CN109818538A - 用于减少bldc驱动器的逆变器损耗的块换向 - Google Patents

用于减少bldc驱动器的逆变器损耗的块换向 Download PDF

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Abstract

本公开涉及用于减少BLDC驱动器的逆变器损耗的块换向。一种技术，该技术用于感测通过逆变器驱动电路的功率晶体管的电流的方向，以及用于无刷直流(BLDC)电机的转子的位置。在去磁电流流动的时间期间，功率晶体管被接通，将去磁电流导向通过更低阻抗的晶体管通道，而不是通过体二极管。将电流导向到晶体管通道，可减少功率晶体管中的二极管损耗，从而减少总体功率损耗。在另一示例中，低侧以及高侧功率晶体管可以在去磁电流流动通过给定功率晶体管的时间期间被接通。

Description

用于减少BLDC驱动器的逆变器损耗的块换向
技术领域
本公开涉及无刷直流电机控制。
背景技术
相比使用机械换向器的刷式电机，无刷直流(DC)电机可以具有包括耐用性、可靠性、大小和重量的优势。无刷直流(BLDC)电机可以使用电子控制器以正确时序激励定子线圈，以用于准确的速度和扭矩输出。控制器可以包括传感器输入，以确定定子的位置。BLDC电机可以包括单个或多个相位，并且可以被认为是同步电机，因为与一些感应电机相比，定子的磁场频率与转子的旋转同步。
发明内容
总体上，本公开涉及一种技术，该技术涉及在去磁电流流动通过功率晶体管时，在换向步骤结束时接通用于无刷直流(BLDC)电机的逆变器电路的功率晶体管。本公开的技术感测通过功率晶体管的电流的方向以及转子的位置。在去磁电流流动的时间期间，功率晶体管被接通，将去磁电流导向通过低阻抗晶体管通道(例如，MOSFET情况下的漏-源通道)，而不是通过体二极管。以此方式，本公开的技术可以降低功率晶体管中的二极管损耗，从而降低总体功率损耗。在一些示例中，低侧或高侧功率晶体管可以在去磁电流流动时被接通。在其他示例中，低侧以及高侧功率晶体管可以在去磁电流流动通过给定功率晶体管的时间期间被接通。
在三相BLDC电机的一个示例中，定子可以包括三个或更多个线圈，并且转子可以包括两个或多个永磁体，永磁体响应于来自定子线圈的磁场，这取决于极的数目。转子还可以包括传感器以确定转子位置。在一些示例中，定子可以包括三个霍尔传感器，这三个霍尔传感器可以确定相对于定子线圈的转子位置。在一些示例中，取决于控制器霍尔传感器可以相隔120度或相隔60度放置。控制器可以输出脉冲宽度调制(PWM)信号来控制激励每个定子线圈的逆变器电路。归因于PWM信号的逆变器的平均电压和平均电流，控制电机速度和扭矩。
在一个示例中，本公开涉及用于控制电机的方法，该方法包括：由控制器电路感测通过开关的电流的方向；由控制器电路感测转子的位置；由控制器电路基于转子的位置确定电机已经到达换向步骤的结束。响应于由控制器电路确定电机已经到达换向步骤的结束，接通开关。
在另一示例中，本公开涉及电机控制电路，电路包括：高侧(HS)开关和低侧(LS)开关，其中LS开关与HS开关被串联连接，电流感测元件，其中电流感测元件感测通过LS开关的电流的方向，转子感测元件，其中转子感测元件感测转子的位置。电路还包括处理电路，其中处理电路被配置为：控制HS开关和LS开关的操作，接收来自转子感测元件的转子位置信息，接收来自电流感测元件的电流的方向信息，基于转子的位置确定电机已经到达换向步骤的结束，基于来自电流感测元件的信息，确定电流以续流方向流动通过LS开关，响应于确定电机已经到达换向步骤的结束并且该电流以续流方向流动通过LS开关，接通LS开关。
在另一示例中，本公开涉及***，该***包括：逆变器电路，该逆变器电路包括：高侧(HS)开关和低侧(LS)开关，其中LS开关与HS开关被串联连接，以及电流感测元件，其中电流感测元件感测通过LS开关的电流的方向，栅极驱动器电路，其中栅极驱动器电路控制用于HS开关的第一栅极和用于LS开关的第二栅极，以及转子感测元件，其中转子感测元件感测转子的位置。***进一步包括：控制器电路，其中控制器电路被配置为：控制栅极驱动器电路的操作，接收来自转子感测元件的转子位置信息，接收来自电流感测元件的电流的方向信息，基于转子的位置确定电机已经到达换向步骤的结束，基于电流感测元件确定电流以续流方向流动通过LS开关，响应于确定电机已经到达换向步骤的结束并且电流以续流方向流动通过LS开关，信号通知栅极驱动器电路接通LS开关。
本公开的一个或多个实施例的细节在附图和下文的说明书中被阐述。根据说明书和附图以及根据权利要求，本公开的其他特征，目的和优点将是明显的。
附图说明
图1是示出了用于控制BLDC电机的***的框图。
图2A-图2C是示出了用于控制BLDC电机的同步整流块换向方案以及换向步骤结束时的去磁电流的图。
图3是示出了用于三相BLDC电机的同步整流块换向方案的时序图。
图4A和图4B示出了对在BLDC电机操作期间隔离功率损耗组件的分析结果
图5是根据本公开的一个或多个技术，用于三相电机的单相的时序图，该时序图示出了与在换向步骤结束时接通LS开关相关联的时序。
图6是示出了根据本公开的一个或多个技术的，用于检测流动通过LS开关的电流的方向的示例技术的示意图。
图7是根据本公开的一个或多个技术，用于三相BLDC电机的时序图，该时序图示出了与在换向步骤结束时接通HS开关以及LS开关相关联的时序。
图8是示出了根据本公开的一个或多个技术的，用于检测流动通过LS开关和HS开关两者的电流方向的示例技术的示意图。
图9是示出了根据本公开的一个或多个技术的，具有电流感测开关的示例技术的示意图，电流感测开关被用于检测流动通过LS开关和HS开关两者的电流方向的。
图10A和图10B示出了根据本公开的一个或多个技术，描述在BLDC电机操作期间的功率损耗改善的分析结果。
图11A-图11C示出了针对本公开的一个或多个技术，对功率损耗改善进行比较的分析结果。
图12是示出了根据本公开的一个或多个技术，用于使用分流电阻器感测电流的示例技术的原理图。
图13是示出了根据本公开的一个或多个技术，用于控制BLDC电机的***的示例操作的流程图。
具体实施方式
本公开涉及在去磁电流流动通过功率晶体管时，在换向步骤结束时接通用于无刷直流(BLDC)电机的功率晶体管的技术。本公开的技术感测通过功率晶体管的电流的方向以及转子的位置。在去磁电流流动的时间期间，功率晶体管被接通，将去磁电流导向通过低阻抗晶体管通道(MOSFET情况下的漏-源通道)，而不是通过体二极管。以此方式，本公开的技术可以减少功率晶体管中的二极管损耗，从而减少总体功率损耗。在一些示例中，低侧或高侧功率晶体管可以在去磁电流流动时被接通。在其他示例中，低侧以及高侧功率晶体管可以在去磁电流流动通过给定功率晶体管的时间期间被接通。
在三相BLDC电机的一个示例中，定子可以包括三个或更多个线圈，并且转子可以根据极的数目包括两个或多个永磁体，极的数目响应于来自定子线圈的磁场。转子还可以包括传感器，以确定转子位置。在一些示例中，转子可以包括三个霍尔传感器，这三个霍尔传感器可以确定相对于定子线圈的转子位置。霍尔传感器可以取决于控制器相隔120度或者60度放置。控制器可以将脉冲宽度调制(PMW)信号输出到激励每个定子线圈的逆变器电路。归因于PWM信号的逆变器的平均电压和平均电流，控制电机速度和扭矩。
存在若干PMW调制方案，如由BLDC控制器所使用的梯形或块换向方案以控制电机逆变器电路。在一些示例中，驱动器电路可以控制用于BLDC电机的逆变器电路。在HS PWM块换向方案中，针对每个电机相位，HS晶体管可以被PWM栅控，并且其他相位的LS晶体管可以处于导通。由于电机线圈的电感，每次PWM信号断开HS晶体管时，电流继续流动通过电机线圈。该电流可以被称为续流电流。在HS PWM块换向方案中，续流电流将流动通过LS晶体管体二极管。该续流电流在换向步骤中的每次PWM转换时发生并且与换向步骤结束时的去磁电流处于不同时间。此外，在换向步骤结束时的去磁电流可以比每次PWM转换之间的续流电流流动更长时间。利用LS晶体管被PWM信号栅控的类似块换向方案也可以被实现。在该情况下，续流电流将流动通过HS晶体管体二极管。
被称为同步整流块换向方案的不同PWM方案可以具有优于HS或LS PWM换向方案的优势，其通过当逆变器电路包括金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)、绝缘栅双极结型晶体管(IGBT)、氮化镓(GaN)晶体管或者高电子迁移率晶体管(HEMT)时，通过最小化功率损耗以及增加效率，。电流可以以两个方向流动通过这些类型的开关，这些开关与其他功率晶体管相比时具有低RDS-ON。为了简要描述，本公开可以集中于MOSFET开关，尽管其他类型的开关可以适用。
使用同步整流块换向方案的BLDC控制器可以在高侧(HS)和低侧(LS)功率晶体管两者上输出PWM。用于LS功率晶体管的PWM信号与HS功率晶体管上的PWM信号是互补的，并且具有被嵌入在每个PWM转换之间的死去时间，以防止直通电流。互补的PWM信号意味着在HS开关接通时LS开关断开，反之亦然。在同步整流块换向方案中，BLDC控制器在换向步骤中的每次PWM转换之后的死区时段之后接通LS晶体管。接通LS晶体管允许续流电流流动通过LS晶体管的低阻抗RDS-ON，其与续流电流流动通过体二极管相比，减少了功率损耗。
本公开的技术认识到，即使利用同步整流块换向方案，HS开关和LS开关仍然包括来自换向步骤结束时去磁电流的功率损耗。本公开的技术是基于以下分析：将总体功率损耗分成(a)切换损耗、(b)FET导通损耗以及(c)二级管导通损耗。分析结果揭示：二极管导通损耗(二极管损耗)是总体功率损耗中的主导因素。该分析示出了在换向步骤结束时，来自通过驱动器电路(又名逆变器半桥)的HS和LS体二极管两者的相位去磁电流的续流的明显的体二极管损耗。相位去磁期间的该二极管损耗可以明显地高于导通和在死区时间发生的反向恢复两者的二极管损耗，死区时间包括每次PWM转换之间的死区时间和换向步骤结束时的死区时间。
二极管损耗可以通过各种现有技术而被降低。一些示例可以包括更短的死区时间或使用在MOSFET中集成的肖特基(Schottky)或者MOS栅控二极管(MGD)。二极管损耗可以通过使用更短的死区时间而被降低，但这即使可能，也可能导致更快的FET开关和EMI问题。大部分客户使用高值(5-100Ω)外部栅极电阻，以减慢FET来避免EMI问题。这还导致在FET完全被接通之前更长的二极管导通。死区时间可以被期望为至少类似于MOSFET开关的导通-断开时间，以避免交叉导通。为了解释电机驱动应用中的统计波动，一些示例死区时间段在500ns-2μs的范围内。
针对低电压FET≤40V，二极管损耗可以通过使用在MOSFET中集成的肖特基或者MOS栅控二极管(MGD)而被降低。使用更短的死区时间可能导致更快的FET开关，并且更快的FET开关可能导致电磁干扰(EMI)问题。在一些示例中，高电阻(5-100Ω)外部栅极电阻可以减慢FET，并且可以有助于避免EMI问题。然而，高电阻栅极可能导致在FET完全被接通之前更长的体二极管导通。在一些示例中，死区时间可以被设置为至少类似于MOSFET开关的导通-断开时间，以避免交叉导通。为了解释电机驱动应用中的统计波动，一些示例死区时间段在500ns-2μs的范围内。
使用在MOSFET中集成的肖特基或者MGD可能需要附加的晶圆处理成本和工艺集成挑战。肖特基/MGD的二极管正向电压降可以远小于在较低正向电流时FET体二极管正向电压降。在需要更高漏-源电流的应用中，肖特基/MGD优势可能会丧失。此外，与非MGD FET相比，断开状态下的IDSS(漏极到源极的泄露)可能增加高达两个数量级。高IDSS可能导致更快的电池放电，并且在很多应用中可能并非是优势。此外，该MGD/肖特基二极管选项对于额定值>40V的FET不可行，因为IDSS泄露太高。因此，针对大于40V的FET(例如，24V电池电压的应用)，二极管损耗不能利用现有技术而被降低。
图1是示出了用于控制BLDC电机的***的框图。示例***10可以包括电源12、电机控制单元(MCU)14、驱动器电路16、逆变器电路18、用户接口20和电机22。在其他示例中，BLDC电机***可以包括图1中未示出的其他组件，并且可以排除图1中描绘的一个或多个组件。
电源12可以包括可以向***10的组件提供电压和电流的任何类型的电源。电源12的一些示例可以包括电池、市电、AC/DC、DC/DC转换器或者其他类型的电源。
逆变器电路18可以包括：用于电机22的每个相位的至少一个高侧(HS)开关和低侧(LS)开关。在3相电机的示例中，如图1中所描绘的，逆变器电路18可以包括三个HS开关和三个LS开关。针对每个相位，LS开关可以与HS开关被串联连接。开关可以是任何类型的开关，诸如功率晶体管，如上所述，其可以包括MOSFET、IGBT、GaN、以及类似的开关。开关的一些示例包括晶体管通道和本征体二极管。例如，在MOSFET的情况下，晶体管通道是漏-源通道。体二极管的一些示例可以包括寄生体二极管。逆变器电路18的一些示例可以包括一个或多个电流感测元件。电流感测元件的示例可以包括分流电阻器、电流感测开关、诸如电流感测晶体管、电流互感器、霍尔效应传感器在MOSFET情况下的RDS-ON感测，或者其他类型的电流感测技术。在一些示例中，电流感测元件针对每个相位感测通过LS开关、通过HS开关或者通过这两者开关的电流的方向。为了简明，本公开集中于MOSFET作为逆变器电路18中的开关，尽管其他类型的开关可以被使用。
也可以被称为电机控制电路或控制器电路的MCU 14可以连接到用户接口20，并且从用户接口20接收用于操作电机22的关于期望速度、扭矩和其他参数的指令。在一些示例中，MCU 14可以提供将要被在用户接口20上显示的信息。MCU 14可以输出信号，诸如控制驱动器电路16的操作的PWM信号。在一些示例中，MCU14可以接收来自电机22上的转子感测元件(诸如，霍尔传感器)的转子位置信息。利用接收的转子位置信息，MCU 14可以例如基于转子位置确定电机已经到达换向步骤的结束(图1中未示出)。
MCU 14也可以从逆变器电路18中的一个或多个电流感测元件接收电流方向信息，并且进一步基于电流感测元件确定是哪个方向电流流动通过逆变器电路18的一个或多个开关。例如，MCU 14可以确定电流从用于电机22的相位U的LS开关中的源极流到漏极。响应于确定电流从LS开关中的源极流到漏极，MCU 14可以确定电流流动通过LS开关的体二极管，即，作为续流电流。除非另有标注，续流电流在本公开中指电流流动通过晶体管的体二极管。以续流方向流动的电流是指续流电流即流动通过体二极管，或者以相同方向流动通过作为体二极管的晶体管体的电流，诸如从FET的源极到漏极。
在一些示例中，MCU 14可以响应于确定电机已经到达换向步骤的结束以及电流流动通过LS开关的体二极管，信号通知驱动器电路16来接通LS开关。以此方式接通LS开关使得电流流动通过LS晶体管的低阻抗RDS-ON，这可以降低由电流流动通过体二极管引起的功率损耗，同时去磁电流从电机22的线圈流出。用于LS开关的切换顺序将在下文关于图2A-2C和图5更详细地描述。
在一些示例中，其中MCU 14可以被进一步配置为经由电流感测输入元件，接收通过用于给定相位的HS开关的电流的方向的指示。MCU 14可以基于来自电流感测元件的信息，确定电流是否从源极到漏极流动通过HS开关。换句话说，该电流是否是通过HS开关的体二极管的续流电流，如上述针对LS开关所述的。MCU 14可以确定转子是否处于第二位置，这可以指示换向步骤的结束，与上文针对LS开关所述的换向步骤不同，这可以指示去磁电流正在从电机22以负方向流出。如上所述，MCU 14可以响应于确定转子处于第二位置，并且电流以第二方向流动通过HS开关，接通HS开关来降低通过体二极管的功率损耗。用于HS开关降低功率损耗的切换顺序将在下文，例如关于图7而被更详细的描述。
MCU 14可以被实现为具有个体组件的硬件电路，集成电路，并且可以包括作为硬件、固件和软件的任何组合操作的一个或多个处理器，诸如处理电路15。处理电路15的示例可以包括以下中的任何一个或多个：微处理器、控制器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、片上***(SoC)、或者等同的离散或集成逻辑电路。处理器可以是集成电路，即，集成处理电路，并且集成处理电路可以被实现为固定硬件处理电路、可编程处理电路和/或固定与可编程处理电路两者的组合。
在一些示例中，MCU 14可以包括存储器元件(图1中未示出)。存储器元件可以存储程序指令，程序指令可以包括由MCU 14中处理电路15可执行的一个或多个程序模块。当由处理电路15执行时，这种程序指令可以使得MCU 14提供归于本文的功能。存储器元件可以包括任何非暂态计算机可读介质，诸如易失、非易失、磁、光、或者电介质。非暂态计算机可读介质包括但不限于，随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、非暂态RAM(NVRAM)、电可擦除可编程ROM(EEROM)、闪存、或者任何其他计算机可读媒介，唯一例外是暂态的、传播的信号。
驱动器电路16可以包括栅极驱动器电路，以驱动可以被包括在逆变器电路18中的开关。驱动器电路16将在下文中关于图6、8和图9被进一步描述。在一些示例中，MCU 14可以接收来自驱动器电路16的感测信号，诸如电压或电流电平，电路状态或类似的信号。在一些示例中，驱动器电路16可以被称为驱动器级或者栅极驱动器电路。
在图1的示例中，电机22被描绘为三相电机。三相电机可以具有三个或更多个线圈，这些线圈可以以Y型配置或者delta型配置被连接。为了简明，本公开的描述将集中于三相电机，但是本公开的技术也可以被应用于单相电机，或者其他类型的电机。
图2A-图2C是示出了用于控制BLDC电机的同步整流块换向方案，以及换向阶段结束时的去磁电流的图。图2A是示出了流动通过电机(诸如，图1中所描绘的电机22)的单相的正向电流和负向电流两者的时序图。图2B是三相逆变器的示意图，该逆变器可以类似于图1中所描绘的逆变器电路18。图2C是示出了同步整流块换向方案的时序图。图2A-图2C的描述集中于Y型连接电机的示例。在其他示例中，电机可以具有其他配置，诸如delta型连接。
图2A描绘了通过单个相位(例如，在完整开关周期内的电机22的U相线圈)的电流Iu(25)。使用同步整流块换向方案的BLDC控制器(诸如MCU 14)可以在HS和LS功率晶体管两者上输出互补的PWM。如上所述，PWM信号可以包括嵌入在每次PWM转换之间的死区时间，以防止直通电流。这个方案在图2C中由用于HS栅极开关信号的62以及用于LS开关信号的64来描绘。互补的开关方案引起在Iu(25)中可以看到的锯齿图案。
作为换向步骤中PWM切换的一个示例，参考时间段31，HS开关Q1以及LS开关Q4被接通(34)，这激励了(多个)U线圈和(多个)V线圈。针对LS开关部分，Q4保持接通，Q1切换断开并且控制器电路可以等待适当的死区时间来将Q2切换接通(32)。尽管在图2A中没有明确标记，但是段31中的每个锯齿以此模式重复。Q1和Q4接通(34)，并且电流Iu(25)增大。Q2和Q4接通(32)，并且电流Iu(14)减小。
换向步骤42的结束发生在时间36，并且Q4切换断开。如由42所示，电流Iu(25)在流动通过D3时减小，Q3直至Q6的体二极管切换接通。
在时段33期间，如由图2C的62和64所描绘的，开关Q1和Q2继续互补切换模式，并且Q6切换接通，使得线圈W现在逐渐被激励。在时段33期间，电流流动通过线圈U和W。类似于时段31的锯齿模式，Q1和Q6被接通(38)以用于HS切换部分，并且Q2和Q6被接通以用于LS切换部分。如44所示，U相线圈开始去磁，并且去磁电流变为通过D2、LS开关Q2的体二极管的续流电流。在时段33结束时，也是U线圈的正换向步骤的结束，如图2C中霍尔传感器60的高到低转换(66)所示。在示例中，其中BLDC控制器(诸如MCU14)接收电流方向信号以及转子位置信号，BLDC控制器可以确定该相位电流正在流动通过LS开关的体二极管，并且电机已经到达换向步骤的结束。
尽管图2示例描绘了霍尔传感器信号从高转换到低(66)，作为换向步骤的结束的指示以及作为另一换向步骤的从低到高(70)的转换，但是其他转子位置感测技术可以被应用于本公开的技术。转子位置感测技术的一些其他示例可以包括：反电动势传感、角度传感器、编码器、位置传感器以及类似的技术。霍尔传感器输出序列可以取决于霍尔传感器的位置而改变。
在时段35期间，U相线圈被以负方向流动的Iu(25)激励。类似于正方向，Iu(25)具有锯齿特性，该锯齿特性来自在其他相位上的互补切换。例如，在时段35期间，V相线圈通过HS开关Q3被激励，并且返回路径通过Q2(48)。用于V相线圈的LS切换通过LS开关Q4，并且返回路径通过Q2(46)。
如上所述，V相线圈换向在46处结束，其中Q3和Q4被断开并且Q2保持接通，使得电流流动通过D4、Q4的体二极管。在时段37期间，U相线圈变为用于W相线圈的返回路径，W相线圈被Q5和Q6的互补切换激励，如50和52所示。如图2C中68所示，时段35和37对应于Q2接通的时间。在W相换向步骤的结束时、在时间段37结束并且Q2从高转换到低时(由68所示)，U相线圈的负去磁电流流动通过D1、开关Q1的HS的体二极管，如46所示。
图3是示出了用于三相BLDC电机的同步整流块换向方案的时序图。U相线圈的电流Iu(25A)对应于图2A中所描绘的Iu(25)。用于U相线圈HS开关G_S1的互补PWM栅极切换信号(62A)对应于图2C中的62。类似地，用于U相线圈LS开关G_S2的栅极切换信号(64A)对应于64。用于U相线圈的LS开关接通时间68A对应于68，如上文关于图2C所述。图3示出了三个相位之间的相互作用，例如，当U相线圈是用于Iv(27)和Iw(29)的正部分的返回路径时，电流Iu(25A)是负的。
霍尔传感器信号60A可以对应于图2C中所描绘的霍尔传感器信号60。在图3的示例中，霍尔传感器编码74描绘了指示转子位置的二进制值，诸如图1所描绘的电机22的转子。例如，霍尔传感器二进制值从110到100的转换(72)指示U相线圈正电流开始时的转子位置。霍尔传感器二进制值001指示：U相线圈正电流流动的结束，以及去磁电流何时开始流动通过LS开关Q2的体二极管。在这个示例中，霍尔传感器二进制值001与图2中所描绘的去磁部分44相对应。霍尔传感器二进制值与逻辑高、以及霍尔传感器信号的低部分相对应，诸如60A。例如，66A描绘了高到低的逻辑转换，这与霍尔传感器二进制值001相对应。霍尔传感器二进制值110与由70A所示的低到高转换相对应。
图3的示例经描绘了一种可能的霍尔传感器二进制编码方案。霍尔传感器二进制值序列可以随霍尔传感器位置而改变，并且算法可以基于霍尔传感器二进制值序列而被修改。其他编码方案也可以适用于本公开的技术，并且如上文所述，其他的位置感测技术(诸如，反电动势)也可以被使用。
图4A和图4B示出了对在BLDC电机操作期间隔离功率损耗的组件的分析结果。图4A和图4B的功率损耗分析与图2A-2C和图3中所描绘的同步整流块换向方案相对应。通过例如流动通过LS的体二极管和HS开关的去磁电流的二极管损耗，，进行图4A和图4B的功率损耗分析识别对总体功率损耗的贡献。
图4A和图4B的分析指示二极管损耗(C)是跨三个不同负载扭矩设置的最主要的主导损耗，该三个不同扭矩设置是：75磅-英寸、100磅-英寸和120磅-英寸。除非没有详细的功率损耗(Ploss)分解，以分离切换(B)损耗和FET(A)和二极管(C)两者的导通损耗，否则二极管损耗的影响可能并不明显。将图4B与图4A相比，指示通过LS开关的二极管损耗可能大于HS开关的二极管损耗。因此，采取行动来减少LS开关中的二极管损耗可以对总体功率损耗具有显著影响。减少HS开关中的二极管损耗也可以对整体功率损耗产生明显影响。此外，图4B指示LS开关的切换损耗远小于通过FET(A)和二极管(C)的导通损耗。
图5是根据本公开的一个或多个技术，用于三相电机的单相的时序图，该时序图示出了与在换向步骤结束时接通LS开关相关联的时序。基于图4A和图4B的功率分析，图5所示的技术可以减少LS开关中的二极管导通功率损耗。
电机控制电路(诸如图1中所描绘的MCU 14)可以经由一个或多个转子感测输入元件，接收指示转子位置的信号。图5的示例描绘了霍尔传感器信号，诸如可以生成霍尔传感器二进制值74的Hw(120)。MCU 14内的处理电路(诸如图1中所描绘的处理电路15)可以经由转子感测元件转子位置信息，该转子位置信息接收指示电机处于换向阶段结束，诸如霍尔传感器二进制值001指示U相线圈电流122的正部分的结束，在这个示例中，U相线圈电流122的正部分是在霍尔传感器信号Hw(120)的负边沿之后的正的Iu(122)。
处理电路15还可以经由电流感测输入元件，接收通过LS开关(诸如LS开关Q2)的电流的方向的指示。如图5中128处所示，在由二进制值001的转子位置所指示的换向步骤结束时，从U相线圈流出的去磁电流开始流动通过LS开关Q2的体二极管。响应于确定在换向步骤结束时转子处于第一位置，并且电流以从源极到漏极的方向流动通过LS开关体二极管，处理电路15可以使得MCU 14发送信号以接通LS开关，如130所示。处理电路15可以在接通LS开关之前***死区时间，以防止直通电流，如果HS开关Q1没被完全断开直通电流可以流动。
换而言之，MCU 14可以经由MCU 14的LS开关输出元件控制LS开关Q2的操作，以使得驱动器电路16接通逆变器电路18内的LS开关Q2。通过在换向步骤结束时接通LS晶体管使得续流电流通过LS晶体管，从U相线圈的去磁电流到流动通过LS晶体管的低阻抗RDS-ON。当与流动通过体二极管的续流电流相比时，流动通过晶体管通道的电流可以引起功耗降低。处理电路15可以响应于基于转子位置和以续流方向通过LS开关的电流确定电机已经到达换向步骤的结束，在预定时间接通LS开关Q2。
图6是示出了根据本公开一个或多个技术，用于检测流动通过LS开关的电流的方向的一个示例技术的示意图。***10A中与本公开其他地方的附图标记相同的附图标记具有相同功能，例如，电源12与参考图1描述的电源12相对应。
示例***10A可以包括电源12、MCU 14、栅极驱动器电路140、电机22以及逆变器电路18A，逆变器电路18A包括开关S1-S6。***10A的开关S1-S6与图1所描绘的逆变器电路18以及图2B中所描绘的开关Q1-Q6相对应。
MCU 14可以包括处理电路，诸如处理电路15(图6中未示出)。在图6的示例中，MCU14接收来自温度传感器144以及信号调节单元142的输入。在一些示例中，信号调节单元142可以被包括在MCU 14之内。温度传感器144可以测量逆变器电路、或者其他组件的温度，并且将温度指示提供给MCU 14。MCU 14可以经由电源12的Vcc输出接收功率。
MCU 14可以经由与栅极驱动器电路140相连接的MCU 14(141)的HS开关和LS开关输出元件，控制逆变器电路18A的HS开关和LS开关的操作，MCU 14(141)的HS开关和LS开关输出元件。栅极驱动器电路140与上文中参考图1所述的驱动器电路16相对应。栅极驱动器电路140可以从电源12的VDRV输出接收功率。栅极驱动器电路140经由输出G_SX连接到逆变器电路18A的每个栅极G_S1-G_S16。
逆变器电路18A包括三个HS开关S1、S3和S5，以及三个LS开关S2、S4和S6，每个具有体二极管。每个HS开关的漏极S1、S3和S5连接到电源12。每个相应HS开关的源极在用于每个相位的相应切换节点处连接到每个相应LS开关的漏极。具体地，S1的源极在切换节点143U连接到S2的漏极，S3的源极在切换节点143V连接到S4的漏极，并且S5的源极在切换节点143W连接到S6的漏极。每个开关的栅极G_S1-G_S6连接到栅极驱动器电路140的相应栅极驱动器输出元件，由输出G_SX所表示。图6的示例描绘了经由电阻分压器被连接到栅极驱动器电路140的每个栅极。在其他示例中，逆变器开关的栅极可以以不同配置连接到栅极驱动器。
在逆变器电路18A的示例中，分流电阻器感测通过每个相应LS开关的电流。Rshunt148U将S2的漏极连接到地，Rshunt 148V将S4的漏极连接到地，并且Rshunt 148W将S6的漏极连接到地。跨每个分流电阻器148U-148W的电压可以被信号调节单元142测量。信号调节单元142可以放大、滤波、采样或以其他方式处理跨分流电阻器的电压，来确定通过每个LS开关的电流。在本公开中，信号调节单元和信号调节电路可以被互换使用。
差分放大器电路的示例将参考图12被更详细地描述。信号调节单元142可以从MCU14的电流感测输出元件输出电流。因为电流感测仅需要感测通过每个LS开关的电流的方向，而不需要精确测量电流，所以本公开的技术可以利用三个附加的感应电阻器和三个低精度运算放大器来感测电流，这可能具有为***10A增加可忽略的成本优势。
用于每个相位的切换节点143U-143W连接到电机22的相应相位线圈。电机22还可以包括转子位置感测元件，图6的示例中的转子位置感测元件包括霍尔传感器146。霍尔传感器146的输出可以连接到MCU14的一个或多个转子感测输入元件。在一些示例中，MCU 14可以包括用于霍尔传感器142的信号调节，信号调节可以包括通过模数转换器(ADC)和其他信号处理来进行放大、滤波和采样。在其他示例中，来自霍尔传感器146的输出可以连接到信号调节单元(诸如信号调节单元142)，其可以进一步将转子位置信号输出给MCU 14。信号调节的一些示例可以检查被采样和被滤波的转子位置信息的错误。
图7是根据本公开的一个或多个技术，用于三相BLDC电机的时序图，该时序图示出了与在换向步骤结束时接通HS开关以及LS开关相关联的时序。图7的时序图类似于图5的时序图，除了在换向步骤结束时进行相位负去磁电流，其中相位线圈用作其他两个相位线圈的返回路径。图7还示出了三个相位之间的相互作用，例如，在U相线圈是Iv(164)和Iw(168)的正部分的返回路径时，电流Iu(169)为负。
如上文针对图5所述，电机控制电路(诸如图1中描绘的MCU 14)，可以经由一个或多个转子感测输入元件，接收指示转子位置的信号。图7的示例描绘了霍尔传感器信号，诸如可以生成霍尔传感器二进制值74的Hw(150)。图1中所描绘的处理电路15可以经由转子感测元件，接收指示电机处于换向步骤结束的转子位置信息，诸如霍尔传感器二进制值001指示U相线圈电流169的正部分结束。
MCU 14与处理电路15可以经由MCU 14的LS开关，控制LS开关S2的操作，以使得驱动器电路(诸如，上文关于图6所述的栅极驱动器电路140)接通在逆变器电路18A内的LS开关S2。在换向步骤(130)结束时接通LS晶体管，促使续流电流通过LS晶体管，从U相线圈的去磁电流到流动通过LS晶体管的低阻抗RDS-ON。类似地，MCU 14可以在相位线圈V和W的相应正电流换向步骤结束时，接通LS开关S4(160)和LS开关S6(162)。
MCU 14的处理电路15可以被进一步配置为经由电流感测输入元件，接收通过HS开关的电流的方向信息。HS开关电流感测的示例将结合图8和图9被进一步地讨论。处理电路15可以在例如换向步骤结束时(其中LS开关S2断开)、在霍尔传感器二进制是为110时，确定转子是否处于第二位置。处理电路15可以基于来自电流感测元件的信息，确定电流是否以续流方向通过HS开关，电流以续流方向通过HS开关指示来自U相线圈的负去磁电流正在流动通过HS开关S2的体二极管。处理电路15可以响应于确定转子处于换向步骤结束时的位置(二进制代码110)并且电流以续流方向流动通过HS开关S1，接通HS开关S1(156)。类似地，处理电路15可以在相位线圈V和W的相应负电流换向步骤结束时，接通HS开关S3(156)和HS开关S5(158)。以此方式，负相位去磁电流流动通过HS晶体管通道的低阻抗RDS-ON，而不是体二极管，如上文关于图4所示，这可以减少二极管损耗。
图8是示出了根据本公开的一个或多个技术，用于检测流动通过LS开关和HS开关两者的电流的方向的示例技术的示意图。***10B中的附图标记与本公开其他地方相同的附图标记具有相同功能，例如，电源12与参考图1、8和图9所述的电源12相对应。
与上文参考图6所描述的***10A相类似，图8的示例***10B可以包括：电源12、MCU 14、栅极驱动器电路140、电机22和包括开关S1-S6的逆变器电路18B。电源12、栅极驱动器电路140、信号调节单元142、MCU 14、电机22和霍尔传感器146的连接以及功能与上文关于图6所述的相同。
类似于图6中所示的逆变器电路18A，图8的示例描绘了作为用于逆变器电路18B的电流感测元件的分流电阻器。与图6的示例不同，如图8中所示，分流电阻器200、202和204分别地连接在切换节点143U、143V、以及143W之间，并且每个相应相位线圈用于U、V和W。逆变器电路18B的配置可以被称为“同相电流感测(in-phase current sensing)”。换句话说，感测通过LS开关和HS开关的电流的方向包括感测通过与HS开关或LS开关串联连接的分流电阻器的电流的方向。
逆变器电路18B的配置可以具有包括能够感测通过HS开关或LS开关的电流方向的优势。与图6的示例相同，在图8的示例中，跨每个分流电阻器200-204的电压可以被信号调节单元142测量。因为电流感测仅需要感测通过每个分流电阻器的电流的方向，本公开的技术可以利用附加的三个感测电阻器和三个低精度运算放大器来感测电流，这可以具有为***10B增加可忽略的成本优势。通过确定霍尔传感器二进制值，或者通过其他转子位置感测技术，以及感测通过相应分流电阻器的电流方向，MCU 14可以确定何时接通LS开关或者HS开关，以将续流电流重新导向以流动通过更低电阻的晶体管通道，而不是体二极管。
图9是示出了根据本公开的一个或多个技术，具有电流检测开关的一种示例技术的示意图，该电流检测开关被用于检测流动通过LS开关和HS开关的电流的方向。***10C中的附图标记与本公开其他地方相同的附图标记具有相同功能，例如，电源12与参考图1、6和图8所述的电源12相对应。
与上文参考图6和图8所描述的***10A和10B相类似，图9的示例***10C可以包括：电源12、MCU 14、栅极驱动器电路140、电机22以及包括开关210-220的逆变器电路18C。电源12、栅极驱动器电路140、信号调节单元142、MCU 14、电机22和霍尔传感器146的连接于功能与上文关于图6和图8所述的相同。
图9的示例描绘了作为电流感测功率晶体管(诸如，电流感测功率金属氧化物半导体场效应管(MOSFET))的逆变器电路18C的开关210-220。每个相应开关210-220可以包括相应的电流感测输出元件211-221，其可以连接到信号调节单元142。如上所述，通过确定霍尔传感器二进制值，或者通过其他转子位置感测技术，以及感测通过相应功率晶体管的电流方向，MCU 14可以确定何时接通LS开关或者HS开关，以将续流电流重新导向以流动通过更低电阻的晶体管通道，而不是体二极管。
图10A和图10B示出了根据本公开的一个或多个技术的分析结果，该分析结果描绘了通过促使续流电流流动通过HS开关和LS开关两者的晶体管通道，在BLDC电机操作期间的功率损耗改善。换句话说，如上文参考图7所描述的，在用于防止直通电流的适当死区时间之后，来自正电流部分的去磁电流流动通过LS开关的较低电阻的晶体管通道。在适当的死区时间之后，来自负电流部分的去磁电流流动通过HS开关的晶体管通道。
将图10A和10B与图4A和4B进行比较，图10A和图10B中的功率损耗分析结果显示跨三个不同负载扭矩设置的二极管损耗(C)有显著降低，该三个不同扭矩设置是：75磅-英寸、100磅-英寸和120磅-英寸。图10A中HS开关的二极管损耗(C)显著小于切换(B)和FET导通(A)的功率损耗。当被与图4A和图4B比较时，二极管损耗的减少导致功率损耗的整体减少。
图11A-图11C示出了针对本公开的一个或多个技术，对功率损耗改善进行比较的分析结果。与图4A-4B和图10A-10B相同，图11A-图11C的分析是在SIMetrix平台上被仿真的。具有流动通过体二极管的去磁电流的同步整流块换向方法(D)与参考图2A-图2C、图3和图4A-图4B所描述的BLDC电机控制技术相对应。这在图11A-图11C中也被称为Sync_Rec。具有流动通过LS开关晶体管通道的去磁电流的同步整流块换向方法(E)与图5和图6中所描述的BLDC电机控制技术相对应。这在图11A-11C中也被称为Sync_Rec_LSon。具有流动通过LS开关晶体管通道和HS开关晶体管通道两者的去磁电流的同步整流块换向方法(F)与图5和图6中所描述的BLDC电机控制技术相对应。这在图11A-图11C中也被称为Sync_Rec_HSLSon。注意，Sync_Rec_HSLSon并非旨在暗示用于相同相位的HS开关和LS开关两者同时被接通。而是，如参考图7所描述的，在控制器等待用于防止直通电流的死区时段之后，来自正电流部分的去磁电流流动通过LS的更低的电阻晶体管通道。在适当的死区时间之后，来自负电流部分的去磁电流流动通过HS开关的晶体管通道。
图11A描绘了针对HS开关的功率损耗的分析结果，诸如逆变器电路18A的开关S1、S3和S5。比较Sync_Rec(D)与Sync_RecLSon(E)，显示出HS开关的功率损耗几乎没有差异，因为仅将本公开的技术应用到LS开关，可以不对HS开关的操作有影响。然而，将本公开的技术应用到HS开关和LS开关两者，如Sync_Rec_HSLSon(F)所描绘的，显示出HS开关总体功率损耗有显著降低。如上所述，在相应相位的负去磁电流流动时接通HS开关可以减少二极管损耗，并且因此减少跨三个不同负载扭矩设置的总体损耗，三个不同的负载扭矩设置是：75磅-英寸、100磅-英寸和120磅-英寸。
图11B描绘了针对LS开关的功率损耗分析的结果，诸如逆变器电路18A的开关S2、S4和S6。将本公开的技术仅应用到LS开关，与Sync_Rec(D)技术相比，Sync_RecLSon(E)显示出LS开关的总体功耗的显著降低。如Sync_Rec_HSLSon(F)所描绘的，针对单独LS开关(Sync_RecLSon(E))以及HS开关和LS开关两者(Sync_Rec_HSLSon(F))，分析显示出类似的结果。
图11C描绘了针对三种不同技术的总体开关功率损耗的分析结果。跨三个不同的负载扭矩设置：75磅-英寸、100磅-英寸和120磅-英寸；当与单独的LS开关(Sync_RecLSon(E))相比时，总体开关功率损耗Sync_Rec_HSLSon(F)被减少。然而，分析显示出：通过使用本公开的Sync_RecLSon(E)技术，优于Sync_Rec(D)的显著改善。
图12是示出了根据本公开的一个或多个技术，用于使用分流电阻器感测电流的示例技术的原理图。示例电路230可以与上文参考图6、8和图9所述的信号调节单元142部分相对应。Rshunt 236可以与上文中参考图6和图8所述的Rshunt 148U–148W或者Rshunt 200–204中的任何一个相对应。
Rshunt放大器可以包括运算放大器238、电阻器R1A、R1B、R2C和R2B以及电容器C2。R2B将运算放大器238的反相输入连接到运算放大器238的输出Vout，并且用作反馈电阻器。R1A将非反相输入连接到Rshunt电阻器236的V1端子，同时R1B将运算放大器238的反相输入连接到Rshunt电阻器236的对侧V2端子。运算放大器238从Vcc(诸如电源12的Vcc输出)接收功率，如上文参考图6所述。在一些示例中，电容器C2可以将Vcc接地以最小化纹波、EMI以及其他噪声。在其他示例中，分流放大器电路可以包括不同组件和不同配置。在一些示例中，运算放大器238可以是低精度运算放大器，这可以具有为电路230增加可忽略的成本优势。
在一些Rshunt放大器234中，还可以经由电阻器R2C接收偏移输入。增加偏移电路可以具有能够感测电流的正向和负向的优势。示例偏移电路232可以连接到R2C。偏移电路232可以包括运算放大器240、电阻器R3和R4以及电容器C1和C4。在其他示例中，偏移电路可以包括不同组件和不同配置。运算放大器240可以从Vcc接收功率，Vcc可以通过C1被连接到地，以最小化电源噪声。运算放大器240的反向输入被连接到它的输出。非反相输入连接到由R3与R4串联连接形成的电阻分压器。R4将运算放大器240的非反相输入连接到地。R3将飞反相输入连接到Vcc。C4与R4并联连接，将运算放大器240的非反相输入连接到地。
图13是示出了根据本公开的一个或多个技术，用于控制BLDC电机的***的示例操作的流程图。图13的流程图的描述将关于图5和图6，除非另有标注，否则图13的步骤可以适用于其他示例电路，包括图8和图9。
诸如MCU 14的控制器电路可以感测通过开关(诸如，LS开关S2(90))的电流的方向。在一些示例中，MCU 14可以经由可以被包括作为逆变器电路18A的一部分的分流电阻器(诸如，Rshunt 148U)接收电流流动信息。
MCU 14可以感测转子的位置，该转子是电机22的一部分，如上文所述(92)。在一些示例中，MCU 14可以接收来自霍尔传感器信号的转子位置感测信息，诸如霍尔传感器信号Hw，由120指示。
MCU 14可以基于转子的位置确定，电机已经到达换向步骤的结束(94)。换向步骤的结束可以由霍尔传感器的下降边沿指示，这可以生成霍尔传感器二进制值001。
MCU 14可以确定HS开关S1被断开，并且来自U相线圈的去磁电流正在以续流方向流动通过LS开关S2。响应于确定电机22的电机已经到达换向步骤的结束，并且电流以续流方向通过开关，MCU 14可以将LS开关S2接通。接通LS开关S2将去磁电流导向通过晶体管通道。去磁电流继续以续流方向流动，即从源极到漏极。但是并非穿越通过较高阻抗的体二极管作为续流电流，去磁电流流动通过较低阻抗的源-漏通道，这可以减少功率损耗。
示例1。用于控制电机的方法，该方法包括：由控制器电路感测通过开关的电流的方向；由控制器电路感测转子的位置；由控制器电路基于转子的位置，确定电机已经到达换向步骤的结束。响应于由控制器电路确定电机已经到达换向步骤的结束以及电流是以续流方向通过所述开关，接通所述开关。
示例2。根据示例1的方法，其中开关是低侧开关，换向步骤是第一换向步骤，并且转子的位置是第一位置，该方法进一步包括：由控制器电路感测通过高侧开关的电流的方向；由控制器电路基于转子的第二位置，确定电机已经到达第二换向步骤的结束；以及响应于由控制器电路确定电机已经到达第二换向阶段的结束以及电流是以续流方向通过高侧开关，接通高侧开关。
示例3。根据示例1-2的方法，或者其任何组合进一步包括：在接通低侧开关之前，由控制器电路等待第一死区时段；以及，在接通高侧开关之前，由控制器电路等待第二死区时段，其中在第一死区时段期间以及在第二死区时段期间，低侧开关断开并且高侧开关断开。
示例4。根据示例1-3的任何组合的方法，其中低侧开关包括金属氧化物场效应管(MOSFET)，并且高侧开关包括MOSFET。
示例5。根据示例1-4的任何组合的方法，其中低侧开关包括氮化镓(GaN)开关，并且高侧开关包括GaN开关。
示例6。根据示例1-5的任何组合的方法，其中由控制器电路感测转子的位置包括：由控制器电路接收来自霍尔传感器的输入。
示例7。根据示例1-6的任何组合的方法，其中感测通过开关的电流的方向包括：由控制器电路感测通过与开关串联连接的分流电阻器的电流的方向。
示例8。根据示例1-7的任何组合的方法，其中开关包括电流感测功率金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)。
示例9。电机控制电路，该电路包括：高侧(HS)开关和低侧(LS)开关，其中LS开关与HS开关被串联连接；电流感测元件，其中电流感测元件感测通过LS开关的电流的方向；转子感测元件，其中转子感测元件感测转子的位置。该电路还包括处理电路，其中处理电路被配置为：控制HS开关和LS开关的操作，接收来自转子感测元件的转子位置信息，接收来自电流感测元件的电流的方向信息，基于转子的位置，确定电机已经到达换向步骤的结束，基于来自电流感测元件的信息，确定该电流以续流方向通过LS开关，以及响应于确定电机已经到达换向步骤的结束以及该电流以续流方向流动通过LS开关，接通LS开关。
示例10。根据示例9的电路，其中换向步骤是第一换向步骤，并且转子的位置是第一位置，电流感测元件是第一电流感测元件，电机控制电路进一步包括第二电流感测元件，其中第二电流感测元件感测通过HS开关的电流的方向，以及，处理电路被进一步配置为：接收来自第二电流感测元件的电流的方向信息，基于转子的第二位置确定电机已经到达第二换向步骤的结束，基于来自所述电流感测元件的信息确定该电流以续流方向流动通过HS开关，响应于确定电机已经到达第二换向步骤的结束以及该电流以续流方向流动通过HS开关，接通HS开关。
示例11。根据示例9-10的任何组合的电路，其中处理电路被进一步配置为：基于确定转子处于第一位置，确定电机控制电路处于第一换向步骤的结束；以及，基于确定转子处于第二位置，确定电机控制电路处于第二换向步骤的结束。
示例12。根据示例9-11的任何组合的电路，其中LS开关包括氮化镓(GaN)开关，并且HS开关包括GaN开关。
示例13。根据示例9-12的任何组合的电路，其中感测通过LS开关和HS开关的电流的方向包括：感测通过与HS开关或LS开关串联连接的分流电阻器的电流的方向。
示例14。根据示例9-13的任何组合的电路，其中，进一步包括信号调节电路，其中信号调节电路被配置为：放大并且滤波从电流感测元件接收的电流的指示。
示例15。根据示例9-14的任何组合的电路，进一步包括信号调节电路，其中信号调节电路被配置为：经由转子感测元件接收转子位置信息；采样并且滤波转子位置信息；检查经采样和经滤波的转子位置信息的错误；基于转子位置信息，控制HS开关和LS开关的操作。
示例16。根据示例9-15的任何组合的电路，进一步包括温度输入元件，其中温度输入元件被配置为：接收电机控制电路外部的组件的温度的指示。
示例17。***，该***包括：逆变器电路，逆变器电路包括：高侧(HS)开关和低侧(LS)开关，其中LS开关与HS开关被串联连接；以及，电流感测元件，其中电流感测元件感测通过LS开关的电流的方向；栅极驱动器电路，其中栅极驱动器电路控制用于HS开关的第一栅极和用于LS开关的第二栅极；转子感测元件，其中转子感测元件感测转子的位置。***进一步包括控制器电路，其中控制器电路被配置为：控制栅极驱动器电路的操作，接收来自转子感测元件的转子位置信息，接收来自电流感测元件的电流的方向信息，基于转子的位置，确定电机已经到达换向步骤的结束，基于电流感测元件，确定该电流以续流方向流动通过LS开关，以及响应于确定电机已经到达换向步骤的结束以及该电流以续流方向流动通过LS开关，信号通知栅极驱动器电路以接通LS开关。
示例18。根据示例17的***，其中该控制器电路被进一步配置为：经由电流感测元件，接收通过HS开关的电流的方向的指示，确定转子是否处于第二位置，基于来自电流感测元件的信息，确定电流是否以续流方向流动通过HS开关，响应于确定转子处于第二位置并且该电流以续流方向流动通过HS开关，接通HS开关。
示例19。根据示例17-18的任何组合的***，其中响应于确定转子处于第一位置而接通LS开关包括，将以续流方向流动的电流从流动通过LS开关的体二极管重新导向到，流动通过LS开关的晶体管通道；以及响应于确定转子处于第二位置而接通HS开关包括，将以续流方向流动的电流从流动通过HS开关的体二极管重新导向到，流动通过HS开关的晶体管通道。
示例20。根据示例17-19的任何组合的***，其中LS开关包括电流感测功率金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)，并且高侧开关包括电流感测功率MOSFET。
已经描述了本公开的各种示例。这些以及其他示例在本文的权利要求的范围内。

Claims (20)

1.一种用于控制电机的方法，所述方法包括：
由控制器电路感测通过开关的电流的方向；
由所述控制器电路感测转子的位置；
由所述控制器电路基于所述转子的位置，确定电机已经到达换向步骤的结束；以及
响应于由所述控制器电路确定所述电机已经到达所述换向步骤的所述结束以及电流是以续流方向通过所述开关，接通所述开关。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述开关是低侧开关，所述换向步骤是第一换向步骤，并且所述转子的所述位置是第一位置，所述方法进一步包括：
由所述控制器电路感测通过高侧开关的电流的方向；
由所述控制器电路基于所述转子的第二位置，确定电机已经到达第二换向步骤的结束；以及
响应于由所述控制器电路确定电机已经到达所述第二换向阶段的所述结束以及电流是以续流方向通过所述高侧开关，接通所述高侧开关。
3.根据权利要求2所述的方法，进一步包括：
在接通所述低侧开关之前，由所述控制器电路等待第一死区时段；以及
在接通所述高侧开关之前，由所述控制器电路等待第二死区时段，
其中在所述第一死区时段期间以及在所述第二死区时段期间，所述低侧开关断开并且所述高侧开关断开。
4.根据权利要求2所述的方法，其中所述低侧开关包括金属氧化物场效应管(MOSFET)，并且所述高侧开关包括MOSFET。
5.根据权利要求2所述的方法，其中所述低侧开关包括氮化镓(GaN)开关，并且所述高侧开关包括GaN开关。
6.根据权利要求1所述的方法，其中由所述控制器电路感测所述转子的所述位置包括：由所述控制器电路接收来自霍尔传感器的输入。
7.根据权利要求1所述的方法，其中感测通过所述开关的电流的所述方向包括：由所述控制器电路感测通过与所述开关串联连接的分流电阻器的电流的方向。
8.根据权利要求1所述的方法，其中所述开关包括电流感测功率金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)。
9.一种电机控制电路，所述电路包括：
高侧(HS)开关和低侧(LS)开关，其中所述LS开关与所述HS开关被串联连接；
电流感测元件，其中所述电流感测元件感测通过所述LS开关的电流的方向；
转子感测元件，其中所述转子感测元件感测转子的位置；以及
处理电路，其中所述处理电路被配置为：
控制所述HS开关和所述LS开关的操作，
接收来自所述转子感测元件的转子位置信息，
接收来自所述电流感测元件的电流的方向信息，
基于所述转子的位置，确定电机已经到达换向步骤的结束，
基于来自所述电流感测元件的所述信息，确定所述电流以续流方向通过所述LS开关，以及
响应于确定电机已经到达所述换向步骤的结束以及所述电流以续流方向流动通过所述LS开关，接通所述LS开关。
10.根据权利要求9所述的电路，其中：
所述换向步骤是第一换向步骤，并且所述转子的所述位置是第一位置，
所述电流感测元件是第一电流感测元件，
所述电机控制电路进一步包括第二电流感测元件，其中所述第二电流感测元件感测通过所述HS开关的电流的方向，以及
所述处理电路被进一步配置为：
接收来自所述第二电流感测元件的电流的方向信息，
基于所述转子的第二位置确定所述电机已经到达第二换向步骤的结束，
基于来自所述电流感测元件的所述信息确定所述电流以续流方向流动通过所述HS开关，
响应于确定电机已经到达所述第二换向步骤的结束以及所述电流以所述续流方向流动通过所述HS开关，接通所述HS开关。
11.根据权利要求10所述的电路，其中所述处理电路被进一步被配置为：
基于确定所述转子处于所述第一位置，确定所述电机控制电路处于第一换向步骤的所述结束；以及
基于确定所述转子处于所述第二位置，确定所述电机控制电路处于第二换向步骤的所述结束。
12.根据权利要求9所述的电路，其中所述LS开关包括氮化镓(GaN)开关，并且所述HS开关包括GaN开关。
13.根据权利要求9所述的电路，其中感测通过所述LS开关和所述HS开关的电流的所述方向包括：感测通过与所述HS开关或所述LS开关串联连接的分流电阻器的电流的方向。
14.根据权利要求9所述的电路，进一步包括信号调节电路，其中所述信号调节电路被配置为：放大并且滤波从所述电流感测元件接收的电流的指示。
15.根据权利要求9所述的电路，进一步包括信号调节电路，其中所述信号调节电路被配置为：
经由所述转子感测元件接收转子位置信息；
采样并且滤波所述转子位置信息；
检查经采样和经滤波的所述转子位置信息的错误；
基于所述转子位置信息，控制所述HS开关和所述LS开关的操作。
16.根据权利要求9所述的电路，进一步包括温度输入元件，其中所述温度输入元件被配置为：接收所述电机控制电路外部的组件的温度的指示。
17.一种***，所述***包括：
逆变器电路，所述逆变器电路包括：
高侧(HS)开关和低侧(LS)开关，其中所述LS开关与所述HS开关被串联连接；以及
电流感测元件，其中所述电流感测元件感测通过所述LS开关的电流的方向；
栅极驱动器电路，其中所述栅极驱动器电路控制用于所述HS开关的第一栅极和用于所述LS开关的第二栅极；
转子感测元件，其中所述转子感测元件感测转子的位置；以及
控制器电路，其中所述控制器电路被配置为：
控制所述栅极驱动器电路的操作，
接收来自所述转子感测元件的转子位置信息，
接收来自所述电流感测元件的电流的方向信息，
基于所述转子的位置，确定电机已经到达换向步骤的结束，
基于所述电流感测元件，确定所述电流以续流方向流动通过所述LS开关，以及
响应于确定电机已经到达所述换向步骤的结束以及所述电流以续流方向流动通过所述LS开关，信号通知所述栅极驱动器电路以接通所述LS开关。
18.根据权利要求17所述的***，其中所述控制器电路被进一步配置为：
经由所述电流感测元件，接收通过HS开关的电流的方向的指示，
确定所述转子是否处于第二位置，
基于来自所述电流感测元件的所述信息，确定电流是否以续流方向流动通过所述HS开关，
响应于确定转子处于第二位置并且所述电流以续流方向流动通过所述HS开关，接通所述HS开关。
19.根据权利要求18所述的***，其中：
响应于确定所述转子处于所述第一位置而接通所述LS开关包括：将以所述续流方向流动的所述电流从流动通过所述LS开关的体二极管重新导向到流动通过所述LS开关的晶体管通道；以及
响应于确定所述转子处于所述第二位置而接通所述HS开关包括：将以所述续流方向流动的所述电流从流动通过所述HS开关的体二极管重新导向到流动通过所述HS开关的晶体管通道。
20.根据权利要求18所述的***，其中所述LS开关包括电流感测功率金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)，并且所述高侧开关包括电流感测功率MOSFET。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114200214A (zh) * 2021-12-10 2022-03-18 福州大学 一种高频电感损耗测量方法
WO2022247040A1 (zh) * 2021-05-26 2022-12-01 深圳市好盈科技有限公司 一种电子调速器智能同步整流***及其控制方法

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR3079089B1 (fr) * 2018-03-16 2021-04-09 Safran Electrical & Power Procede de commande d'un onduleur
EP3683587A1 (en) * 2019-01-15 2020-07-22 Mahle International GmbH Power supply control circuits for brushless dc (bldc) motors
US11571803B2 (en) * 2019-05-30 2023-02-07 Milwaukee Electric Tool Corporation Power tool with combined chip for wireless communications and power tool control
CN111711409B (zh) * 2020-06-29 2022-03-18 德尔福科技(苏州)有限公司 一种电机堵转工况下逆变器功率模块热均衡方法
US12021474B2 (en) 2021-11-09 2024-06-25 Infineon Technologies Austria Ag Motor control and demagnetization balance via PWM signals

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006067640A (ja) * 2004-08-24 2006-03-09 Honda Motor Co Ltd 電動ポンプ制御装置
CN101569083A (zh) * 2007-01-30 2009-10-28 东芝三菱电机产业***株式会社 强制换向逆变器装置
JP2013009472A (ja) * 2011-06-23 2013-01-10 Panasonic Corp モータ駆動用インバータ制御回路
CN103262406A (zh) * 2010-10-04 2013-08-21 戴森技术有限公司 电机的控制
US20140368138A1 (en) * 2013-06-13 2014-12-18 Dyson Technology Limited Method of controlling a brushless permanent-magnet motor
CN104787311A (zh) * 2015-04-08 2015-07-22 西北工业大学 一种飞机全电刹车***及飞机电刹车余度控制方法
CN105191113A (zh) * 2013-03-08 2015-12-23 戴森技术有限公司 用于无刷电机的ac/ac变换器
CN105703689A (zh) * 2014-11-25 2016-06-22 沈阳工业大学 大功率无刷双馈电机三电平双向变频调速***
CN106953519A (zh) * 2017-03-29 2017-07-14 深圳市同安德方科技有限公司 一种优化永磁直流无刷电机驱动器损耗的电路及方法
CN107317524A (zh) * 2016-04-26 2017-11-03 戴森技术有限公司 确定永磁电机的转子位置的方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4609474B2 (ja) 2007-10-10 2011-01-12 株式会社デンソー 回転電機装置
GB2549741B (en) * 2016-04-26 2020-06-17 Dyson Technology Ltd Method of controlling a brushless permanent-magnet motor

Patent Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006067640A (ja) * 2004-08-24 2006-03-09 Honda Motor Co Ltd 電動ポンプ制御装置
CN101569083A (zh) * 2007-01-30 2009-10-28 东芝三菱电机产业***株式会社 强制换向逆变器装置
CN103262406A (zh) * 2010-10-04 2013-08-21 戴森技术有限公司 电机的控制
JP2013009472A (ja) * 2011-06-23 2013-01-10 Panasonic Corp モータ駆動用インバータ制御回路
CN105191113A (zh) * 2013-03-08 2015-12-23 戴森技术有限公司 用于无刷电机的ac/ac变换器
US20140368138A1 (en) * 2013-06-13 2014-12-18 Dyson Technology Limited Method of controlling a brushless permanent-magnet motor
CN105474531A (zh) * 2013-06-13 2016-04-06 戴森技术有限公司 无刷永磁电机的控制方法
CN105703689A (zh) * 2014-11-25 2016-06-22 沈阳工业大学 大功率无刷双馈电机三电平双向变频调速***
CN104787311A (zh) * 2015-04-08 2015-07-22 西北工业大学 一种飞机全电刹车***及飞机电刹车余度控制方法
CN107317524A (zh) * 2016-04-26 2017-11-03 戴森技术有限公司 确定永磁电机的转子位置的方法
CN106953519A (zh) * 2017-03-29 2017-07-14 深圳市同安德方科技有限公司 一种优化永磁直流无刷电机驱动器损耗的电路及方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
INFINION: "Infinion XC866 Using CCU6E for BLDC control with synchronous rectification active freewheeling" *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2022247040A1 (zh) * 2021-05-26 2022-12-01 深圳市好盈科技有限公司 一种电子调速器智能同步整流***及其控制方法
CN114200214A (zh) * 2021-12-10 2022-03-18 福州大学 一种高频电感损耗测量方法
CN114200214B (zh) * 2021-12-10 2024-06-04 福州大学 一种高频电感损耗测量方法

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