CN112072969A - 一种三电平双pwm变频器驱动同步电机整流逆变协调控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种三电平双PWM变频器驱动同步电机整流逆变协调控制方法，属于电力电子与电力传动领域。该方法将同步电机负载侧的瞬时功率计算出来，并将其引入整流侧的控制，使得整个控制***动态响应加快，中间电压保持平稳，并且具有计算简单，易于实现等特点，可有效应用于同步电机驱动领域。

Description

一种三电平双PWM变频器驱动同步电机整流逆变协调控制 方法

技术领域

本发明属于电力电子与变频驱动领域，尤其是涉及一种三电平双PWM变频器驱动同步电机整流逆变协调控制方法。

背景技术

随着我国现代工业的快速发展和日益紧迫的节能环保要求，大容量、高性能以及低能耗是变频调速电力电子装置发展的必然方向。目前交流-直流-交流变频器是工业现场中最常见的变频器，其拓扑结构由整流器、中间滤波环节和逆变器三部分组成。整流器的功能是将电网侧的交流电压电流变换为直流电压电流；中间滤波环节是用电容器或电抗器对整流后的电压或电流进行滤波使之平直；逆变器的作用正好与整流器相反，它是将直流电压电流变换为幅值可变，频率可变的交流电压电流。按中间直流滤波环节的不同，交直交变频器又可以分为电压型和电流型两种，本发明涉及的电压型变频器应用比电流型应用更加广泛。

传统交直交变频器中的整流器采用二极管三相桥式不控或者晶闸管相控整流器，电机制动时产生的能量无法回馈给电网，且为了避免中间环节直流过压经常需要设置斩波电阻，造成能量的浪费，同时对电网谐波也缺乏抑制手段，造成***网侧谐波大，功率因数低。因此通过控制功率器件的通断状态，使输入电流接近正弦波而消除电流谐波，电流和电压相位可任意控制，可以实现高功率因数的PWM整流器成为发展趋势。

如图1所示，通用的三电平双PWM变频器电路拓扑结构主要包括三电平PWM整流器，直流母线电容，三电平PWM逆变器三个部分。三电平电压源型逆变器是日本长冈科技大学学者D.A.Nbaea在1980年ISA年会上首次提出，也叫“中点箝位式逆变器”。其主要优点是不仅使***对功率器件的耐压等级的要求有所降低,而且使得逆变器输出波形的谐波含量大为减少，因此在高电压、大功率变频调速***中得到了越来越广泛的应用。

整流器的控制目的是实现网侧电流正弦化和直流侧电压稳定，常见的控制一般采用双环结构，外环为电压环，控制直流电压维持在设定值附近，电压环的输出是有功功率的期望值；内环为电流环，通过控制输入电流的幅值和相位达到控制电网输入功率因数＝1的目的，电流环的输出是整流器输入侧的电压期望值，该期望值是通过功率器件的PWM调制实现。逆变器的控制目的是实现交流电机高性能变频调速，一般也采用双环结构，速度外环控制电机速度维持在设定值附近，速度环的输出是转矩电流的期望值；电流内环通过控制转矩电流和激磁电流，得到转矩电压和激磁电压期望值，两者合成为定子电压期望值，通过对功率器件的PWM调制实现电机定子电流可控。

常用的双PWM变频器整流侧与逆变侧的控制相互独立，这种***的缺点是当电机侧负载剧烈变化时，整流侧无法快速跟随逆变侧负载的变化，导致中间电压波动，整体控制动态性能差，为解决这一问题，一些学者和专家提出各种基于瞬时功率平衡的控制算法，但是这些算法存在计算复杂，参数依赖性高，较难在工业中实现的缺点。

发明内容

针对上述问题，本发明提出一种三电平双PWM变频器驱动同步电机整流逆变协调控制方法，该发明物理意义明确，计算简单，实现容易。

本发明大功率三电平双PWM整流逆变协调控制方法，包括以下步骤：

步骤1：采集电网侧、中间直流电路和同步电机侧的检测量的实际值，包括电网侧三相交流电网电压U_gA,U_gB,U_gC；电网侧三相线电流i_gA,i_gB,i_gC；直流母线电压U_dc；同步电机侧三相定子电流i_sA,i_sB,i_sC；同步电机的速度n和当前位置角λ。

步骤2：对步骤1得到的检测值进行坐标转换，得到控制所需中间变量。

步骤3：构建整流侧直流电压调节器，获得网侧有功功率期望值。

步骤4：综合电网侧和电机侧，获得***有功电压分量和无功电压分量。

步骤5：将步骤4得到的有功电压分量和无功电压分量输入SVPWM环节，经过SVPWM环节产生三电平整流器主功率器件所需的脉宽调制开关信号。

步骤6：构建同步电机矢量控制***，获得逆变器输出定子电压期望值。

步骤7：用定子电压期望值代替实测值，计算电机侧有功电压分量和无功电压分量；并将其引入整流侧的控制。

步骤8：将步骤6所得到的定子电压期望值u_sα*和u_sβ*输入逆变侧的SVPWM环节，产生三电平逆变器主功率器件所需的脉宽调制开关信号。

本发明的优点在于：

1、本发明三电平双PWM变频器驱动同步电机整流逆变协调控制方法，整流侧根据逆变侧负载的变换协调控制，较之常见双PWM变频器整流侧与逆变侧独立控制，中间电压波动小，动态性能改善。

2、本发明三电平双PWM变频器驱动同步电机整流逆变协调控制方法，采用由定子电压期望值代替实测值，简化采样环节，控制计算简单且不会影响控制效果。

附图说明

图1为三电平双PWM变频器电路拓扑结构。

图2为本发明三电平双PWM变频器驱动同步电机整流逆变协调控制方法原理图。

图3为本发明三电平双PWM变频器驱动同步电机整流逆变协调控制方法中应用到的三电平SVPWM矢量图。

图4为应用本发明三电平双PWM变频器驱动同步电机整流逆变协调控制方法在负载突然减小时，直流电压波动曲线图。

图5为应用本发明三电平双PWM变频器驱动同步电机整流逆变协调控制方法在负载突然增大时，直流电压波动曲线图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明做进一步详细说明。

本发明三电平双PWM变频器驱动同步电机整流逆变协调控制方法，具体步骤如下：

步骤1：通过检测器采集电网侧、中间直流电路和同步电机侧的检测量的实际值。

根据检测量的范围选取合适的检测器进行检测，如电网侧三相交流电网电压U_gA,U_gB,U_gC可以采用电压LEM传感器获得；电网侧三相线电流i_gA,i_gB,i_gC采用电流LEM传感器获得；直流母线电压U_dc可以采用电压LEM传感器获得；同步电机侧三相定子电流i_sA,i_sB,i_sC采用电流LEM传感器获得；同步电机的速度n和当前位置角λ可以通过光电码盘获得；

步骤2：对1得到的检测值进行坐标转换，得到控制所需中间变量。

如图2所示，其转换方程式为：

U_gA,U_gB,U_gC经3/2变换得到U_gα,U_gβ：

3/2变换是指静止abc坐标下电量(三相)，通过等效坐标变换，转换至两相静止坐标的电量，U_gα,U_gβ分别为电网侧电压的α轴分量和β轴分量。

U_gα,U_gβ经K/P变换得到电网侧电压的幅值和角度：

电网侧三相线电流检测值i_gA,i_gB,i_gC，经过3/2变换i_gα,i_gβ：

i_gα,i_gβ电网侧电流的α轴分量和β轴分量。

i_gα,i_gβ经VT变换后得到有功电流实际值i_P和无功电流实际值i_q

θ_g为电网电压位置角。

同步电机侧三相定子电流i_sA,i_sB,i_sC经过3/2变换得到定子电流的α轴分量i_α和β轴分量i_β；

步骤3：构建整流侧直流电压调节器，获得电网侧有功功率期望值。

给定直流母线电压U_dc ^*减去直流母线电压U_dc得到差值ΔU_dc，ΔU_dc经过整流侧直流电压调节器，得到有功功率的期望值p_g ^*。令无功功率给定为q_g ^*＝0，即期望功率因数＝1，上述整流侧直流电压调节器可以采用常用的PI调节器。

步骤4：综合电网侧和电机侧，获得整个控制***(包括电网和电机的控制)有功电压分量和无功电压分量。

如图2所示，此前步骤3得到的有功功率的期望值p_g ^*加上逆变侧负载变换导致的有功功率分量p_m得到总的有功功率期望值p^*；p^*除以电网电压矢量的幅值u_i得到有功电流期望值i_p ^*，i_p ^*减去有功电流实际值i_P，得到Δi_P，Δi_P经过有功电流调节器得到有功电压分量

同理此前步骤3得到的无功功率的期望值0加上逆变侧负载变换导致的无功功率分量q_m得到q^*；q^*除以电网电压矢量的幅值u_i得到有功电流期望值i_q ^*，i_q ^*减去无功电流实际值i_q，得到Δi_q，Δi_q经过无功电流调节器得到无功电压分量

步骤5：如图2所示，将步骤4得到的有功电压分量和无功电压分量输入SVPWM环节的，输出三电平整流器主功率器件所需的脉宽调制开关信号；SVPWM可以采用如小矢量起始的七段式SVPWM调制，矢量图如图3所示。

步骤6：构建同步电机矢量控制***，获得逆变器输出定子电压期望值

和

同步电机的速度调节器ASR采用PI调节器，速度调节器的输入是速度期望值和实际值的差值，输出是定子电流转矩分量期望值

一般情况下，期望同步电动机内功率因数＝1，因此设定定子电流磁化分量给定为0，

交流电流调节器ACC由2个PI调节器组成，输出得到逆变器的电压矢量的力矩分量

和磁通分量

再经过旋转变换得到定子电压期望值

和

旋转变换的公式为：

式中，

为电动机模型算出的磁通角。

步骤7：用定子电压期望值代替实测值，计算电机侧有功电压分量和无功电压分量；并将其引入整流侧的控制。

由于逆变器输出电压为PWM形式，无法直接得到定子电压实测值u_s，因此用控制器产生的期望值

来代替，不影响控制效果。

如图2所示，根据三相电路瞬时功率理论，在定子侧静止αβ坐标系下可以得到电机瞬时有功功率分量p_m，为定子电流矢量和定子电压矢量的点积：

p_m＝i_s·u_s＝i_sαu_sα+i_βu_sβ

电机瞬时无功功率分量q_m，为定子电流矢量和定子电压矢量的叉积：

q_m＝i_s×u_s＝i_sαu_sβ-i_βu_sα

步骤8：将步骤6所得到的定子电压期望值u_sα ^*和u_sβ ^*输入逆变侧的SVPWM环节，产生三电平逆变器主功率器件所需的脉宽调制开关信号；可以采用和整流器一样的SVPWM调制方法实现。

如图4图、图5所示，采用本发明三电平双PWM变频器驱动同步电机整流逆变协调控制方法，当负载突然加减，直流电压完全没有波动，图中从上至下波形分别为直流电压；整流器输入电流A相；整流器输入相电压A相；逆变器U相输出电流；可见负载突然加减，直流电压完全没有波动。

Claims (5)

1.一种三电平双PWM变频器驱动同步电机整流逆变协调控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：采集电网侧、中间直流电路和同步电机侧的检测量的实际值，包括电网侧三相交流电网电压U_gA,U_gB,U_gC；电网侧三相线电流i_gA,i_gB,i_gC；直流母线电压U_dc；同步电机侧三相定子电流i_sA,i_sB,i_sC；同步电机的速度n和当前位置角λ；

步骤2：对步骤1得到的检测值进行坐标转换，得到控制所需中间变量；

步骤3：构建整流侧直流电压调节器，获得网侧有功功率期望值；

步骤4：综合电网侧和电机侧，获得控制***有功电压分量和无功电压分量；

步骤5：将步骤4得到的有功电压分量和无功电压分量输入SVPWM环节，经过SVPWM环节产生三电平整流器主功率器件所需的脉宽调制开关信号；

步骤6：构建同步电机矢量控制***，获得逆变器输出定子电压期望值；

步骤7：用定子电压期望值代替实测值，计算电机侧有功电压分量和无功电压分量；并将其引入整流侧的控制；

步骤8：将步骤6所得到的定子电压期望值u_sα ^*和u_sβ ^*输入逆变侧的SVPWM环节，产生三电平逆变器主功率器件所需的脉宽调制开关信号。

2.如权利要求1所述一种三电平双PWM变频器驱动同步电机整流逆变协调控制方法，其特征在于：步骤2坐标转换包括：网侧三相交流电网电压U_gA,U_gB,U_gC经过3/2变换和K/P变换后得到网侧电压的幅值和角度；网侧三相线电流检测值i_gA,i_gB,i_gC，经过3/2变换和VT变换后得到有功电流实际值i_P和无功电流实际值i_q；同步电机侧三相定子电流i_sA,i_sB,i_sC经过3/2变换得到定子电流的α轴分量i_α和β轴分量i_β。

3.如权利要求1所述一种三电平双PWM变频器驱动同步电机整流逆变协调控制方法，其特征在于：SVPWM采用如小矢量起始的七段式SVPWM调制。

4.如权利要求1所述一种三电平双PWM变频器驱动同步电机整流逆变协调控制方法，其特征在于：步骤4中，有功电压分量和无功电压分量获取方法为：

将步骤3中得到的有功功率的期望值p_g ^*加上逆变侧负载变换导致的有功功率分量p_m得到总的有功功率期望值p^*；p^*除以电网电压矢量的幅值u_i得到有功电流期望值i_p ^*，i_p ^*减去有功电流实际值i_P，得到Δi_P，Δi_P经过有功电流调节器得到有功电压分量

同理此前步骤3得到的无功功率的期望值0加上逆变侧负载变换导致的无功分量q_m得到q^*；q^*除以电网电压矢量的幅值u_i得到有功电流期望值i_q ^*，i_q ^*减去无功电流实际值i_q，得到Δi_q，Δi_q经过无功电流调节器得到无功电压分量

5.如权利要求1所述一种三电平双PWM变频器驱动同步电机整流逆变协调控制方法，其特征在于：步骤6的具体方法为：

同步电机三相定子电流i_sA,i_sB,i_sC，经过3/2变换得到定子电流的α轴分量i_α和β轴分量i_β；其变换遵循以下公式：

同步电机的速度调节器ASR采用PI调节器，速度调节器的输入是速度期望值和实际值的差值，输出是定子电流转矩分量期望值

一般情况下，期望同步电动机内功率因数＝1，因此设定定子电流磁化分量给定为0，

交流电流调节器ACC由2个PI调节器组成，输出得到逆变器的力矩分量

和磁通分量

再经过旋转变换得到定子电压期望值

和

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