CN107787554B - 放大电路和补偿输入的电压偏移的方法 - Google Patents

Abstract

本公开的各方面提供了一种放大电路。放大电路包括放大器和第一可变电阻性器件。放大器包括被配置为接收第一和第二输入电信号的第一和第二输入节点、以及被配置为输出相对于第一和第二输入电信号具有放大的电压的第一和第二输出电信号的第一和第二输出节点。第一可变电阻性器件电耦合到放大器的第二输入节点。第一可变电阻性器件被配置为具有所选择的电阻值，以便基于从放大器的第一和第二输出节点输出的第一和第二输出电信号之间的直流(DC)电压差、来补偿第一和第二输入电信号之间的DC电压差。

Description

放大电路和补偿输入的电压偏移的方法

通过引用并入

本公开要求2015年7月7日提交的美国临时申请No.62/189,479“Removal ofDirect Current Isolating Capacitor used for Audio Microphone”以及2015年9月28日提交的美国临时申请No.62/233,553“Differential Calibration Circuit forRemoval of Blocking Capacitor from Audio Microphone”的权益，其以它们的整体通过引用并入本文。

技术领域

本公开一般地涉及放大电路。更具体地，本公开涉及用于补偿对放大器的(DC)电压输入的差异的装置和方法。

背景技术

本文提供的背景描述是为了一般地提出本公开的上下文的目的。目前署名的发明人的工作到该工作在这一背景章节中被描述的程度，以及在提交时可能在其他方面不够资格作为现有技术的本描述的各方面，既不明确地也不隐含地被承认作为相对本公开的现有技术。

在各种应用(诸如，例如用于麦克风的放大器)中，放大电路在模拟域中接收成对的差分输入信号并且放大差分输入信号。在未减轻差分输入信号之间的电压偏移的情况下，差分信号的DC电压电平的差异也不合意地被放大。在一些常规应用中，DC阻塞电容性器件被用来减轻输入差分信号的相互电压偏移。然而，这样的常规DC阻塞电容性器件通常占据相对大的面积并且导致大且复杂的电路***。

发明内容

本公开的各方面包括一种放大电路。放大电路包括放大器和第一可变电阻性器件。放大器包括被配置为接收第一和第二输入电信号的第一和第二输入节点、以及被配置为输出相对于第一和第二输入电信号具有放大的电压的第一和第二输出电信号的第一和第二输出节点。第一可变电阻性器件电耦合到放大器的第二输入节点。第一可变电阻性器件被配置为具有所选择的电阻值，以便基于从放大器的第一和第二输出节点输出的第一和第二输出电信号之间的直流(DC)电压差、来补偿第一和第二输入电信号之间的DC电压差。

在一种实施例中，放大电路进一步包括被配置为接收第一参考电压的第一参考电压节点，并且第一可变电阻性器件电耦合在放大器的第二输入节点与第一参考电压节点之间。

在一种实施例中，放大电路进一步包括DC电压差检测器和控制器。DC电压差检测器被配置为生成指示第一和第二输出电信号之间的DC电压差的检测结果。控制器被配置为当放大电路处于校准模式时基于检测结果来确定用于设定第一可变电阻性器件的电阻值的设定集合。

在一种实施例中，用于设定第一可变电阻性器件的电阻值的设定集合包括二进制码。控制器进一步被配置为基于逐次逼近方式来确定二进制码。

本公开的各方面提供了一种音频感测电路。音频感测电路包括音频传感器、放大器、第一电阻性器件集合、以及第一可变电阻性器件。音频传感器电耦合在第一和第二供电电压节点之间。放大器包括被配置为接收第一和第二输入电信号的第一和第二输入节点、以及被配置为输出相对于第一和第二输入电信号具有放大的电压的第一和第二输出电信号的第一和第二输出节点。第一电阻性器件集合通过音频传感器电耦合在放大器的第二输入节点与第二供电电压节点之间。可变电阻性器件电耦合到放大器的第二输入节点。可变电阻性器件被配置为具有所选择的电阻值，以便基于从放大器的第一和第二输出节点输出的第一和第二输出电信号之间的直流(DC)电压差、来补偿第一和第二输入电信号之间的DC电压差。

在一种实施例中，可变电阻性器件电耦合在放大器的第二输入节点与第一供电电压节点之间。

在一种实施例中，音频感测电路进一步包括DC电压差检测器和控制器。DC电压差检测器被配置为生成指示第一和第二输出电信号之间的DC电压差的检测结果。控制器被配置为当音频感测电路处于校准模式时基于检测结果来确定用于设定可变电阻性器件的电阻值的设定集合。

在一种实施例中，用于设定可变电阻性器件的电阻值的设定集合包括二进制码。控制器进一步被配置为基于逐次逼近方式来确定二进制码。

本公开的各方面提供了一种调节放大电路的放大器的第一和第二输入节点处的第一和第二输入电信号之间的输入直流(DC)电压差的方法。该方法包括生成检测结果，检测结果指示从放大器的第一和第二输出节点输出的第一和第二输出电信号之间的DC电压差。该方法还包括将电耦合到放大器的第二输入节点的可变电阻性器件设定为具有所选择的电阻值，以便基于从放大器的第一和第二输出节点输出的第一和第二输出电信号之间的DC电压差、来补偿放大器的第一和第二输入节点处的第一和第二输入电信号之间的DC电压差。

在一种实施例中，该方法进一步包括向参考电压节点施加参考电压，可变电阻性器件电耦合在参考电压节点与放大电路的第二输入节点之间。

在一种实施例中，该方法包括生成指示第一和第二输出电信号之间的DC电压差的检测结果，并且当放大电路处于校准模式时基于检测结果来确定用于设定可变电阻性器件的电阻值的设定集合。

在一种实施例中，用于设定可变电阻性器件的电阻值的设定集合包括二进制码，并且该方法进一步包括基于逐次逼近方式来确定用于设定可变电阻性器件的电阻值的二进制码。

附图说明

将参考以下附图来详细描述作为示例提出的本公开的各种实施例，其中相似的标号指代相似的元件，并且其中：

图1示出了根据本公开的一个或多个实施例的音频传感器和放大电路的电路示意图；

图2示出了根据本公开的实施例的用于实施图1中的音频传感器和放大电路的音频传感器和放大电路的电路示意图；

图3示出了根据本公开的实施例的图3中的放大电路的输出信号的信号图；

图4示出了根据本公开的另一实施例的用于实施图1中的音频传感器和放大电路的音频传感器和放大电路的电路示意图；

图5示出了根据本公开的另一实施例的用于实施图1中的音频传感器和放大电路的音频传感器和放大电路的电路示意图；

图6示出了根据本公开的另一实施例的音频传感器和放大电路的电路示意图；以及

图7示出了流程图，其概述了根据本公开的实施例的用于调节放大电路(诸如图1、图2和图4-图6中的放大电路之一)的输入DC电压差的示例过程。

具体实施方式

由于各种原因，由设备提供给放大器的差分电信号的电压电平通常相互偏移。常规地，使用倾向于昂贵的电容阻塞技术来补偿输入信号中的电压偏移。在当前的公开中，提出了一种替代技术，即确定放大器的输出端子处的电压差，并且然后使用可变电阻器来设定对放大器的输入中的一个或两个输入的阻抗水平以补偿偏移。

图1示出了根据本公开的一个或多个实施例的音频传感器110和放大电路140的电路示意图。音频传感器110和放大电路140的组合也被称为音频感测电路。在一些示例中，在一种实施例中，放大电路140被实施在集成电路芯片上并且避免了DC阻塞电容技术。在一些示例中，音频传感器110被实施在设置有放大电路140的集成电路芯片上或被实施在集成电路芯片外部。

音频传感器110电耦合在第一供电电压节点(标记为“NV_BIAS”)和第二供电电压节点(标记为“NV_GND”)之间并且包括麦克风112以及电阻性器件114和116。麦克风112被配置为在第一音频输出节点(标记为“N_MP”)和第二音频输出节点(标记为“N_MN”)处生成成对的输出信号。电阻性器件114电耦合在第一供电电压节点NV_BIAS与第一音频输出节点N_MP之间。电阻性器件116电耦合在第二供电电压节点NV_GND与第二音频输出节点N_MN之间。

在一些示例中，麦克风112具有范围从500欧姆到2000欧姆的等效电阻值。在一些示例实施例中，电阻性器件114和116的电阻值被设定为与麦克风112的电阻值基本上相同。

贯穿本公开，当两个电阻值之间的误差不大于+/-10.0％时，这两个电阻值被认为基本上相同。

第一供电电压节点NV_BIAS被配置为接收供电电压V_BIAS。第二供电电压节点NV_GND被配置为接收接地参考电压V_GND。在一些示例中，供电电压V_BIAS的电压电平大于接地参考电压V_GND的电压电平。在一些示例中，供电电压V_BIAS和接地参考电压V_GND由用作低噪声电源的功率管理电路(未示出)提供。在一种实施例中，功率管理电路被实施在设置有放大电路140的相同集成电路(IC)芯片上。替换地，功率管理电路被实施在设置有放大电路140的IC芯片外部。

放大电路140包括放大器142、多个电阻性器件144、145、146和147、可变电阻性器件152、DC电压差检测器154、以及控制器156，它们如图1中所见的耦合在一起。

放大器142包括第一输入节点(标记为“N_IP”)、第二输入节点(标记为“N_IN”)、第一输出节点(标记为“N_ON”)、以及第二输出节点(标记为“N_OP”)。在图1中图示的实施例中，电阻性器件144电耦合在第一输入节点N_IP与第一音频输出节点N_MP之间。类似地，电阻性器件145电耦合在第二输入节点N_IN与第二音频输出节点N_MN之间。电阻性器件146旁路放大器142并且电耦合在第一输入节点N_IP与第一输出节点N_ON之间。类似地，电阻性器件147也旁路放大器142并且电耦合在第二输入节点N_IN与第二输出节点N_OP之间。如图1中示出的，在第一输入节点N_IP与第一音频输出节点N_MP之间或者在第二输入节点N_IN与第二音频输出节点N_MN之间没有设置DC阻塞电容性器件。

在一些示例中，放大器142是运算放大器、差分放大器、或任何其他适合类型的放大器。在一些示例中，第一输入节点N_IP和第二输入节点N_IN分别是放大器142的非反相输入和反相输入；并且第一输出节点N_ON和第二输出节点N_OP分别是放大器142的反相输出和非反相输出。在一些示例中，电阻性器件144和145的电阻值基本上相同(例如，R1)，并且电阻性器件146和147的电阻值基本上相同(例如，R2)。放大电路140的电压增益由比率

来确定。在一些示例中，电阻值R1的范围是从1k欧姆到10k欧姆，并且电阻值R2的范围是从电阻值R1的1倍到50倍。

在一些示例中，放大电路140是可编程增益放大器(PGA)。在一些示例中，放大电路140包括增益调节器(例如，图5中的增益调节器520)，其被配置为调节电阻性器件144、145、146和147的电阻值中的一个或多个电阻值，以使得放大电路140可编程为具有不同的电压增益。

可变电阻性器件152电耦合在第二输入节点N_IN与参考电压节点NV_REFH之间。因此限定了从参考电压节点NV_REFH通过可变电阻性器件152、电阻性器件145和电阻性器件116到第二供电电压节点NV_GND的电路径。因此，在这一示例中，电阻性器件145通过可变电阻性器件152与参考电压节点NV_REFH电耦合并且通过音频传感器110与第二供电电压节点NV_GND电耦合。

参考电压节点NV_REFH被配置为接收参考电压V_REFH。在一些示例中，参考电压V_REFH的电压电平大于接地参考电压V_GND的电压电平。在一些示例中，参考电压节点NV_REFH与第一供电电压节点NV_BIAS电耦合并且接收供电电压V_BIAS作为参考电压V_REFH。因此，在一些示例中，可变电阻性器件152也与第一供电电压节点NV_BIAS电耦合。

可变电阻性器件152的电阻值被设定为，基于放大器142的第一输出节点N_ON与第二输出节点N_OP之间的输出DC电压差，调节放大器142的第一输入节点N_IP与第二输入节点N_IN之间的输入DC电压差。在一些示例中，可变电阻性器件152的电阻值的范围基于麦克风112、电阻性器件114、116和145的电阻值、以及供电电压V_BIAS和参考电压V_REFH的电压电平而被确定。在一些示例中，可变电阻性器件152的电阻值的范围被设定为与电阻值R1交叠。在至少一个示例中，可变电阻性器件152的电阻值的范围被设定为与从0.9×R1到1.1×R1的范围交叠。

在一些示例中，可变电阻性器件152是串式电阻器梯形网络或R-2R电阻器梯形网络，其中可变电阻性器件152的电阻值基于二进制码来设定。

DC电压差检测器154被配置为生成检测结果Q，检测结果Q指示放大器142的第一输出节点N_ON与第二输出节点N_OP之间的输出DC电压差。

控制器156被配置为经由一个或多个控制信号CTRL来设定可变电阻性器件152的电阻值。当放大电路140处于校准模式时，控制器156基于检测结果Q主动地调节可变电阻性器件152的电阻值，以便使放大器142的第一输入节点N_IP与第二输入节点N_IN之间的输入DC电压差最小化。当放大电路140处于校准模式时，放大器142的第一输出节点N_ON和第二输出节点N_OP处的输出信号不可用于进一步的音频信号处理。相比之下，当放大电路140处于操作模式时，控制器156基于所存储的参数集合经由一个或多个控制信号CTRL来设定可变电阻性器件152的电阻值，该参数集合在放大电路140处于校准模式的时间持续期期间被确定。当放大电路140处于操作模式时，放大器142的第一输出节点N_ON和第二输出节点N_OP处的输出信号可用于进一步的音频信号处理。

图2示出了根据本公开的实施例的音频传感器110和放大电路140A的电路示意图。放大电路140A对应于图1中的放大电路140。与图1中的那些组件相同或相似的图2中的组件被给予相同的参考标号，并且为了清楚的目的而因此省略了其重复的详细描述。

放大电路140A包括比较器154A，其另外地用作图1中的DC电压差检测器154。放大电路140A还包括与图1中的控制器156相对应的控制器156A。

当放大电路140A处于校准模式时，比较器154A将第一输出节点N_ON处的电压电平与第二输出节点N_OP处的电压电平相比较，并且生成比较结果作为检测结果Q。例如，当第一输出节点N_ON处的电压电平小于第二输出节点N_OP处的电压电平时，比较器154A输出第一逻辑电平(例如，逻辑高)作为检测结果Q，并且当第一输出节点N_ON处的电压电平大于第二输出节点N_OP处的电压电平时，比较器154A输出第二逻辑电平(例如，逻辑低)作为检测结果Q信号。

当放大电路140A处于校准模式时，在一些示例中，控制器156A通过确定由控制信号CTRL携带的二进制码来设定可变电阻性器件152的电阻值。在一些示例中，控制器156A基于逐次逼近(SAR)方式从最高有效位到最低有效位确定将导致放大器142A的输出节点处的最小DC偏移的二进制码。在一些示例中，控制器156A包括存储装置，用以在二进制码基于SAR方式被确定期间和之后存储二进制码。

图3示出了根据本公开的实施例的放大电路(诸如图2中的放大电路140A)的输出信号的信号图。曲线302对应于输出节点N_ON处的电压电平，并且曲线304对应于输出节点N_OP处的电压电平。此外，在这一示例中，可变电阻性器件152由范围从11111₂至00000₂的5数位二进制码来控制，其中二进制码的较大值对应于将可变电阻性器件152设定在较大电阻值。在图3中，控制器156A基于SAR方式来确定用于控制可变电阻性器件152的二进制码。

例如，在时间T₀处，控制器156A将从用于控制可变电阻性器件152的二进制码的最高有效位(MSB)侧的第一位设定在1，并且将其他位保留在0(因此，10000₂)，其大致对应于可变电阻性器件152的电阻值的范围的中间值。在时间T₀之后，第一输出节点N_ON处的电压电平大于第二输出节点N_OP处的电压电平。因此，比较器154A输出第二逻辑电平作为检测结果Q。相应地，控制器156A将从二进制码的MSB侧的第一位保持在1，并且将从二进制码的MSB侧的第二位设定在1(因此，11000₂)用于下一次迭代，以便增加可变电阻性器件152的电阻值。

在时间T₁处，控制器156A将二进制码设定在11000₂以增加可变电阻性器件152的电阻值，这进而降低输入节点N_IN处的电压电平并且因此降低输出节点N_ON处的电压电平。在时间T₁之后，第一输出节点N_ON处的电压电平仍然大于第二输出节点N_OP处的电压电平。因此，比较器154A输出第二逻辑电平作为检测结果Q。相应地，控制器156A将从二进制码的MSB侧的第二位保持在1，并且将从二进制码的MSB侧的第三位设定在1(因此，11100₂)用于下一次迭代，以便增加可变电阻性器件152的电阻值。

在时间T₂处，控制器156A将二进制码设定在11100₂以增加可变电阻性器件152的电阻值，这进而降低输入节点N_IN处的电压电平并且因此降低输出节点N_ON处的电压电平。在时间T₂之后，第一输出节点N_ON处的电压电平变为小于第二输出节点N_OP处的电压电平。因此，比较器154A输出第一逻辑电平作为检测结果Q。相应地，控制器156A将从二进制码的MSB侧的第三位回复到0，并且将从二进制码的MSB侧的第四位设定在1(因此，11010₂)用于下一次迭代，以便增加可变电阻性器件152的电阻值。

在时间T₃处，控制器156A将二进制码设定在11010₂以降低可变电阻性器件152的电阻值，这进而增加输入节点N_IN处的电压电平并且因此增加输出节点N_ON处的电压电平。在时间T₃之后，第一输出节点N_ON处的电压电平仍然小于第二输出节点N_OP处的电压电平。因此，比较器154A输出第一逻辑电平作为检测结果Q。相应地，控制器156A将从二进制码的MSB侧的第四位回复到0，并且将从二进制码的MSB侧的第五位(其也是从最低有效位(LSB)侧的第一位)设定在1(因此，11001₂)用于下一次迭代，以便增加可变电阻性器件152的电阻值。

在时间T₄处，控制器156A将二进制码设定在11001₂以降低可变电阻性器件152的电阻值，这进而增加输入节点N_IN处的电压电平并且因此增加输出节点N_ON处的电压电平。在时间T₄之后，第一输出节点N_ON处的电压电平变为大于第二输出节点N_OP处的电压电平。因此，比较器154A输出第二逻辑电平作为检测结果Q。相应地，控制器156A将从二进制码的LSB侧的第一位保持在1。

在这一示例中，用于设定可变电阻性器件152的电阻值的二进制码因此被确定为11001₂。在一些示例中，控制器154A进一步将所确定的二进制码存储在存储设备中，该存储设备设置在控制器154A内部或控制器154A外部。这样，当放大电路140A处于操作模式时，控制器156基于存储的二进制码来设定可变电阻性器件152的电阻值，该二进制码在放大电路140A处于校准模式的时段期间被确定。

图4示出了根据本公开的另一实施例的音频传感器110和放大电路140B的电路示意图。放大电路140B对应于图1中的放大电路140。与图1中的那些组件相同或相似的图4中的组件被给予相同的参考标号，并且因此省略了其详细的重复描述。

放大电路140B包括模数转换器(ADC)410、数字滤波器420、以及控制器156B。ADC410和数字滤波器420的组合用作DC电压差检测器154B，其对应于图1中的DC电压差检测器154。控制器156B对应于图1中的控制器156。

当放大电路140B处于校准模式时，在一些示例中，ADC 410生成数字值D，数字值D对应于第一输出节点N_ON与第二输出节点N_OP之间的电压差。当放大电路140A处于校准模式时，在一些示例中，数字滤波器420提取DC分量作为检测结果Q，该DC分量对应于第一输出节点N_ON与第二输出节点N_OP之间的输出DC电压差。在一些示例中，数字滤波器420仅输出与输出DC电压差相对应的提取的DC分量的极性作为检测结果Q。

在一些示例中，当放大电路140B处于操作模式时，ADC 410被禁用或者被用作ADC以用于处理来自第一输出节点N_ON和第二输出节点N_OP的放大的音频信号。

在一些示例中，ADC 410是Delta-Sigma调制ADC。在一些其他示例中，ADC 410可以是其他类型的ADC，诸如闪速ADC、SAR ADC、斜坡比较ADC、或任何其他适合类型的ADC。

在一些示例中，当放大电路140B处于校准模式时，控制器156B通过确定由控制信号CTRL携带的二进制码来设定可变电阻性器件152的电阻值。在一些示例中，当数字滤波器420仅输出与输出DC电压差相对应的提取的DC分量的极性作为检测结果Q时，控制器156B以与图2和图3中所图示的示例类似的方式基于逐次逼近(SAR)方式从最高有效位到最低有效位确定二进制码。在一些示例中，当数字滤波器420输出提取的DC分量值作为检测结果Q时，控制器156B基于预定等式或预定查找表来计算二进制码。

图5示出了根据本公开的另一实施例的音频传感器110和放大电路140C的电路示意图。放大电路140C对应于图1中的放大电路140。与图1或图4中的那些组件相同或相似的图5中的组件被给予相同的参考标号，并且因此省略了其详细的重复描述。

放大电路140C包括模数转换器(ADC)410、增益调节器520、以及控制器156C。ADC410和增益调节器520的组合用作DC电压差检测器154C，其对应于图1中的DC电压差检测器154。控制器156C对应于图1中的控制器156。

在一些示例中，当放大电路140C处于操作模式时，ADC 410被禁用或者被用作ADC以用于处理来自第一输出节点N_ON和第二输出节点N_OP的放大的音频信号。在一些示例中，当放大电路140C处于操作模式时，增益调节器520被禁用或者被用作增益调节器以用于编程放大电路140C的电压增益。

当放大电路140C处于校准模式时，增益调节器520通过设定电阻性器件144、145、146和147的电阻值将放大电路140C的电压增益设定在单位增益(即，放大增益被设定为一)。在一些示例中，ADC410生成数字值D，数字值D对应于第一输出节点N_ON与第二输出节点N_OP之间的电压差。因为放大电路140C的电压增益被设定为单位增益，所以数字值D也表示第一输入节点N_IP与第二输入节点N_IN之间的电压差。在一些示例中，ADC 140输出数字值D作为检测结果Q，或者输出数字值D的极性作为检测结果Q。

在一些示例中，当放大电路140C处于校准模式时，控制器156C通过确定由控制信号CTRL携带的二进制码来设定可变电阻性器件152的电阻值。在一些示例中，当ADC 410输出数字值D的极性作为检测结果Q时，ADC 410用作图2中的比较器154A。在这样的场景中，控制器156C以与图2和图3中所图示的示例类似的方式基于逐次逼近(SAR)方式从最高有效位到最低有效位确定二进制码。在一些示例中，当ADC 410输出数字值D作为检测结果Q时，控制器156C基于预定等式或预定查找表来计算二进制码。

图6示出了根据本公开的另一实施例的音频传感器110和放大电路140D的电路示意图。放大电路140D对应于图1中的放大电路140。与图1中的那些组件相同或相似的图6中的组件被给予相同的参考标号，并且因此省略了其详细的重复描述。

放大电路140D包括控制器156D，其对应于图1中的控制器156。放大电路140D进一步包括另一可变电阻性器件652，其电耦合在第一输入节点N_IP与另一参考电压节点NV_REFL之间。因此限定了从参考电压节点NV_REFL通过可变电阻性器件652、电阻性器件144和电阻性器件114到第一供电电压节点NV_BIAS的电路径。因此，在一些示例中，电阻性器件144通过可变电阻性器件652与参考电压节点NV_REFL电耦合，并且通过音频传感器110与第一供电电压节点NV_BIAS电耦合。

参考电压节点NV_REFL被配置为接收参考电压V_REFL。在一些示例中，参考电压V_REFL的电压电平小于供电电压V_BIAS的电压电平。在一些示例中，参考电压节点NV_REFL与第二供电电压节点NV_GND电耦合并且接收接地参考电压V_GND作为参考电压V_REFL。因此，在一些示例中，可变电阻性器件652也与第二供电电压节点NV_GND电耦合。

可变电阻性器件652的电阻值被设定为，基于放大器142的第一输出节点N_ON与第二输出节点N_OP之间的输出DC电压差，调节放大器142的第一输入节点N_IP与第二输入节点N_IN之间的输入DC电压差。在一些示例中，可变电阻性器件652的电阻值的范围基于麦克风112、电阻性器件114、116和144的电阻值、以及供电电压V_BIAS和参考电压V_REFH的电压电平而被确定。在一些示例中，可变电阻性器件652的电阻值的范围被设定为与电阻值R1交叠。在至少一个示例中，可变电阻性器件652的电阻值的范围被设定为与从0.9×R1到1.1×R1的范围交叠。在一些示例中，可变电阻性器件652的电阻值的范围被设定为与可变电阻性器件152的电阻值的范围基本上相同。

如上文结合图1-图5说明的，控制器156D被配置为经由一个或多个控制信号CTRL来设定可变电阻性器件152的电阻值。控制器156D还被配置为以与设定可变电阻性器件152的电阻值类似的方式经由一个或多个控制信号CTRL’来设定可变电阻性器件652的电阻值。当放大电路140D处于校准模式时，控制器156D基于检测结果Q主动地调节可变电阻性器件152的电阻值和可变电阻性器件652的电阻值，以便使放大器142的第一输入节点N_IP与第二输入节点N_IN之间的输入DC电压差最小化。相比之下，当放大电路140D处于操作模式时，在一些示例中，控制器156D基于所存储的参数集合经由一个或多个控制信号CTRL来设定可变电阻性器件152的电阻值，并且经由一个或多个控制信号CTRL’来设定可变电阻性器件652的电阻值，该参数集合在放大电路140D处于校准模式的持续期期间被确定。

当放大电路140D处于校准模式时，在一些示例中，控制器156D分开地或联合地调节可变电阻性器件152的电阻值和可变电阻性器件652的电阻值。当放大电路140D处于校准模式时，在一些示例中，控制器156D基于上文结合图1-图5所图示的相同方法来调节可变电阻性器件152的电阻值和可变电阻性器件652的电阻值。在一些示例中，控制器156D各自基于上文结合图1-图5所图示的不同方法来调节可变电阻性器件152的电阻值和可变电阻性器件652的电阻值。因此省略了调节可变电阻性器件152的电阻值和可变电阻性器件652的电阻值的详细描述。

在一些示例中，替代使用可变电阻性器件152或者使用可变电阻性器件152和可变电阻性器件652两者来控制输入节点N_IP与N_IN之间的输入DC电压差，放大电路140D依赖于仅使用可变电阻性器件652。在这样的情况下，可变电阻性器件152、一个或多个控制信号CTRL、以及参考电压节点NV_REFH被省略。

图7示出了流程图，其概述了根据本公开的实施例的用于调节放大电路的放大器的第一和第二输入节点之间的输入DC电压差的示例过程700。在一种示例中，过程700由图1中的放大电路140或者如上文说明的放大电路140A-140D来执行。过程700在S701处开始并且进行到S710。

在S710处，参考电压被施加到参考电压节点。可变电阻性器件电耦合在参考电压节点与放大电路的输入节点之间。例如，在放大电路140D(图6)中，参考电压V_REFH被施加到参考电压节点NV_REFH，或者参考电压V_REFL被施加到参考电压节点NV_REFL。在一些示例中，参考电压节点NV_REFH接收供电电压V_BIAS作为参考电压V_REFH。在一些示例中，参考电压节点NV_REFL接收接地参考电压V_GND作为参考电压V_REFL。

在S720处，进行关于放大电路处于操作模式还是处于校准模式的确定。当放大电路处于操作模式时，过程进行到S730。当放大电路处于校准模式时，过程进行到S740。

在S730处，当放大电路处于操作模式时，可变电阻性器件的电阻值基于所存储的设定集合被设定。例如，可变电阻性器件152的电阻值或可变电阻性器件652的电阻值由控制器156D基于所存储的设定集合来设定，诸如存储设备中存储的一个或多个二进制码。

在S740处，当放大电路处于校准模式时，生成指示放大器的第一输出节点与第二输出节点之间的输出DC电压差的检测结果。例如，检测结果Q由DC电压差检测器154生成，其指示放大器142的第一输出节点N_ON与第二输出节点N_OP之间的输出DC电压差。在一些示例中，DC电压差检测器154基于结合图1-图6所图示的方法中的任何一种方法或其适合的变化来生成检测结果Q。

在S750处，当放大电路处于校准模式时，可变电阻性器件的电阻值基于检测结果被设定。例如，可变电阻性器件152的电阻值或可变电阻性器件652的电阻值由控制器156或156A-156D基于检测结果Q来设定。在一些示例中，控制器156或156A-156D基于结合图1-图6所图示的方法中的任何一种方法或其适合的变化来设定可变电阻性器件152的电阻值或可变电阻性器件652的电阻值。

在一些示例中，在S750之后，过程进行回到S740，以便通过重复执行S740和S750而使用多次迭代来细化可变电阻性器件的电阻值。

在S730之后，或者在S750之后，当可变电阻性器件的电阻值已经被确定时，过程进行到S799并且终止。

虽然本公开的各方面已经结合作为示例提出的其具体实施例被描述，但是可以做出对这些示例的替换、修改和变化。因此，本文阐述的实施例旨在是说明性的而不是限制。不偏离下文阐述的权利要求集合的范围，存在可以进行的改变。

Claims (18)

1.一种放大电路，包括：

放大器，被配置为放大第一输入电信号和第二输入电信号，所述放大器包括：

第一输入节点和第二输入节点，被配置为接收所述第一输入电信号和所述第二输入电信号；以及

第一输出节点和第二输出节点，被配置为输出相对于所述第一输入电信号和所述第二输入电信号具有放大的电压的第一输出电信号和第二输出电信号；

直流DC电压差检测器，被配置为生成指示所述第一输出电信号与所述第二输出电信号之间的DC电压差的检测结果；

第一可变电阻性器件，电耦合到所述放大器的所述第二输入节点，所述第一可变电阻性器件被配置为具有所选择的电阻值，以便基于从所述放大器的所述第一输出节点和所述第二输出节点输出的第一输出电信号和第二输出电信号之间的DC电压差、来补偿所述第一输入电信号与所述第二输入电信号之间的DC电压差；以及

控制器，被配置为当所述放大电路处于校准模式时，基于所述检测结果来确定用于设定所述第一可变电阻性器件的所述电阻值的设定集合。

2.根据权利要求1所述的放大电路，进一步包括被配置为接收第一参考电压的第一参考电压节点，其中所述第一可变电阻性器件电耦合在所述放大器的所述第二输入节点与所述第一参考电压节点之间。

3.根据权利要求1所述的放大电路，其中：

用于设定所述第一可变电阻性器件的所述电阻值的所述设定集合包括二进制码，并且

所述控制器被配置为基于逐次逼近方式来确定所述二进制码。

4.根据权利要求1所述的放大电路，其中所述DC电压差检测器包括比较器，所述比较器被配置为：

将所述放大器的所述第一输出节点处的所述第一输出电信号的电压电平与所述放大器的所述第二输出节点处的所述第二输出电信号的电压电平进行比较，以及

根据将所述第一输出电信号和所述第二输出电信号的相应电压电平进行比较来生成比较结果，并且应用所述比较结果作为所述检测结果。

5.根据权利要求1所述的放大电路，其中所述DC电压差检测器包括：

模数转换器，被配置为生成数字值，所述数字值对应于所述放大器的所述第一输出节点处的电压与所述放大器的所述第二输出节点处的电压之间的电压差；以及

数字滤波器，被配置为提取DC分量作为所述检测结果，所述DC分量对应于所述第一输出电信号与所述第二输出电信号之间的所述DC电压差。

6.根据权利要求1所述的放大电路，其中：

所述DC电压差检测器包括模数转换器，所述模数转换器被配置为生成数字值，所述数字值对应于所述放大器的所述第一输出节点与所述放大器的所述第二输出节点之间的电压差；并且

所述控制器被配置为：

当所述放大电路处于所述校准模式并且所述放大电路的电压增益被设定为单位增益时，基于所述数字值来计算用于设定所述第一可变电阻性器件的所述电阻值的设定集合，以及

基于计算的所述设定集合来设定所述第一可变电阻性器件的所述电阻值。

7.根据权利要求1所述的放大电路，进一步包括：

第二可变电阻性器件，电耦合到所述放大器的所述第一输入节点，所述第二可变电阻性器件被配置为具有所选择的电阻值，以便基于从所述放大器的所述第一输出节点和所述第二输出节点输出的所述第一输出电信号和所述第二输出电信号之间的所述DC电压差、来补偿所述第一输入电信号与所述第二输入电信号之间的所述DC电压差。

8.根据权利要求7所述的放大电路，进一步包括被配置为接收第二参考电压的第二参考电压节点，其中所述第二可变电阻性器件电耦合在所述放大器的所述第一输入节点与所述第二参考电压节点之间。

9.一种音频感测电路，包括：

音频传感器，电耦合在第一供电电压节点与第二供电电压节点之间；

放大器，被配置为放大第一输入电信号和第二输入电信号，所述放大器包括：

第一输入节点和第二输入节点，被配置为接收所述第一输入电信号和所述第二输入电信号，以及

第一输出节点和第二输出节点，被配置为输出相对于所述第一输入电信号和所述第二输入电信号具有放大的电压的第一输出电信号和第二输出电信号；

第一电阻性器件集合，电耦合在所述放大器的所述第二输入节点与所述第二供电电压节点之间，所述音频传感器通过所述第一电阻性器件集合的第一部分耦合到所述第二输入节点，并且通过所述第一电阻性器件集合的第二部分耦合到所述第二供电电压节点；以及

可变电阻性器件，电耦合到所述放大器的所述第二输入节点，所述可变电阻性器件被配置为具有所选择的电阻值，以便基于从所述放大器的所述第一输出节点和所述第二输出节点输出的所述第一输出电信号和所述第二输出电信号之间的直流DC电压差、来补偿所述第一输入电信号与所述第二输入电信号之间的DC电压差。

10.根据权利要求9所述的音频感测电路，其中所述可变电阻性器件电耦合在所述放大器的所述第二输入节点与所述第一供电电压节点之间。

11.根据权利要求9所述的音频感测电路，进一步包括：

DC电压差检测器，被配置为生成指示所述第一输出电信号与所述第二输出电信号之间的所述DC电压差的检测结果；以及

控制器，被配置为当所述音频感测电路处于校准模式时基于所述检测结果来确定用于设定所述可变电阻性器件的所述电阻值的设定集合。

12.根据权利要求11所述的音频感测电路，其中：

用于设定所述可变电阻性器件的电阻值的所述设定集合包括二进制码，并且

所述控制器被配置为基于逐次逼近方式来确定所述二进制码。

13.根据权利要求11所述的音频感测电路，其中所述DC电压差检测器包括比较器，所述比较器被配置为：

将所述放大器的所述第一输出节点处的所述第一输出电信号的电压电平与所述放大器的所述第二输出节点处的所述第二输出电信号的电压电平进行比较，以及

根据将所述第一输出电信号和所述第二输出电信号的相应电压电平进行比较来生成比较结果，并且应用所述比较结果作为所述检测结果。

14.根据权利要求11所述的音频感测电路，其中所述DC电压差检测器包括：

模数转换器，被配置为生成数字值，所述数字值对应于所述放大器的所述第一输出节点处的电压与所述放大器的所述第二输出节点处的电压之间的电压差；以及

数字滤波器，被配置为提取与所述第一输出电信号和所述第二输出电信号之间的所述DC电压差相对应的DC分量，并且输出提取的所述DC分量作为所述检测结果。

15.根据权利要求11所述的音频感测电路，其中：

所述DC电压差检测器包括模数转换器，所述模数转换器被配置为生成数字值，所述数字值对应于所述放大器的所述第一输出节点与所述放大器的所述第二输出节点之间的电压差；并且

所述控制器被配置为：

当所述音频感测电路处于所述校准模式并且所述音频感测电路的电压增益被设定为单位增益时，基于所述数字值来计算用于设定所述可变电阻性器件的所述电阻值的设定集合，以及

基于计算的所述设定集合来设定所述可变电阻性器件的所述电阻值。

16.一种调节放大电路的放大器的第一输入节点和第二输入节点处的第一输入电信号和第二输入电信号之间的输入直流DC电压差的方法，所述方法包括：

生成检测结果，所述检测结果指示从所述放大器的第一输出节点和第二输出节点输出的第一输出电信号和第二输出电信号之间的DC电压差；

将电耦合到所述放大器的所述第二输入节点的可变电阻性器件设定为具有所选择的电阻值，以便基于从所述放大器的所述第一输出节点和所述第二输出节点输出的所述第一输出电信号和所述第二输出电信号之间的所述DC电压差、来补偿所述放大器的所述第一输入节点和所述第二输入节点处的所述第一输入电信号和所述第二输入电信号之间的所述DC电压差；以及

当所述放大电路处于校准模式时，基于所述检测结果来确定用于设定所述可变电阻性器件的所述电阻值的设定集合。

17.根据权利要求16所述的方法，进一步包括向参考电压节点施加参考电压，所述可变电阻性器件电耦合在所述参考电压节点与所述放大电路的所述第二输入节点之间。

18.根据权利要求16所述的方法，其中：

用于设定所述可变电阻性器件的电阻值的所述设定集合包括二进制码，并且

所述方法进一步包括基于逐次逼近方式来确定用于设定所述可变电阻性器件的所述电阻值的所述二进制码。

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