CN101599649B

CN101599649B - 直驱风力发电及中spwm逆变控制信号的调制方式

Info

Publication number: CN101599649B
Application number: CN2009101166022A
Authority: CN
Inventors: 茆美琴; 丁明; 苏建徽; 张国荣; 杜燕; 汪海宁; 张健
Original assignee: Hefei University of Technology
Current assignee: Hefei University of Technology
Priority date: 2009-04-21
Filing date: 2009-04-21
Publication date: 2012-05-09
Anticipated expiration: 2029-04-21
Also published as: CN101599649A

Abstract

直驱风力发电***及***中SPWM逆变控制信号的调制方式，其特征是设置高电感永磁同步发电机与风力机同轴相连，高电感永磁发电机的交流信号输出端串联三相不可控整流器；三相不可控整流器中输出的直流电流作为后继电流型逆变器输入信号，电流型逆变器的输出信号经滤波器滤波后以正弦波电流馈送至交流电网；电流型逆变器由全控电力电子开关以及电流源型全桥逆变电路构成，全控电力电子开关是以正弦波脉宽调制信号SPWM为控制信号。本发明使风力发电***在风速很低的情况下同样能发电，不再需要使用变流器的直流电容，简化控制***，提高整机发电效率，降低成本。

Description

直驱风力发电***及***中SPWM逆变控制信号的调制方式

技术领域

本发明涉及一种应用在风力发电***中的电能变换***及控制方法。

背景技术

50KW以下的小型风力发电***主要是采用变速、直驱永磁同步发电机以及定桨距叶片结构。在这一结构中，永磁同步发电机通常采用低电感永磁同步发电机，电机与整流器、直流环节的电容器和电压型逆变器VSI依次相连。低电感永磁同步发电机由于内阻较小可以充当电压源，采用PWM控制的电压型逆变器可用来产生所需的正弦电流。但是这种结构的主要缺点是：

1、风速范围有限

由于低电感永磁同步发电机与电力电子整流器构成的电压源，其大小随着风速的变化有很大的波动，可达几十伏至二百伏左右，但电压型逆变器的输出电压却固定为220V AC或380V AC，因此，要求输入电压不能过低。这就大大限制了能将电能回馈给电网的风速范围。这对于风速长期较低的地方来说，采用这样的结构便无法有效地利用***设备。

2、成本昂贵

对应与低电感永磁同步发电机，现有的并网逆变器结构需要复杂的电力电子电路和控制算法，比如，为了提升低速下的电压而采取的BOOST电路。由于逆变控制器的成本通常是发电机成本的好几倍，显然，这大大增加了***成本，也因此阻碍了小型并网风机更为广泛的应用。

发明内容

本发明是为避免上述现有技术所存在的不足之处，提供一种基于高电感永磁同步发电机的直驱风力发电***及***中SPWM逆变控制信号的调制方式，以期使风力发电***在风速很低的情况下同样能发电，同时不再需要使用变流器的直流电容，以简化控制***，提高整机发电效率，降低成本。

本发明解决技术问题采用如下技术方案：

本发明直驱风力发电***的结构特点是：

设置高电感永磁同步发电机与风力机同轴相连，所述高电感永磁发电机的交流信号输出端串联由功率二极管D1-D6组成的三相不可控整流器；以所述三相不可控整流器中输出的直流电流Ir作为后继电流型逆变器输入信号，所述电流型逆变器的输出信号Iout经滤波器滤波后以正弦波电流Ig馈送至交流电网eg；

所述电流型逆变器由全控电力电子开关T5以及电流源型全桥逆变电路构成，所述全控电力电子开关T5是以正弦波脉宽调制信号SPWM为控制信号；

设置基于数字信号处理器的DSP控制器，风力发电机电流采样信号Igenm、风力发电机电压采样信号Vgenm、并网电流采样信号Igridm、电网电压采样信号Vgridm，以及所述三相不可控整流器中输出的直流电流采样信号VSH1，电流型逆变电路输出电流采样信号Ioutm分别接入所述DSP控制器的采样信号输入端，由所述DSP控制器生成用于控制电力电子开关T5通断的实时正弦波脉宽调制SPWM信号；以所述DSP控制器对构成电流源型全桥逆变电路的功率电子开关T1～T4执行控制的顺序为：对应于电网正半周，T1、T4导通，T2、T3关断；对应电网负半周，T2、T3导通，T1、T4关断。

本发明直驱风力发电***中正弦波脉宽调制信号SPWM的调制方式的特点是采用等面积脉宽调制，所述等面积脉宽调制是按以下方式进行：

a、所述正弦波脉宽调制信号SPWM的调制波信号设定为两倍电网频率的正弦半波信号V_ref；

b、所述正弦波脉宽调制信号SPWM的载波信号为高频锯齿波载波信号V_car，在每个周期中，所述高频锯齿波载波信号V_car的幅值与所述三相不可控整流器中输出直流电流的积分成正比，而频率保持不变；

c、将所述载波信号与调制波信号进行比较，在调制波信号大于载波信号时，输出高电平逻辑“1”，反之输出低电平逻辑“0”，如此，得到一列高度及宽度不等、但面积按正弦规律变化的SPWM脉冲控制信号，以所述SPWM脉冲控制信号控制电力电子开关T5得到同样波形的输出电流I_inv。

本发明设置高电感永磁同步发电机直接与风力机同轴相连，高电感永磁发电机输出的交流电流经不可控整流器整流后，得到幅值不随风速的变化而变化的近似恒定直流电流源，以此直流电流源作为电流型逆变器输入信号，电流型逆变器的输出信号经滤波器滤波后以正弦波电流馈送至交流电网；与此同时，全控电力电子开关T5是以正弦波脉宽调制信号SPWM为控制信号，恒定直流电流源经由全控电力电子开关T5构成的整型电路整形成SPWM电流波形；电流源型全桥逆变电路将SPWM电流波形展成基波频率与电网频率一致的SPWM波形并网电流。

本发明全控电力电子开关T5的正弦波脉宽调制信号SPWM是根据风力发电机电流采样信号Igenm、风力发电机电压采样信号Vgenm、并网电流采样信号Igridm、电网电压采样信号Vgridm，以及所述三相不可控整流器中输出直流电流采样信号VSH1，电流型逆变电路输出电流采样信号Ioutm以及等面积脉宽调制原理由所述DSP控制器实时生成；T5的工作频率取决于SPWM信号调制中的锯齿波的频率。

与已有基于低电感永磁同步发电机的直驱风力发电***相比，本发明的有益效果体现在：

1、本发明采用了高电感永磁同步发电机作为发电单元，由于高电感的作用，其输出电流是近似不变的，而定子中反电动势电压和漏抗都与速度成正比。这样，高电感发电机就可看成是一个近似的恒流源，其输出电流不受风速的影响。采用输出电流为恒值的发电机会给***设计带来方便，因为并网逆变器能向电网回馈可控的电流(其作用就像电压源一样)，大大简化了电力电子***的设计和控制。节省了直流环节的电容，同时将直流环节的储能电感集成到永磁同步发电机的电感之中，又因逆变器成本通常是发电机成本的好几倍，这不仅可以增加并网型小型风力发电***的可利用的风速范围，同时，也可大大减少逆变控制器的成本。此外，与传统的电压型并网逆变器不同，它不需高带宽的电流传感器和电流快速控制部分，这大大简化了控制器的设计。

2、本发明采用全控电力电子开关T5与快速二极管组成电流波形整形及控制电路实现并网电流的SPWM整形与控制，T5的工作频率为SPWM中的锯齿波载波频率，而所述功率电子开关T1～T4的工作频率为电网频率，与电压型逆变电路以及常规电流型逆变电路相比，所述功率电子开关T1～T4的工作频率大大降低，因而也将大大降低所述功率电子开关T1～T4的动态损耗，从而提高整个***的效率。

3、本发明以具有开关损耗低、工作频率高、安全工作区宽等优良特性的绝缘栅极双极型晶体管IGBT作为功率电子开关，以所述功率电子开关T1～T4及电力二极管D8～D11联接成单相全桥逆变电路，可以实现直流-交流能量的逆变。

4、尽管风速波动时，高电感永磁同步发电机的输出电流变化不大，但是其瞬时值还是有一定的波动范围。由于直流电流的波动，如果采用常规的SPWM调制技术，电流型逆变器的输出电流中所包含的三次谐波幅值将增加。本发明采用等面积脉宽调制控制策略，根据所述三相不可控整流器将高电感永磁发电机输出的交流电流整流输出的实时脉动直流电流的大小，产生脉宽及幅值均变化但面积按正弦规律变化的SPWM控制信号，使所述电流波形整形电路以及单相电流型逆变电路输出的并网电流的三次谐波幅值大幅降低，同时，尽可能降低高电感电机的漏电感，提高***的整体效率。

5、与基于低电感永磁同步发电机***相比，由于电感的升压作用，所述基于高电感永磁同步发电机的直驱风力发电***可以输出与配电网并网电压匹配的电压，因而可以省去低频升压变压器，从而可以减轻变换装置的总体重量及提高***的总体效率。

6、本发明涉及的交流电网可以常规电网，也可以是柴油机或柴油机/蓄电池及其它可再生能源(如太阳能、生物质能等)复合发电***提供的微型交流电网。本发明可以用于大功率直驱风力发电***，也可以用于中小功率风力发电***，特别是对于小功率风力发电***，采用本发明***将增加并网型小型风力发电***的可利用的风速范围，从而提高整个***的性价比。

附图说明

图1为本发明电路原理图；

图2为图1中风力发电机输出电流I_a、整流电路输出电流I_r、：电流整型电路输出电流I_inv、逆变器输出电流I_out及并网电流I_g的波形示意图；

图3为本发明所采用的等面积脉宽控制原理。

图4为本发明等面积PWM调制结果示意图。

以下通过具体实施，并结合附图对本发明作进一步说明：

具体实施方式

图1所示，设置高电感永磁同步发电机与风力机同轴相连，构成直驱风力发电***。当风速达到***切入风速时，在风力机的驱动下高电感永磁发电机输出近似矩形波的交流电流，如图2(a)所示。高电感永磁发电机输出与由功率二极管D1-D6组成的三相不可控整流器串连。三相不可控整流器将高电感永磁发电机输出的交流电流整流，得到一个幅值基本恒定的直流电流源，并且其幅值基本不随风速的变化而变化，如图2(b)所示。

与整流电路输出并联的电力电子开关T5与快速二极管D7组成电流整形电路。基于DSP的控制电路生成实时SPWM控制信号，控制电力电子开关T5的导通与关断，从而将三相不可控整流器电路输出的直流电流整形成两倍电网频的SPWM电流波形，如图2(c)所示。根据***容量大小，电力电子开关T5可以为MOSFET、IGBT或IGCT器件。功率电子开关T1～T4及电力二极管D8～D11联接成单相全桥电流型逆变电路，将所述电流整形电路输出的两倍电网频的SPWM电流波形展成基波频率与电网频率一致的SPWM电流波形，如图2(d)所示。经过LC低通滤波电路，得到正弦波并网电流Ig，如图2(e)所示。

在实际工作中，由于高电感永磁同步发电机的漏电感为有限值，所述三相不可控整流电路的输出电流是呈周期波动的脉动直流电流，如图4(a)所示，为了消除所述三相不可控整流电路的输出电流的脉动所带来的逆变器输出电流谐波，同时使高电感永磁同步发电机漏电感值处于合理的范围，SPWM控制信号的产生采用等面积脉宽调制方式，包括：

1、正弦波脉宽调制信号SPWM的调制波信号设定为两倍电网频率的正弦半波信号，如图3中V_ref所示；

2、正弦波脉宽调制信号SPWM的载波信号为高频锯齿波载波信号，如图3中V_car所示。在每个周期中，三相不可控整流器中输出直流电流的采样值VSH1经过放大器AM放大以后作为积分电路ING的输入信号，积分电路ING的输出即为高频锯齿波载波信号V_car，因此高频锯齿波载波信号V_car的幅值是与三相不可控整流器中输出直流电流的积分成正比，而频率保持不变，这由定时重置电路RESET实现；

3、图3中的比较电路CM将载波信号与调制波信号进行比较，在调制波信号大于载波信号时，输出高电平逻辑“1”，反之输出低电平逻辑“0”，如此，得到一列高度及宽度不等、但面积按正弦规律变化的SPWM脉冲控制信号。该控制信号控制T5时，从而将三相不可控整流器电路输出的直流电流整形成单极性的SPWM电流波形，经过单相全桥电流型逆变电路，得到如图4(c)Iout所示逆变器输出电流。与常规的SPWM调制方式不同，所述逆变器输出电流的波形其高度及宽度不等、但面积按正弦规律变化的SPWM波形，如此，可以降低所述三相不可控整流电路的输出电流的脉动所带来的逆变器的并网电流谐波幅值，同时还可以降低高电机的漏电感值，从而提高***的整体效率。

此外，DSP控制单元DSPCON还控制功率电子开关T1～T4，功率电子开关T1～T4采用开关损耗低、工作频率高、安全工作区宽等优良特性的绝缘栅极双极型晶体管IGBT，电力二极管D8、D9、D10和D11的阴极分别与电子开关T1～T4的集电极串联连接，使T1～T4能够承受反向电压并阻断从发射极至集电极的反向电流；功率电子开关T1～T4及电力二极管D8～D11联接成单相全桥电流型逆变电路设置于串接二极管D7后的输出回路中，DSP控制单元对于功率电子开关T1～T4的控制顺序为：对应电网正半周，T1、T4导通，T2、T3关断；而对应电网负半周，T2、T3导通，T1、T4关断；从而将电流整形电路输出的单极性SPWM电流波形逆变成与基波分量与电网同频率SPWM电流波形，其相位的大小根据控制方式可以超前、滞后或与电网电压同相位。

具体实施中，相应的电路设置也包括：

在大功率情况下，功率电子开关T1～T4还可以是可关断晶闸管GTO，集成门极换流晶闸管IGCT。当使用GTO或IGCT时，则图1中的电力二极管D8～D11可以移去；

由电感L、电容C组成的低通滤波电路与全桥电流型逆变电路连接，使单相全桥电流型逆变电路输出的SPWM波形接近正弦波，从而保证并网电流的总谐波畸变值低于规定的指标。

DSP控制器采用TMS320LF2812微处理器，功率电子开关T1～T4及电力二极管D8～D11联接成单相全桥电流型逆变电路；设置在串接有二极管D7之后的输出回路中，DSP控制单元对于功率电子开关T5的控制方式为基于等面积调制原理的正弦波脉宽调制SPWM，对T1～T4的控制频率50Hz(或电网频率)，将电流整形电路输出的单极性SPWM电流波形逆变成基波与电网同频率SPWM电流波形。其相位的大小，根据控制策略可以超前、滞后或与电网电压同相位。

图3和图4所示，VSH1为直流母线电流I_r的测量值，该值经过放达器放大，然后经积分电路进行积分运算。该积分电路按照一定的时钟周期进行清零，这样积分电路的输出是一系列等宽但幅值与不可控整流器输出的直流电流成正比的锯齿波载波信号。该载波信号与设定为两倍电网频率的正弦半波信号调制波信号进行比较，将得到高和宽不等但面积按正弦规律变化的SPWM波形。这表明，尽管不可控整流器输出的直流电流是脉动的，但是采用等面积脉宽调制技术同样可以获得SPWM脉冲输出，从而达到使电流型逆变器输出电流为谐波含量较小的SPWM输出电流I_out的控制效果。

图4(a)中，Ir为不可控整流电路输出的脉动直流电流；

图4(b)中，Vcar为锯齿波载波，Vref为两倍电网频率的正弦半波调制波；

图4(c)中，Iout为逆变器输出的(LC滤波前)高和宽不等但面积按正弦规律变化的SPWM电流波形；e_g为电网电压的波形。

Claims

1.直驱风力发电***，其特征是：

设置基于数字信号处理器的DSP控制器，风力发电机电流采样信号Igenm、风力发电机电压采样信号Vgenm、并网电流采样信号Igridm、电网电压采样信号Vgridm，以及所述三相不可控整流器中输出的直流电流采样信号VSH1，电流型逆变电路输出电流采样信号Ioutm分别接入所述DSP控制器的采样信号输入端，由所述DSP控制器生成用于控制电力电子开关T5通断的实时正弦波脉宽调制SPWM信号；所述DSP控制器对构成电流源型全桥逆变电路的功率电子开关T1～T4执行控制的顺序为：对应于电网正半周，T1、T4导通，T2、T3关断；对应电网负半周，T2、T3导通，T1、T4关断；

对所述用于控制全控电力电子开关T5的正弦波脉宽调制信号SPWM采用等面积脉宽调制，所述等面积脉宽调制是按以下方式进行：

c、将所述载波信号与调制波信号进行比较，在调制波信号大于载波信号时，输出高电平逻辑“1”，反之输出低电平逻辑“0”，如此，得到一列高度及宽度不等、但面积按正弦规律变化的SPWM脉冲控制信号，以所述SPWM脉冲控制信号控制电力电子开关T5得到同样的一列高度及宽度不等，但面积按正弦规律变化的SPWM波型输出电流I_inv。