽管改善了阻尼(衰减)，但可以发现响应性也发生了变化。
式14
式15
因此，在保持上述式15原封不动的情况下，由于没有“独立地设定稳定性和响应性”的自由度，所以如图13所示那样，通过设置前馈控制单元40，这样就能够独立地设定稳定性和响应性。在将前馈控制单元40的特性设为例如由下述式16来表示的相位补偿特性C3(s)的情况下，图13所示的结构的特性变成由下述式17来表示的特性。此外，尽管在下述式17中表示了相位超前项，但这是补偿因减轻身体负荷所需的手臂的机械刚性下降而造成的响应性下降所需的功能。然而，因为用来表示此效果的解析需要更进一步的条件和探讨，所以仅仅停留在提示下述式17这个阶段。
式16
式17
Kdd为调整增益。因为前馈控制单元40会给响应性带来影响，所以通过导入Kdd，这样就能够独立地设定稳定性和响应性。
因为转向角θd被输入到前馈控制单元40中，所以在前馈控制单元40的前一级设置数据变换单元70。数据变换单元70按照基于θg(s)∝θm的关系以及图6的结构导出的下述式18并使用转向扭矩Ts以及电动机角θm来计算出转向角θd，并且，将计算出的转向角θd输入到前馈控制单元40中。
式18
g为比例常数。也可以将操舵角θg(＝θm/g)输入到数据变换单元70中，而不是将电动机角θm输入到数据变换单元70中。还有，也可以将通过传感器等检测出的转向角θd直接输入到前馈控制单元40中，而不是经由数据变换单元70。
此外，作为前馈控制单元40的特性，也可以使用相位补偿特性以外的特性，从而使得能够独立地设定稳定性和响应性。
在上述结构中，参照图14的流程图对第1实施方式的动作示例进行说明。
动作开始的话，则输入车速V、转向扭矩Ts以及电动机角θm(步骤S10)，车速V被输入到电流指令值运算单元31中，转向扭矩Ts被输入到电流指令值运算单元31以及数据变换单元70中，电动机角θm被输入到数据变换单元70以及反馈控制单元60中。
数据变换单元70使用被输入进来的转向扭矩Ts以及电动机角θm并且按照上述式18来计算出转向角θd，然后，将计算出的转向角θd输出到前馈控制单元40(步骤S20)。
前馈控制单元40通过按照由式16来表示的相位补偿特性C3(s)对转向角θd进行变换来计算出补偿信号Cs1，并且将计算出的补偿信号Cs1输出到减法单元345(步骤S30)。此外，预先调整好的值被设定在式16的Kd以及Kdd，以便能够获得所期望的阻尼以及响应性。
在反馈控制单元60中，电动机角θm被输入到二阶微分单元610中以便计算出电动机角加速度αm，计算出的电动机角加速度αm被输入到增益单元620中。增益单元620使反馈增益ka与电动机角加速度αm相乘，并且，将该乘法结果作为补偿信号Cs2输出到减法单元345(步骤S40)。此外，预先调整好的值被设定在反馈增益ka，以便共振比H变成所期望的值。
减法单元345从补偿信号Cs1中减去补偿信号Cs2，在减法单元345中得到的减法结果作为补偿信号Cs3被输入到加法单元348中(步骤S50)。
由电流指令值运算单元31基于车速V以及转向扭矩Ts运算出的电流指令值Iref1在加法单元348与补偿信号Cs3相加，在加法单元348中得到的加法结果作为电流指令值Irefa被输入到响应控制单元50中(步骤S60)。
响应控制单元50按照上述式12对电流指令值Irefa进行变换，并将变换后的电流指令值Irefa作为电流指令值Irefb输出(步骤S70)。此外，预先调整好的值被设定在式12的a1以及BSTG，以便相对模式的特性的衰减系数变成所期望的值。
接下来，对本发明的第2实施方式进行说明。
尽管第1实施方式是基于图4所示的转向***的结构来构成的，但如前所述那样，可以将图4所示的转向***的结构变形为图8所示的结构，图15所示的结构示例(第2实施方式)是基于图8所示的转向***的结构来构成的。在本结构示例中，设有2个响应控制单元(响应控制单元51和响应控制单元52)，来自反馈控制单元60的补偿信号被用于响应控制单元51的后一级，而不是响应控制单元51的前一级。此外，在图15中，对与图9所示的第1实施方式相同的结构赋予相同的附图标记，并且省略其说明。
响应控制单元51输入“通过按照从前馈控制单元40输出的补偿信号Cs1对电流指令值Iref1进行补偿后而生成的”电流指令值Irefc，输出“通过极零抵消而计算出的”电流指令值Irefd。响应控制单元52输入从反馈控制单元60输出的补偿信号Cs2，输出补偿信号Cs4。在减法单元347中，按照补偿信号Cs4对电流指令值Irefd进行补偿，补偿后的电流指令值Irefd被作为电流指令值Irefe输出。电流指令值Irefe被输入到图2所示的电流限制单元33中，在此之后，执行与第1实施方式相同的动作。
参照图16的流程图对第2实施方式的动作示例进行说明。
动作开始的话，则实施与第1实施方式的动作示例中的步骤S10～步骤S30相同的动作。
加法单元348将从前馈控制单元40输出的补偿信号Cs1与电流指令值Iref1相加，在加法单元348中得到的加法结果作为电流指令值Irefc被输入到响应控制单元51中(步骤S31)。
响应控制单元51按照上述式12对电流指令值Irefc进行变换，并将变换后的电流指令值Irefc作为电流指令值Irefd输出到减法单元347(步骤S32)。
反馈控制单元60实施与第1实施方式的动作示例中的步骤S40相同的动作，并将补偿信号Cs2输出到响应控制单元52(步骤S40)。
响应控制单元52按照上述式12对补偿信号Cs2进行变换，并将变换后的补偿信号Cs2作为补偿信号Cs4输出到减法单元347(步骤S41)。
减法单元347从电流指令值Irefd中减去补偿信号Cs4，在减法单元347中得到的减法结果被作为电流指令值Irefe输出(步骤S42)。
接下来，对本发明的第3实施方式进行说明。
尽管为了使相对模式的特性成为易于稳定的特性(也就是说，为了进行相对模式的特性的极点配置)，第1实施方式中的反馈控制单元60反馈了与“被调整成能够提高二惯性***的共振比的”反馈增益相乘后的电动机角加速度，但电流控制单元的特性有时会影响因此反馈所带来的效果。在这里，“电流控制单元”指的是，从电流指令值Irefb的输入到用于驱动电动机20的电动机电流的输出的部分。
尽管通过电动机角加速度的反馈能够提高相对模式的特性的衰减系数，但有时因为电流控制单元的迟延，同时会存在一种导致衰减系数减少的反馈，这样就会降低因电动机角加速度的反馈所带来的效果。针对这种因电流控制单元的迟延而带来的影响，在本实施方式中，通过赋予相位超前特性来赋予阻尼(衰减)，从而提高衰减系数。
图17是表示第3实施方式中的反馈控制单元的结构示例的结构框图。与第1实施方式相比，在增益单元620的后面追加了相位超前补偿单元650。
相位超前补偿单元650所具有的特性(相位超前特性)CLEAD(s)是由下述式19来表示的。
式19
ωL以及ωH均为相位超前补偿参数。
通过使经过配置后的极点的频率与基于特性CLEAD(s)的相位超前量变成最大的频率一致，就能够有效地将阻尼(衰减)赋予给经过配置后的极点。因为基于下述式20来计算出相位超前量变成最大的频率ωMAX，所以设计特性CLEAD(s)的ωL以及ωH，以便使经过通过电动机角加速度的反馈来进行配置后的极点的频率与ωMAX一致。
式20
在第3实施方式中的反馈控制单元61中，通过与第1实施方式中的反馈控制单元60的二阶微分单元610以及增益单元620相同的动作与反馈增益ka相乘后的电动机角加速度αm被输入到相位超前补偿单元650中，相位超前补偿单元650通过由式19来表示的特性CLEAD(s)来进行相位超前补偿，并将相位超前补偿的结果作为补偿信号Cs2输出。
接下来，对本发明的第4实施方式进行说明。
图18是第4实施方式的结构框图。与图9所示的第1实施方式相比，在第4实施方式中，在电流指令值运算单元31的后面追加了相位补偿控制单元80。
相位补偿控制单元80进行第3处理，也就是说，进行“针对为了提高鲁棒稳定性而进行了极零抵消后得到的特性，实现更进一步的稳定”的处理。具体而言，通过进行相位补偿来实现稳定。作为相位补偿特性，例如，可以使用日本专利第4192442号公报所公开的相位补偿单元的特性。
在第4实施方式中，从电流指令值运算单元31输出的电流指令值Iref1被输入到相位补偿控制单元80中，相位补偿控制单元80对电流指令值Iref1进行相位补偿，并将经过相位补偿后的电流指令值Iref1作为电流指令值Ireff输出到加法单元348。
此外，作为相位补偿特性，也可以使用日本专利第4192442号公报所记载的技术以外的相位补偿特性。
附图标记说明
1 转向盘(方向盘)
2 柱轴(转向轴或方向盘轴)
10 扭矩传感器
12 车速传感器
20 电动机
30 控制单元(ECU)
31 电流指令值运算单元
40 前馈控制单元
50、51、52 响应控制单元
60、61 反馈控制单元
70 数据变换单元
80 相位补偿控制单元
610 二阶微分单元
620 增益单元
650 相位超前补偿单元

Claims (13)

1.一种电动助力转向装置的控制装置，其基于电流指令值来驱动电动机，以便对转向***进行辅助控制，其特征在于：
具备前馈控制单元、反馈控制单元和响应控制单元，
所述前馈控制单元输入输入角度信息，运算出用于补偿所述电流指令值的第1补偿信号，
所述反馈控制单元输入输出角度信息，运算出用于补偿所述电流指令值的第2补偿信号，
所述响应控制单元基于所述第1补偿信号以及所述第2补偿信号来调整所述电流指令值。
2.根据权利要求1所述的电动助力转向装置的控制装置，其特征在于：所述响应控制单元将所述第1补偿信号与所述第2补偿信号之间的差分作为输入。
3.根据权利要求1所述的电动助力转向装置的控制装置，其特征在于：
作为所述响应控制单元，具备将所述第1补偿信号作为输入的第1响应控制单元和将所述第2补偿信号作为输入的第2响应控制单元，
来自所述第1响应控制单元的输出与来自所述第2响应控制单元的输出之间的差分被用于调整所述电流指令值。
4.根据权利要求1至3中任意一项所述的电动助力转向装置的控制装置，其特征在于：
所述反馈控制单元将构成电动助力转向装置的转向盘惯性以及电动机惯性发生相对位移的振动模式的特性的极点配置在转向稳定化频率范围，
所述响应控制单元进行极零抵消，以便抵消所述振动模式的特性，
使所述前馈控制单元能够独立地设定在中心处的所述振动模式的特性的稳定性以及响应性。
5.根据权利要求4所述的电动助力转向装置的控制装置，其特征在于：所述转向稳定化频率范围约为20Hz或更高的频率。
6.根据权利要求4或5所述的电动助力转向装置的控制装置，其特征在于：所述反馈控制单元通过提高由所述转向盘惯性和所述电动机惯性构成的二惯性***的共振比，来进行所述振动模式的特性的极点配置。
7.根据权利要求6所述的电动助力转向装置的控制装置，其特征在于：所述共振比约为2或更大。
8.根据权利要求4至7中任意一项所述的电动助力转向装置的控制装置，其特征在于：所述反馈控制单元通过相位超前特性将阻尼赋予给所述极点。
9.根据权利要求4至8中任意一项所述的电动助力转向装置的控制装置，其特征在于：通过由所述响应控制单元所进行的极零抵消，使得所述振动模式的特性的衰减系数变成等于或大于所规定的值。
10.根据权利要求9所述的电动助力转向装置的控制装置，其特征在于：所述所规定的值约为0.6。
11.根据权利要求4至10中任意一项所述的电动助力转向装置的控制装置，其特征在于：所述前馈控制单元进行相位补偿。
12.根据权利要求1至11中任意一项所述的电动助力转向装置的控制装置，其特征在于：
具备相位补偿控制单元，
所述相位补偿控制单元在所述响应控制单元调整所述电流指令值之前，对所述电流指令值进行相位补偿。
13.根据权利要求1至12中任意一项所述的电动助力转向装置的控制装置，其特征在于：所述输入角度信息为转向角，所述输出角度信息为操舵角。
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