CN105929693A - H型精密运动平台自适应滑模补偿同步控制***与方法 - Google Patents

Abstract

本发明是针对H型精密运动平台的同步控制问题，提出了一种RBF网络自适应滑模补偿装置。该装置以双边直线电机的同步误差为输入，利用其强大的自学***台两边平行电机之间的位置误差趋近于零，从而减小***的同步误差，达到同步控制的目的。该控制***硬件包括主电路、控制电路和控制对象三部分；控制电路包括DSP处理器、电流采样电路、动子位置采样电路、IPM隔离驱动电路和IPM保护电路。

Description

H型精密运动平台自适应滑模补偿同步控制***与方法

技术领域：本发明属于数控技术领域，特别涉及一种RBF网络自适应滑模补偿控制器的H型精密运动平台的同步控制方法。

背景技术：直线伺服***作为超精密运动平台的核心组成，其良好的动、静态性能直接影响着平台的速度、加速度、定位精度等参数，但传统的精密运动平台大多使用旋转电机带动丝杠螺母副，将旋转运动转化为运动平台的直线运动。这种驱动方式存在传动链长、***结构复杂、附加的惯量大、***刚度低、摩擦影响大等缺点。不能满足高速度和高精度加工的要求，导致运动速度和精度受到严重限制。为了解决以上这些严重影响运动平台精度的因素，我们采用直线电机直接驱动方式代替传统旋转电机和滚珠丝杠的驱动方式，去除了电动机到运动平台的传动环节，将传动链缩短为零；此外，新型的H型精密运动平台使用气浮轴承导向和支承，基本消除摩擦的影响，还为***提供了较大的刚度，更易实现高速度和高加速度的运动，可以达到亚微米乃至纳米级的定位精度。

H型精密运动平台控制***采用双直线电机共同驱动的平行***，满足高加速、高推力和高刚性的要求，是具有机械耦合的双线性伺服***。虽然这种结构可以避免单轴驱动带来的运动滞后和机械振荡，但尽管两边采用同样的直线电机和相同的控制方法，也会由于两个回路之间的耦合以及诸多不确定性致使两电机不可能达到完全绝对的同步，这就会引起横梁的扭转，对工作台的定位造成很大的误差，严重时会导致运动平台卡死甚至损坏驱动元件。因此确保双直线电机的同步运动相当重要。

发明内容：

发明目的：本发明提供了一种H型精密运动平台自适应滑模补偿同步控制***与方法，其目的在于解决现有技术中存在的两电机不能完全同步，引起横梁的扭转，对工作台的定位造成很大的误差等问题。

技术方案：

一种H型精密运动平台自适应滑模补偿同步控制***，该***包括主电路、控制电路和控制对象三部分；

所述控制电路包括DSP处理器、电流采样电路、动子位置采样电路、IPM隔离驱动电路和IPM保护电路；

所述主电路包括调压电路、整流滤波单元和IPM逆变单元；

所述控制对象为三相永磁直线同步电机H型精密运动平台，机身装有光栅尺；

所述电流采样电路、动子位置采样电路、IPM隔离驱动电路和IPM保护电路分别与DSP处理器连接，所述DSP处理器通过电压调整电路连接至所述主电路中的调压电路；

所述主电路中的调压电路通过整流滤波单元连接至IPM逆变单元；所述IPM逆变单元与三相永磁直线同步电机连接；

所述IPM隔离驱动电路和IPM保护电路分别与IPM逆变单元连接；所述电流采样电路通过霍尔传感器连接所述三相永磁直线同步电机H型精密运动平台；所述动子位置采样电路连接光栅尺。

所述的H型精密运动平台自适应滑模补偿同步控制***的控制方法，该方法运用RBF网络自适应滑模补偿控制器，将滑模控制结合神经网络逼近应用到非线性***的控制中，该方法包括如下步骤：

步骤1***初始化；

步骤2允许TN1、TN2中断；

步骤3启动T1下溢中断；

步骤4程序数据初始化；

步骤5开总中断；

步骤6中断等待；

步骤7TN1中断处理子控制程序；

步骤8结束。

所述的H型精密运动平台自适应滑模补偿同步控制方法，所述的TN1中断处理子控制程序包括如下步骤：

步骤1TN1中断子控制程序；

步骤2保护现场；

步骤3判断是否已初始定位；是进入步骤4，否则进入步骤10；

步骤4电流采样，CLARK变换，PARK变换；

步骤5判断是否需要位置调节；否则进入步骤7；

步骤6位置调节中断处理子控制程序；

步骤7dq轴电流调节；

步骤8PARK逆变换；

步骤9计算CMPPx及PWM输出；

步骤10位置采样；

步骤11初始定位程序；

步骤12恢复现场；

步骤13中断返回。

所述的H型精密运动平台自适应滑模补偿同步控制方法，所述的步骤6位置调节中断处理子控制程序包括以下步骤：

步骤1位置调节中断子控制程序；

步骤2读取编码器值；

步骤3判断角度；

步骤4计算已走距离；

步骤5执行位置控制器；

步骤6执行自适应控制器；

步骤7计算电流命令并输出；

步骤8中断返回。

优点及效果：本发明采用可以逼近非线性***的RBF网络自适应滑模控制器作为补偿控制器，来补偿由于两电机控制特性的不匹配和周围环境的不确定性而产生的同步误差，从而能够保证H型精密运动平台在运动过程中的双边同步误差趋近于零。

附图说明：

图1为H型精密运动平台结构示意图；

图2为H型精密运动平台RBF网络自适应滑模补偿控制器***框图；

图3为本发明方法中主控制***程序流程图及TN1中断处理子控制程序流程图；

图4为本发明方法位置调节中断处理子控制程序流程图；

图5为实现本发明所设计的永磁直线同步电机矢量控制***硬件结构硬件框图；

图6-9为实现本发明的硬件控制***原理图，

其中：

图6为电流检测电路，

图7为位置检测电路，

图8为电源电路，

图9为驱动电路。

具体实施方式：

下面结合附图对本发明做进一步的说明：

如图1所示，本发明提供一种H型精密运动平台的结构及其建模方法。

采用磁场定向的控制方法，简化电磁力为：

$F_{ei}=K_{fi}{i}_{qi}^{*}---\left(1\right)$

K_fi＝3πn_piλ_PMi/(2τ_i) (2)

其中K_fi是推力系数，是推理电流命令；λ_PMi永磁体磁链，n_pi是初级磁极对数，τ_i＝32mm，是极距。i＝y₁和y₂代表双直线电机伺服***的y₁和y₂轴。

用电磁力表达的永磁直线电机的动力学方程为：

$F_{ei}=M_i{\stackrel{\·}{v}}_i+D_i{v}_i+F_{Li}+f_i\left(v\right)---\left(3\right)$

其中v_i是电机的线速度，M_i是电机动子质量，D_i是粘滞摩擦和铁损系数，F_Li是外部扰动，f_i(v)是摩擦力。采用基于电机位置阶跃响应的曲线拟合技术来寻找电机驱动***的准确数学模型。

H型精密运动平台的RBF网络自适应滑模补偿器的同步控制***采用将滑模控制结合神经网络逼近用于非线性***的控制中，采用神经网络实现模型未知部分的自适应逼近，可有效地降低模糊增益。神经网络自适应律通过Lyapunov方法导出，通过自适应权重的调节保证整个闭环***的稳定性和收敛性。在保证单轴运动精度的基础上，通过控制器输出的补偿信号来减小同步误差使其趋于零。

图2为本发明提供的H型精密运动平台同步控制方法的结构图，在传统并联同步控制的基础上引入同步误差补偿器，补偿器采用RBF网络自适应滑模的控制方法，RBF网络自适应滑模作为同步误差补偿控制器，其输入分别为两直线电机的位移同步误差ξ₁和ξ₂，输出U作为修正量，对两电机轴的速度参考指令进行修正。

忽略不确定性和磁场导向，公式(1)和(3)改写入下：

${\stackrel{\·\·}{d}}_i\left(t\right)=-\frac{\stackrel{\‾}{D_i}}{{\stackrel{\‾}{M}}_i}{\stackrel{\·}{d}}_i\left(t\right)+\frac{K_{fi}}{\stackrel{\‾}{M_i}}{i}_{qi}^{*}\left(t\right)=A_{ni}{\stackrel{\·}{d}}_i\left(t\right)+B_{ni}{u}_i---\left(4\right)$

其中d_i(t)是电机的位置，u_i为控制效果，推理电流命令。考虑参数变化及***的不确定项的存在，H型精密运动平台的动态模型可以改写为如下：

$\begin{array}{c}{\stackrel{\·\·}{d}}_i\left(t\right)=(A_{ni}+{\mathrm{\ΔA}}_i){\stackrel{\·}{d}}_i\left(t\right)+(B_{ni}+{\mathrm{\ΔB}}_i)u_i+(C_{ni}+{\mathrm{\ΔC}}_i)\[F_{Li}+f_i\left(v\right)\]\\ =A_{ni}{\stackrel{\·}{d}}_i\left(t\right)+B_{ni}{u}_i+H_i\end{array}---\left(5\right)$

其中ΔB_i和ΔC_i分别表示A_ni，B_ni和C_ni的不确定项，这种不确定是由***参数M_i和D_i引起的。H定义为集中不确定项，定义如下：

$H_i={\mathrm{\ΔA}}_i{\stackrel{\·}{d}}_i\left(t\right)+{\mathrm{\ΔB}}_i{u}_i+(C_{ni}+{\mathrm{\ΔC}}_{ni})\[F_{Li}+f_i\left(v\right)\]---\left(6\right)$

假设集中不确定项为有界值

||H_i||≤δ_i (7)

其中δ_i是一个正常数。

在H型精密运动平台***中，同时考虑单轴位置跟踪误差和两轴间的位置同步误差。首先定义位置跟踪误差为

e_i＝y_d-y_i (8)

式中，y_d为位置输入给定,i＝1,2。同步误差定义为

ξ₁＝e₁-e₂,ξ₂＝e₂-e₁ (9)

式中，ξ₁和ξ₂分别表示H型精密运动平台Y₁和Y₂轴的同步误差。如果式(9)中同步误差为零，那么H型精密运动平台即为同步运行。将式(9)改为矩阵形式，即

Ψ＝TE (10)

式中Ψ＝[ξ₁ ξ₂]^T，E＝[e₁ e₂]^T,

为了确保跟踪误差和同步误差同时收敛到零，将两误差结合，定义为混合误差，表示为

$E_h=\left[\begin{array}{c}{e}_1\\ e_2\end{array}\right]+\mathrm{\β}\left[\begin{array}{c}{e}_1-e_2\\ e_2-e_1\end{array}\right]=E+\mathrm{\β}\mathrm{\Ψ}---\left(11\right)$

式中，E_h＝[e_h1 e_h2]^T，e_h1和e_h2分别表示H型精密运动平台的混合误差；β为两电机的耦合系数。将式(10)带入式(11)可得

E_h＝(I+βT)E (12)

式中，I为单位矩阵；(I+βT)为正定矩阵。式(27)中，当且仅当E＝0，才有E_h＝0，也就意味着Ψ＝0。因此控制目标就是设计一个控制器，使跟踪误差和同步误差同时收敛到零。

为了满足控制要求，定义滑模函数为

$s_i={\mathrm{ce}}_{hi}+{\stackrel{\·}{e}}_{hi},c>0---\left(13\right)$

则

$\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{s}}_i=c{\stackrel{\·}{e}}_{hi}+{\stackrel{\·\·}{e}}_{hi}=c{\stackrel{\·}{e}}_{hi}+{\stackrel{\·\·}{e}}_i+\mathrm{\β}{\stackrel{\·\·}{\mathrm{\ξ}}}_i\\ =c{\stackrel{\·}{e}}_{hi}+{\stackrel{\·\·}{y}}_d-A_{ni}{\stackrel{\·}{y}}_i-B_{ni}{u}_i-H_i+\mathrm{\β}{\stackrel{\·\·}{\mathrm{\ξ}}}_i\\ =c{\stackrel{\·}{e}}_{hi}+{\stackrel{\·\·}{y}}_d-f\left(y\right)-B_{ni}{u}_i-H_i+\mathrm{\β}{\stackrel{\·\·}{\mathrm{\ξ}}}_i\end{array}---\left(14\right)$

由式(14)可见，如果s→0，则e_hi→0且

由于RBF网络具有万能逼近特性，采用RBF神经网络逼近f(y)，网络算法为

$h_j=\exp \left(\frac{\left|\right|x-c_j|{|}^2}{2b_j^2}\right)---\left(15\right)$

f＝W^*Th(x)+ε (16)

其中,x为网络的输入；j为网络隐含层第j个节点；h＝[h_j]^T为网络的高斯基函数输出，W^*为网络的理想权值；ε为网络的逼近误差，ε≤ε_N。

网络的输入取x＝[ξ₁ ξ₂]^T，网络输出为

$\hat{f}\left(x\right)={\hat{W}}^{T}h\left(x\right)---\left(17\right)$

由于

$f\left(x\right)-\hat{f}\left(x\right)=W^{*T}h\left(x\right)+\mathrm{\ϵ}-{\hat{W}}^{T}h\left(x\right)=-{\tilde{W}}^{T}h\left(x\right)+\mathrm{\ϵ}$

定义Lyapunov函数为

$V=\frac{1}{2}{s}^2+\frac{1}{2\mathrm{\γ}}{\tilde{W}}^T\tilde{W}---\left(18\right)$

其中,γ>0，

于是

$\stackrel{\·}{V}=s\stackrel{\·}{s}+\frac{1}{\mathrm{\γ}}\tilde{W}\stackrel{\·}{\hat{W}}=s(c{\stackrel{\·}{e}}_{hi}+{\stackrel{\·\·}{y}}_d-f(y)-B_{ni}{u}_i-H_i+{\mathrm{\β\ξ}}_i)---\left(19\right)$

设计控制律为

$u_i=B_{ni}^{-1}(c{\stackrel{\·}{e}}_{hi}+{\stackrel{\·\·}{y}}_d-f(y)-H_i+{\mathrm{\β\ξ}}_i)-\mathrm{\η}\mathrm{sgn}\left(s\right)---\left(20\right)$

$\begin{array}{c}\stackrel{\·}{V}=s\left(f\right(y)-\hat{f}(y)-\mathrm{\η}\mathrm{sgn}(s\left)\right)+\frac{1}{\mathrm{\γ}}{\tilde{W}}^T\stackrel{\·}{\hat{W}}\\ =s(-{\tilde{W}}^{T}h(x)+\mathrm{\ϵ}-\mathrm{\η}\mathrm{sgn}(s\left)\right)+\frac{1}{\mathrm{\γ}}{\tilde{W}}^T\stackrel{\·}{\hat{W}}\\ =\mathrm{\ϵ}s-\mathrm{\η}\left|s\right|+{\tilde{W}}^T(\frac{1}{\mathrm{\γ}}\stackrel{\·}{\hat{W}}-sh(x\left)\right)\end{array}---\left(21\right)$

取η>|ε|_max，自适应律为

$\stackrel{\·}{\hat{W}}=\mathrm{\γ}sh\left(x\right)---\left(22\right)$

则

当时，s≡0，根据LaSalle不变集原理，闭环***渐进稳定，t→∞时，s→0。由于V≥0，则当t→∞时，V有界，则有界，但无法保证收敛于W。可见控制律中的鲁棒项ηsgn(s)的作用是克服神经网络的逼近误差，以保证***稳定。

图3为本发明方法中的控制***流程图，如图所示，本发明方法最终由嵌入DPS处理器中的控制程序实现，其中***初始化程序包括关闭所有中断、DPS***初始化、变量初始化、事件管理器初始化、AD初始化和正交编码脉冲QEP初始化。中断服务子程序包括保护中断子程序和T1下溢中断服务子程序。动子初始化定位、PID调节、矢量变换等都在定时器T1下溢中断处理子程序中执行。

其中T1中断处理子程序按以下步骤进行：

步骤1TN1中断子控制程序；

步骤2保护现场；

步骤3判断是否已初始定位；是进入步骤4，否则进入步骤10；

步骤4电流采样，CLARK变换，PARK变换；

步骤5判断是否需要位置调节；否则进入步骤7；

步骤6位置调节中断处理子控制程序；

步骤7dq轴电流调节；

步骤8PARK逆变换；

步骤9计算CMPPx及PWM输出；

步骤10位置采样；

步骤11初始定位程序；

步骤12恢复现场；

步骤13中断返回。

图4为本发明方法中的位置调节中断处理子控制程序流程图，如图所示，

按照以下步骤进行

步骤1位置调节中断子控制程序；

步骤2读取编码器值；

步骤3判断角度；

步骤4计算已走距离；

步骤5执行位置控制器；

步骤6执行自适应控制器；

步骤7计算电流命令并输出；

步骤8中断返回

图5为实现本发明所设计的永磁直线同步电机矢量控制***硬件结构硬件图，包括主电路、控制电路和控制对象三部分；控制电路包括DSP处理器、电流采样电路、动子位置采样电路、IPM隔离驱动电路和IPM保护电路；主电路包括调压电路、整流滤波单元和IPM逆变单元；控制对象为三相永磁直线同步电机H型平台，机身装有光栅尺；电流采样电路、动子位置采样电路、IPM隔离驱动电路和IPM保护电路均与DSP处理器连接，DSP处理器还通过电压调整电路连接至调压电路，调压电路通过整流滤波单元连接至IPM逆变单元，IPM逆变单元连接三相永磁直线同步电机；IPM隔离驱动电路和IPM保护电路与IPM逆变单元连接，电流采样电路通过霍尔传感器连接三相永磁直线同步电机H型平台，动子位置采样电路连接光栅尺。

图6-9为所发明的控制***的硬件原理图，大体可分为3部分即，第一块电路板为功率电路板，包括AC-DC模块，主电路的过压欠压保护，IPM模块以及驱动电路，辅助电源电路。第二块电路板为控制电路板，包括DSP(TMS320F28335)，电流采样、编码器接口电路、RS232通信、过流保护等电路。这块电路板是整个伺服控制器的核心部分。第三块电路板完成显示与控制输入功能，包括数码管显示电路以及键盘输入。其主要功能是显示电机运行时刻的状态，部分故障原因以及完成各种控制信号的输入。

从图6可以看出，本***是一个速度和电流反馈的闭环***。DSP控制器负责转换A/D转换、计算电机的转速和位置以及电流和速度的PI调节，最后得到电压空间矢量PWM的控制信号，再经过光耦隔离电路后，驱动IPM功率开关器件。DSP，CPLD控制器负责整个***的的保护和监控，一旦***出现过压、过电流、欠电压等故障，DSP将封锁PWM输出信号，以保护IPM模块。

图6为所发明的硬件控制***的电流检测电路，根据整个***的设计，控制***中有电流反馈环，因此需要采样电机的电流信号，在本设计中测量的是直线电机三相电流中的两相。本***中采用CsM025PTS系列霍尔电流传感器，它能采集的电流范围是-16A～+l6A，输出的电压范围是0～5V。因为DSP芯片的AD模块采样的是电压信号，需要将电流信号转化为电压信号。同DSP的AD模块输入电压范围是0～3V，而采样到得霍尔传感器的电压范围是0～5V，需要做适当的变换，把采样的电压信号转化为合适的输入范围。16通道的AD模块需要用到其中的三个，本设计中选用的是ADCIN08和ADCIN09两个通道，采样后的电压信号重新转化为两相的电流信号存入相应的寄存器中，进行电流调节。经过霍尔传感器检测到得电流成比例的转化为电压信号。霍尔传感器输出的电压信号不适合AD模块采集的电压范围，需要经过放大器对电压信号进行缩放。

图7为所发明的硬件控制***的位置检测电路，直线电机的位置信号的检测是实现直线电机精密控制的非常重要的因素且将其微分就是速度信号，本设计采用英国RENIsHAW公司的RGH24X系列光栅尺，它的分辨率为1um，最高速度可达到5m/s。把TMs320F28335事件管理器EVA的正交编码脉冲电路(QEP)和光栅尺进行连接，当事件管理器的QEP被使能后，就能对相应的引脚输出脉冲进行计数，来确定电机运动的位置信息，根据测量的位置信息相应的调整控制策略，控制电机运动。安装好的光栅尺在直线电机运动的情况下，读数头输出与位置信息有关的6路方波信号，其中它们是三对反向的RS422A方波信号，经过差分接收后，产生三路脉冲信号包括两路正交编码脉冲信号A和B，以及一路参考点信号Z。正交编码脉冲信号A和B用来检测直线电机运动的位置信息，而Z信号用来做直线运动过程中回零点位置的参考信号。由于光栅尺读数头输出的3路脉冲信号是5V的，而DSP的I/O口电压是3.3V的，因此需要一个电平转换芯SN74LVC4245DW来实现5V到3.3V的电平转换。同时使能DSP芯片事件管理器EVA的正交编码脉冲电路和捕获单元CAP3，QEP1和QEP2分别接收A和B两路正交脉冲，CAP3捕获参考脉冲信号Z。

光栅尺读数头输出的正交编码脉冲是两路频率可以变化相互正交的脉冲序列。当直线电机运动时，光栅尺的读数头会产生正交编码脉冲信号，分别被QEP1和QEP2接口接收，根据A和B脉冲信号的相位差是+90°还是-90°来确定直线电机的运动方向，同时可以确定通用定时器的计数器的计数方向，如果QEP1接收的脉冲超前QEP2接收的脉冲，那么计数器是递增计数，相反则递减计数。由于DSP的正交编码电路对输入正交脉冲上升沿和下降沿均进行计数，因此经由QEP电路后输出脉冲的频率变为输入的四倍，并且事件管理器会将该时钟提供给它的通用定时器作为通用定时器的时钟频率。在本设计中通用定时器TZ设置为定向增/减计数，事件管理器EVA的正交编码脉冲电路既为它提供时钟频率又提供计数方向。光栅尺的分辨率为1um，直线电机每移动lum则通用定时器对四倍频以后的脉冲进行一次计数，通过前后两次计数器中不同的计数值可以确定直线电机运动的距离，同时有专门的寄存器存储计数器的计数方向，也是直线电机的运动方向。在DSP的中断服务子程序中可以得到直线电机的运动信息。

图8为所发明的硬件控制***的电源电路，本发明所设计的电源电路就是要得到直流电压。首先通过一个整流桥将交流转化为直流，然后通过滤波得到较好的直流电存储于大电容中，在将电容两端作为直流电源的输出口提供给功率模块。其中的加入一根保险丝，为了防止电路电流过大，起到保护电路作用。继电器起到的是一个智能控制的作用，在程序中当DSP初始化时，电容充电，初始化完成后，在程序中给Kl端口发送一个高电平，继电器发生一个开关动作使电容两端直接连接电源电压，这时候使电容两端的电压达到最大，实验时最大可到320V，达到为电机供电要求。

图9为所发明的硬件控制***的驱动电路，直线电机驱动电路主要包括一个智能功率模块，本发明选用的是IRAMSl0UP60B，它适用于较大功率的电机中，它能驱动的电机功率范围是400W～750W；主要由6个IGBT构成的三相桥式电路，控制板上DSP芯片产生的PWM控制信号输入到功率模块，控制3个桥臂的关断，产生合适驱动电压，驱动直线电机运动图中的HIN1和LIN1分别是第一相的上下桥臂的控制信号，它们都是低电平有效。IRAMSl0UP60B的工作电压VDD是15V，VSS为接地端，为了达到良好的去耦效果，在这两端加入两个并联的去耦电容。由于输入的PWM波信号是数字信号，而IRAMS10UP60B不具备把数字信号和功率信号隔离的功能，因此在IRAMS10UP60B的输入控制信号前需要加上光耦隔离，图中TLPll3即实现了将输入的PWM信号转化为模拟信号的功能，然后输入到对应桥臂的控制信号输入端。在三相电压的输出端U，V，W分别加上一个2.2uF的自举电容。在Itrip端口为低电平时，芯片正常工作，当桥臂的上部分输入的控制信号为低电平，下部分是高电平的时候该相有输出电压；当上为高电平，下为低电平的时候输出电压为零；两个都为低电平的情况是不容许出现的，那样会造成短路，烧毁芯片。当Itrip端口为高电平时，芯片不工作，没有电压输出，因此在电路中加一个下拉电阻使Itrip端口为低电平，这样功率模块能正常工作。功率芯片自身有过温和过流保护，当电路出现异常时能起到自我保护的作用。

针对双边直线电机驱动的H型精密运动平台，提出了一个RBF网络自适应滑模补偿控制器，解决以往运动控制中存在的问题，本发明的优点在于该控制器将滑模控制结合神经网络逼近用于非线性***的控制中，采用神经网络实现模型未知部分的自适应逼近，可有效地降低模糊增益。神经网络自适应律通过Lyapunov方法导出，通过自适应权重的调节保证整个闭环***的稳定性和收敛性。在保证单轴运动精度的基础上，通过控制器输出偿信号来减小同步误差使其趋于零。

Claims (4)

1.一种H型精密运动平台自适应滑模补偿同步控制***，其特征在于：该***包括主电路、控制电路和控制对象三部分；

所述控制电路包括DSP 处理器、电流采样电路、动子位置采样电路、IPM 隔离驱动电路和IPM 保护电路；

所述主电路包括调压电路、整流滤波单元和IPM 逆变单元；

所述控制对象为三相永磁直线同步电机H型精密运动平台，机身装有光栅尺；

所述电流采样电路、动子位置采样电路、IPM 隔离驱动电路和IPM 保护电路分别与DSP处理器连接，所述DSP处理器通过电压调整电路连接至所述主电路中的调压电路；

所述主电路中的调压电路通过整流滤波单元连接至IPM 逆变单元；所述IPM 逆变单元与三相永磁直线同步电机连接；

所述IPM 隔离驱动电路和IPM 保护电路分别与IPM 逆变单元连接；所述电流采样电路通过霍尔传感器连接所述三相永磁直线同步电机H型精密运动平台；所述动子位置采样电路连接光栅尺。

2.如权利要求1所述的H型精密运动平台自适应滑模补偿同步控制***的控制方法，其特征在于：该方法运用RBF网络自适应滑模补偿控制器，将滑模控制结合神经网络逼近应用到非线性***的控制中，该方法包括如下步骤：

步骤1 ***初始化；

步骤2 允许TN1、TN2 中断；

步骤3 启动T1 下溢中断；

步骤4 程序数据初始化；

步骤5 开总中断；

步骤6 中断等待；

步骤7 TN1 中断处理子控制程序；

步骤8 结束。

3.根据权利要求2所述的H型精密运动平台自适应滑模补偿同步控制方法，其特征在于：所述的TN1中断处理子控制程序包括如下步骤：

步骤1 TN1 中断子控制程序；

步骤2 保护现场；

步骤3 判断是否已初始定位；是进入步骤4，否则进入步骤10 ；

步骤4 电流采样，CLARK 变换，PARK 变换；

步骤5 判断是否需要位置调节；否则进入步骤7 ；

步骤6 位置调节中断处理子控制程序；

步骤7 dq 轴电流调节；

步骤8 PARK 逆变换；

步骤9 计算CMPPx 及PWM 输出；

步骤10 位置采样；

步骤11 初始定位程序；

步骤12 恢复现场；

步骤13 中断返回。

4.根据权利要求3所述的H型精密运动平台自适应滑模补偿同步控制方法，其特征在于：所述的步骤6 位置调节中断处理子控制程序包括以下步骤：

步骤1 位置调节中断子控制程序；

步骤2 读取编码器值；

步骤3 判断角度；

步骤4 计算已走距离；

步骤5 执行位置控制器；

步骤6 执行自适应控制器；

步骤7 计算电流命令并输出；

步骤8 中断返回。