CN105703689A - 大功率无刷双馈电机三电平双向变频调速*** - Google Patents

Abstract

本发明公开一种大功率无刷双馈电机三电平双向变频调速***，其特征在于该***由无刷双馈电机和三电平双PWM交流调速***两大部分组成，三电平双PWM交流调速***包括有无刷双馈电机三电平PWM整流单元和无刷双馈电机三电平逆变器单元。本发明的三电平双PWM交流调速***主电路结构中每相桥臂采用四个功率器件串联，与两电平主电路结构相比，每个功率器件承受电压更小，同时整流端采用三电平PWM整流器，可以实现能量双向流动，提高能量回收率，减少电机交流调速***的能量损耗，适合应用于高压大功率电机驱动场合。

Description

大功率无刷双馈电机三电平双向变频调速***

技术领域

本发明涉及一种无刷双馈电机的变频调速***，特别涉及一种大功率无刷双馈电机三电平双向变频调速***，属于自动化控制以及数控领域。

背景技术

无刷双馈电机(简称为BDFM)是一种新型交流感应电机。其结构上定子端具有两套相互独立的不同极对数的三相定子绕组，分别称为功率绕组和控制绕组。分别由电网和变频电源供电。两套定子绕组共用一套铁心且没有直接的电磁耦合。这种电机在结构上取消了电刷和滑环，具有结构简单、坚固耐用、功率因数可调等优点。电机具有一套特殊结构的转子绕组。转子绕组采用特殊的结构，无刷双馈电机可以运行于同步，异步和双馈等多种状态，因此其在交流调速调速***和变速恒频发电等领域中有着广阔的应用前景。三电平双PWM结构的变频调速***功率因数可调，可实现能量双向传递，同时具有耐压程度更高、输出电压波形质量高等优点，适用于高压大容量交流调速***。目前，对无刷双馈电机设计和控制方法的研究已经成为了研究热点。但是由于无刷双馈电动机模型较普通交流感应电机结构复杂，因此其控制***结构和控制算法的开发具有一定的难度。

发明内容

本发明的目的就在于解决现有技术的上述不足，经过反复研究和大量试验后提供一种大功率无刷双馈电机三电平双向变频调速***及其控制方法。本发明采用的三电平交流调速***结构相对两电平结构控制精度更高，耐压更好。同时整流端采用三电平PWM整流器，可以实现能量双向流动，提高能量回收率，减少电机交流调速***的能量损耗，适合应用于高压大功率电机驱动场合。

本发明给出的这种大功率无刷双馈电机三电平双向变频调速***，其特征在于该***由无刷双馈电机和三电平双PWM交流调速***两大部分组成，三电平双PWM交流调速***包括有无刷双馈电机三电平PWM整流单元和无刷双馈电机三电平逆变器单元；

所述的无刷双馈电机三电平PWM整流单元：包括控制电路板单元，霍尔传感器、整流端交流电压、电流信号调理电路单元，整流器驱动电路单元；

所述的无刷双馈电机三电平逆变器单元：包括逆变器主电路单元、霍尔传感器电压电流检测单元、功率绕组交流电压，电流信号调理电路单元、控制绕组交流电压、电流信号调理电路单元，直流端电压检测电路单元、逆变器驱动电路单元；

其中无刷双馈电机的功率绕组连接工频电网，控制绕组连接交流调速***；交流调速***中的三电平PWM整流单元连接工频电网和直流端电容，将工频电网的交流电整流为直流电，检测单元由霍尔传感器连工频电网采集电压和电流信息，采集后的信号经过信号调理电路的滤波、放大送入DSP控制单元中DSP的AD端口，DSP计算整流所需的PWM信号，PWM信号送入驱动电路，驱动电路根据PWM信号控制主电路中开关器件的导通和关断。以实现交流整流为直流的整流过程；

工频电网的交流电电流经过整流后通过直流母线电容的滤波作用，送入三电平PWM逆变单元，逆变单元分别采用霍尔传感器连接功率绕组端和控制绕组端，采集功率绕组端的电压、电流信号，信号送入信号调理电路，经过滤波放大送入DSP控制单元AD端口，DSP芯片计算出控制电机所需的PWM波信号，将PWM信号送入驱动电路，驱动电路根据信号控制主电路开关器件的导通和关断。以控制电机。

三电平双PWM交流调速***中的主电路由三电平PWM整流单元，直流端电容单元和三电平PWM逆变单元三部分构成，整流端单元和逆变单元分别由主电路单元，驱动电路单元，信号检测电路单元所构成。无刷双馈电机的定子绕组端由功率绕组和控制绕组组成，功率绕组由工频电网供电，控制绕组由交流调速***的逆变单元供电。

主电路的主要作用是实现将工频电网提供的交流电通过三电平PWM整流装置转化为直流电并通过电容实现滤波，然后经过三电平PWM逆变桥将直流电整流为频率和电压可调的交流电。电路主要包括整流、滤波和逆变电路三个单元。***控制电路分为整流端控制电路和逆变端控制电路。

整流端控制电路由电流和电压检测电路，检测整流前电网端交流电压和电流，同时将信号经过调理电路滤波和放大送到DSP整流控制电路单元.DSP整流控制电路单元通过输出信号到驱动电路以实现三电平PWM整流主电路的控制。最终实现将工频电网交流电整流为直流电。

经过整流后直流电通过电容的滤波作用，作为三电平PWM逆变单元的输入。经过三电平逆变器实现直流电整流成为控制电机所需的交流电。逆变端的霍尔传感器采集功率绕组和控制绕组的电流和电压。电流和电压信号经过信号调理电路后，被送入到DSP控制电路。在控制芯片中执行控制算法，根据检测电流和电压计算电机的转矩和磁链，通过比较其误差。获得控制电机所需的PWM波。

1.逆变单元

其中逆变单元的电路分为二极管钳位式三电平逆变电路、IGBT缓冲吸收电路、充电限流电路等部分。主电路中每相桥臂有4个功率器件，2个钳位二极管构成。通过功率器件和钳位二极管配合不同的开关作用，使得各桥臂输出3种电压输出。

2.驱动电路

功率器件的驱动电路采用日本SHARP公司生产的PC929芯片，芯片具有高速、内建短路保护电路、使用方便等特点，是一种比较典型的驱动电路芯片。驱动电流最大为0.4A；具有高速响应时间；隔离电压高达4kV，适用于中小容量IGBT的驱动。在基于芯片PC929搭建的驱动电路中PC929的1、2引脚经电阻接PWM脉冲，3引脚接脉冲电压，10、14引脚接供电电源的负极，正极接13引脚，12引脚为输出级供电端，一般与13引脚共接，11引脚为输出端，经电阻R6驱动开关管，如果功率过大，可以经电阻R₆接放大电路后再接开关管，9引脚及其***电路构成保护电路，当有故障发生时，8引脚会输出低电平信号，TLP521内部发光二级管导通，在3引脚产生高电平信号，返回给主控芯片。

稳压管Z3将E点电压钳位在9V，当输入PWM脉冲波形为低电平时，内部发光二极管导通，经光耦11引脚产生高电平，与E点的压降为15V，经电阻R₆产生电流，使开关管导通。当输入PWM脉冲波形为高电平时，发光二级管截止，G、E之间产生-9V的压降，开关管截止。

3.交流电压检测电路

为了满足控制***对电流检测高速及高精度的要求，***中采用的是莱姆公司生产的霍尔电流传感器HBC10ES5来检测定子电流，电流传感器HBC10ES5为半圆形中空，导线从中间的圆孔中穿过，能在电隔离的条件下测量电流信号，确保电路安全。当有电流通过时，其内部元器件会自动感应产生电压信号，由U₀的OUT引脚输出，HBC10ES5为有源器件，工作前必须供电，器件中1引脚V_cc为其供电电源，2引脚接地，3引脚直接输出电压信号.。

其工作电压为±15V，频率带宽为0-100kHz。由于传感器得到的定子相电流是有正负值的交流信号，所以需要将传感器所得的信号经过电压提升，将信号调整到0-3.3V之间以满足DSP的AD接口的输入标准，再将其送入到DSP的AD转换模块中，电机控制板上有两路这样电流检测通道，分别用来检测电机A相和C相电流。

电压检测原理和交流电流检测原理相同，电压传感器采用同是莱姆公司生产的LV28-P霍尔电压传感器，其测量范围10～500V,原边额定电流为10mA。

4.直流端电压检测电路

在主电路中，直流母线电压的稳定性直接影响着开关管的性能，因此必须把母线电压采集到控制器中加以控制。电流信号一般比较小，用霍尔电流传感器便可检测，而电压信号比较大，高性能的霍尔电压传感器造价昂贵，不实用。如果把几百伏的电压信号经电阻分压、滤波处理后输入到控制器中，若母线电压脉动较大，极易对控制器造成损坏，因此中间必须加电气隔离。本文使用线性光耦TIL300和LM324构成电压检测电路(图6)，在主电路中，直流母线电压的稳定性直接影响着开关管的性能，因此必须把母线电压采集到控制器中加以控制。电流信号一般比较小，用霍尔电流传感器便可检测，而电压信号比较大，高性能的霍尔电压传感器造价昂贵，不实用。如果把几百伏的电压信号经电阻分压、滤波处理后输入到控制器中，若母线电压脉动较大，极易对控制器造成损坏，因此中间必须加电气隔离。

由电压检测电路(图6)可知，U_DC经电阻R₁、R₂分压到0到3.3V，U_1A为电压跟随器，转化后的电压信号经过U_1A后提高带负载能力。U_1B为电荷放大电路，电压信号经过此电路后输入TIL300的2引，1引脚接地，发光二级管导通，TIL300输出耦合电压信号，经过U_1C低通滤波后输出。

与现有技术相比，本发明的有益效果：

1.无刷双馈电机三电平双向交流调速***主电路结构中，每相桥臂采用四个功率器件串联。与两电平主电路结构相比，每个功率器件承受电压更小，因此更加适合于高压大功率场合。

2.无刷双馈电机三电平双向交流调速***中，电压矢量更多，因此逆变单元输出的波形更好。

3.无刷双馈电机三电平双向交流调速***整流单元和逆变单元都采用PWM电路结构，因此可以实现电机的四象限运行，能够实现能量回馈，功率因数接近于1，谐波含量更小。

附图说明

图1为本发明***结构框图；

图2为本发明逆变结构电路图；

图3为本发明功率器件驱动电路图；

图4为本发明交流电流检测电路图：

图5为本发明交流电压检测电路图：

图6为本发明直流电压检测电路图：

图7为本发明无刷双馈电机三电平模糊控制算法框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行具体描述

图1为本发明所设计的大功率无刷双馈电机三电平双向变频调速***结构框图，该***包括有无刷双馈电机；无刷双馈电机三电平PWM整流单元：包括控制电路板单元，霍尔传感器、整流端交流电压、电流信号调理电路单元，整流器驱动电路单元；无刷双馈电机三电平逆变器单元：包括逆变器主电路单元、霍尔传感器电压电流检测单元、功率绕组交流电压，电流信号调理电路单元、控制绕组交流电压、电流信号调理电路单元，直流端电压检测电路单元、逆变器驱动电路单元；

如图1所示，无刷双馈电机的功率绕组连接工频电网，控制绕组连接交流调速***；交流调速***中的三电平PWM整流单元连接工频电网和直流端电容，将工频电网的交流电整流为直流电，检测单元由霍尔传感器连工频电网采集电压和电流信息，采集后的信号经过信号调理电路的滤波、放大送入DSP控制单元中DSP的AD端口，DSP计算整流所需的PWM信号，PWM信号送入驱动电路，驱动电路根据PWM信号控制主电路中开关器件的导通和关断。以实现交流整流为直流的整流过程；

工频电网的交流电电流经过整流后通过直流母线电容的滤波作用，送入三电平PWM逆变单元，逆变单元分别采用霍尔传感器连接功率绕组端和控制绕组端，采集功率绕组端的电压、电流信号，信号送入信号调理电路，经过滤波放大送入DSP控制单元AD端口，DSP芯片计算出控制电机所需的PWM波信号，将PWM信号送入驱动电路，驱动电路根据信号控制主电路开关器件的导通和关断。以控制电机。

图2为逆变结构电路图，其中逆变电路具体的结构如图2所示分为二极管钳位式三电平逆变电路、IGBT缓冲吸收电路、充电限流电路等部分。主电路中每相桥臂有4个功率器件，2个钳位二极管构成。通过功率器件和钳位二极管配合不同的开关作用，使得各桥臂输出3种电压输出。

具体电路原理及参数设计如下:

滤波电容：由于三相交流电采用基波为50Hz工频电源，设输入交流电的电压变化范围为V_min-V_max，频率波动范围为f_min-f_max，采用三相交流输入经整流滤波后直流脉动则有滤波电容计算公式：

$C=\frac{W_{\mathrm{in}}}{{\left(\sqrt{2}{V}_{\min }\right)}^2-{(\sqrt{2}{V}_{\min }-V_p)}^2}$

其中，W_in＝P_in/3f_min，式中，P_in＝P_out/η，P_in、P_out和η分别为逆变器输入功率、输出功率、***效率。设f变化范围为47.5～52.5Hz，V波动范围为323-437V。将数值代入上式得C为1754uF，考虑到***功率较大，为更好地为整流器滤波，提供稳定的直流电压，尽量保持分压电容中点电位平衡，而且两个电容为串联连接，取两个分压电容C4、C11分别为3300uF，耐压可选用450V。

充电限流电路设计：为了避免在上电瞬间滤波电容充电电流过大从而损坏整流管，采用限流电阻R1给电容C4、C11充电。结合电容容量、充电时间、充电电流设计，取限流电阻R1为50，功率为100W。当变频器正常工作时，由于直流母线电流较大，电阻长时间接入直流回路中会产生压降，可能会影响逆变器输出电压幅值，影响电机磁场的建立，从而引起电磁转矩脉动。接入接触器KM1，当电容充电完成后即变频器开始工作后将限流电阻短路，避免上述问题产生。

逆变电路设计：逆变电路采用NPC三电平逆变器拓扑结构，采用二极管钳位的方式相对于直流分压电容的中性点输出电压有3种不同电平。下面对其中各元件参数进行设计，主要包括钳位二极管、IGBT开关器件

钳位二极管的确定：设电机采用星型连接，逆变器每相输出电流为电机额定电流。当输出电平为0电平时，不管电机处于电动模式或再生模式分别流经两个钳位二极管的平均电流为额定电流，即为10A，考虑留有一定裕量，选用持续正向电流为15A的钳位二极管，最高耐压为直流母线电压的一半即Udc/2。

RCD缓冲电路设计：为了更好地保护IGBT在开通与关断时消除尖峰电压脉冲冲击，设计基于充放电型RCD吸收电路，特别适合在大功率场合应用。

保护过程分析。关断过程：当IGBT关断时，其两端电压从压降很小的导通状态上升到耐压为Udc/2关断状态，为避免电压上升速率，消减尖峰电压脉冲，此时并联在IGBT两端的Cs、D1串联电路给电容Cs充电，减小了上升电压和下降电流的重叠，从而降低了IGBT的关断损耗。开通过程：开通时两端电压下降，电路RsCs向IGBT放电，这样有利于使得开关管快速导通电流上升速率增加，减小开关管导通时间，从而减小开关损耗。

电容Cs的确定：在关断过程确定充电电容Cs，关断能量为：

$\frac{I_c{V}_{\mathrm{ce}}(t_r+t_f)}{2}=\frac{1}{2}{C}_s{V}_{\mathrm{ce}}^2$

由上式可推出：

$C_s=\frac{I_c(t_r+t_f)}{V_{\mathrm{ce}}}$

其中，I_c最大集电极电流，V_ce为集电极与发射极电压，t_r、t_f分别为集电极最大上升时间、最大下降时间。

电阻R_S的确定：当IGBT开通时电容C_S需要通过RC回路进行放电，为防止烧坏开关管，要求最大放电电流和工作电流之和应小于开关管的额定电流。设经过3倍电容放电常数时放电完成，放电过程时间确定只要满足下一个周期开关管关断时刻来临之前全部放电完成即可，即不影响下一周期电容充电，可以根据开关周期时间来确定。即满足3RsCs＝ton，ton的选择可以根据开关频率确定，设开关频率为5kHz，取缓冲电阻为10kΩ。

图3为功率器件驱动电路图，功率器件的驱动电路采用日本SHARP公司生产的PC929芯片，芯片具有高速、内建短路保护电路、使用方便等特点，是一种比较典型的驱动电路芯片。驱动电流最大为0.4A；具有高速响应时间；隔离电压高达4kV，适用于中小容量IGBT的驱动。图3为基于芯片PC929搭建的驱动电路，PC929的1、2引脚经电阻接PWM脉冲，3引脚接脉冲电压，10、14引脚接供电电源的负极，正极接13引脚，12引脚为输出级供电端，一般与13引脚共接，11引脚为输出端，经电阻R6驱动开关管，如果功率过大，可以经电阻R₆接放大电路后再接开关管，9引脚及其***电路构成保护电路，当有故障发生时，8引脚会输出低电平信号，TLP521内部发光二级管导通，在3引脚产生高电平信号，返回给主控芯片。

稳压管Z3将E点电压钳位在9V，当输入PWM脉冲波形为低电平时，内部发光二极管导通，经光耦11引脚产生高电平，与E点的压降为15V，经电阻R₆产生电流，使开关管导通。当输入PWM脉冲波形为高电平时，发光二级管截止，G、E之间产生-9V的压降，开关管截止。

图4为交流电流检测电路，图5为交流电压检测电路，为了满足控制***对电流检测高速及高精度的要求，***中采用的是莱姆公司生产的霍尔电流传感器HBC10ES5来检测定子电流，电流传感器HBC10ES5为半圆形中空，导线从中间的圆孔中穿过，能在电隔离的条件下测量电流信号，确保电路安全。当有电流通过时，其内部元器件会自动感应产生电压信号，由U₀的OUT引脚输出，HBC10ES5为有源器件，工作前必须供电，器件中1引脚V_cc为其供电电源，2引脚接地，3引脚直接输出电压信号.

其工作电压为±15V，频率带宽为0-100kHz。由于传感器得到的定子相电流是有正负值的交流信号，所以需要将传感器所得的信号经过电压提升，将信号调整到0-3.3V之间以满足DSP的AD接口的输入标准，再将其送入到DSP的AD转换模块中，电压检测原理图如图5所示，电流检测电路原理图如图4所示，电机控制板上有两路这样电流检测通道，分别用来检测电机A相和C相电流。图5电压检测原理和交流电流检测原理相同，电压传感器采用同是莱姆公司生产的LV28-P霍尔电压传感器，其测量范围10～500V,原边额定电流为10mA。

由图5可知，U_DC经电阻R₁、R₂分压到0到3.3V，U_1A为电压跟随器，转化后的电压信号经过U_1A后提高带负载能力。U_1B为电荷放大电路，电压信号经过此电路后输入TIL300的2引，1引脚接地，发光二级管导通，TIL300输出耦合电压信号，经过U_1C低通滤波后输出。

图6为直流电压检测电路，在主电路中，直流母线电压的稳定性直接影响着开关管的性能，因此必须把母线电压采集到控制器中加以控制。电流信号一般比较小，用霍尔电流传感器便可检测，而电压信号比较大，高性能的霍尔电压传感器造价昂贵，不实用。如果把几百伏的电压信号经电阻分压、滤波处理后输入到控制器中，若母线电压脉动较大，极易对控制器造成损坏，因此中间必须加电气隔离。本文使用线性光耦TIL300和LM324构成电压检测电路，其电路图如6所示。

在主电路中，直流母线电压的稳定性直接影响着开关管的性能，因此必须把母线电压采集到控制器中加以控制。电流信号一般比较小，用霍尔电流传感器便可检测，而电压信号比较大，高性能的霍尔电压传感器造价昂贵，不实用。如果把几百伏的电压信号经电阻分压、滤波处理后输入到控制器中，若母线电压脉动较大，极易对控制器造成损坏，因此中间必须加电气隔离。

图7为无刷双馈电机三电平模糊控制算法框图，电流，电压采集模块，磁链观测器和转矩观测器、电压重构单元、速度PI调节器和磁链模糊调节器和转矩模糊调节器等模块等组成。模型原理与三电平直接转矩算法类似，在磁链和转矩调节环节采用模糊控制方法取代传统的滞环比较方法。在模糊控制中，e_ψ和e_T分别为定子磁链误差和电磁转矩误差，即 中点电位偏差式中：为定子磁链参考输入；为转矩参考输入。矩参考输入；为中点电位给定平均值；V_m为中点电位测量值。将e_ψ，e_T，e_m及定子磁链位置角θ_ψ作为模糊控制器的输入，经模糊化、规则推理、解模糊，输出为逆变器开关状态信号，输出到NPC三电平逆变器，驱动电机运行。

Claims (5)

1.一种大功率无刷双馈电机三电平双向变频调速***，其特征在于该***由无刷双馈电机和三电平双PWM交流调速***两大部分组成，三电平双PWM交流调速***包括有无刷双馈电机三电平PWM整流单元和无刷双馈电机三电平逆变器单元；

所述的无刷双馈电机三电平PWM整流单元：包括控制电路板单元，霍尔传感器、整流端交流电压、电流信号调理电路单元，整流器驱动电路单元；

所述的无刷双馈电机三电平逆变器单元：包括逆变器主电路单元、霍尔传感器电压电流检测单元、功率绕组交流电压，电流信号调理电路单元、控制绕组交流电压、电流信号调理电路单元，直流端电压检测电路单元、逆变器驱动电路单元；

其中无刷双馈电机的功率绕组连接工频电网，控制绕组连接交流调速***；交流调速***中的三电平PWM整流单元连接工频电网和直流端电容，将工频电网的交流电整流为直流电，检测单元由霍尔传感器连工频电网采集电压和电流信息，采集后的信号经过信号调理电路的滤波、放大送入DSP控制单元中DSP的AD端口，DSP计算整流所需的PWM信号，PWM信号送入驱动电路，驱动电路根据PWM信号控制主电路中开关器件的导通和关断，以实现交流整流为直流的整流过程；

工频电网的交流电电流经过整流后通过直流母线电容的滤波作用，送入三电平PWM逆变单元，逆变单元分别采用霍尔传感器连接功率绕组端和控制绕组端，采集功率绕组端的电压、电流信号，信号送入信号调理电路，经过滤波放大送入DSP控制单元AD端口，DSP芯片计算出控制电机所需的PWM波信号，将PWM信号送入驱动电路，驱动电路根据信号控制主电路开关器件的导通和关断，以控制电机。

2.根据权利要求1所述的大功率无刷双馈电机三电平双向变频调速***，其特征在于三电平双PWM交流调速***中的主电路由三电平PWM整流单元，直流端电容单元和三电平PWM逆变单元三部分构成，整流端电容单元和三电平PWM逆变单元分别由主电路单元、驱动电路单元、信号检测电路单元所构成，主电路将工频电网提供的交流电通过三电平PWM整流装置转化为直流电并通过电容实现滤波，然后经过三电平PWM逆变桥将直流电整流为频率和电压可调的交流电。

3.根据权利要求1所述的大功率无刷双馈电机三电平双向变频调速***，其特征在于无刷双馈电机的定子绕组端由功率绕组和控制绕组组成，功率绕组由工频电网供电，控制绕组由交流调速***的逆变单元供电。

4.根据权利要求1所述的大功率无刷双馈电机三电平双向变频调速***，其特征在于逆变单元的电路分为二极管钳位式三电平逆变电路、IGBT缓冲吸收电路、充电限流电路部分，主电路中每相桥臂由4个功率器件、2个钳位二极管构成，通过功率器件和钳位二极管配合不同的开关作用，使得各桥臂输出3种电压输出。

5.根据权利要求1所述的大功率无刷双馈电机三电平双向变频调速***，其特征在于功率器件的驱动电路采用日本SHARP公司生产的PC929芯片，其中PC929的1、2引脚经电阻接PWM脉冲，3引脚接脉冲电压，10、14引脚接供电电源的负极，正极接13引脚，12引脚为输出级供电端，一般与13引脚共接，11引脚为输出端，经电阻R6驱动开关管，如果功率过大，可以经电阻R6接放大电路后再接开关管，9引脚及其***电路构成保护电路，当有故障发生时，8引脚会输出低电平信号，TLP521内部发光二级管导通，在3引脚产生高电平信号，返回给主控芯片。