CN105556816B - 电力转换装置和电力转换装置的控制方法 - Google Patents

电力转换装置和电力转换装置的控制方法 Download PDF

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Abstract

在使用宽带隙半导体元件构成电力转换装置的情况下，因为导通速度和断开速度非常快，所以存在因急剧的dV/dt引起的泄漏电流增大和导致对周边设备的噪声干扰的问题。电力转换装置包括：将交流电压转换成直流电压的整流器；使由上述整流器转换后的直流电压平滑的直流中间电路；将由上述直流中间电路平滑化后的直流电压转换成交流电压的逆变器；驱动上述逆变器的半导体开关元件的栅极驱动电路；检测该电力转换装置中流过的电流的电流检测器；和基于由上述电流检测器检测出的电流检测各电流分量值，基于该检测出的各电流分量值或根据该各电流分量值求出的功率因数值改变上述栅极驱动电路的栅极电阻值的控制电路。

Description

电力转换装置和电力转换装置的控制方法
技术领域
本发明涉及电力转换装置和电力转换装置的控制方法。
背景技术
近年来，作为具有超越硅(Si)的物性值极限的性能的宽带隙半导体元件，碳化硅(SiC)和氮化镓(GaN)等受到关注，期待其作为下一代功率半导体元件。
这些材料是兼具与Si相比绝缘破坏电压是约10倍、导热率是约3倍、熔点是约2倍、饱和电子速度是约2倍这些特征的半导体元件，特别是因为具有高绝缘破坏电压，能够使用于确保耐压的漂移层变薄至1/10左右，能够降低功率半导体的导通电压。
于是，如果用这些材料构成功率半导体，则与现有的代表性的功率半导体元件IGBT(硅)相比较，期待能够大幅降低发生的损失，进而能够实现电力转换装置的大幅小型化。
专利文献1的[权利要求1]中，公开了：“一种半导体开关装置，其特征在于：由电流传感器检测出的电流在规定值以下的情况下，使所述开关元件的栅极电阻值成为R1；所述电流传感器检测出的电流超过规定值的情况、并且所述温度传感器检测出的温度超过规定温度的情况下，使所述栅极电阻值成为比R1小的R2；所述电流传感器检测出的电流超过规定值的情况、并且所述温度传感器检测出的温度在规定温度以下的情况下，使所述开关元件的栅极电阻值成为R1。”
另外，专利文献2的权利要求书中，公开了：“一种感应电动机的过负载控制装置，其特征在于，包括：检测单元，其检测从逆变器对感应电动机供给的电流，根据该检测电流检测与有效分量成比例的分量；判别单元，其判别所述感应电动机处于动力运转和再生中的哪一个工作模式；和由该判别单元检测为动力运转时，在所述检测出的有效分量超过预先决定的限制值的情况下，使所述逆变器的输出频率和输出电压按规定的时间常数逐渐减少的单元。”
专利文献1：日本专利第3820167号
专利文献2：日本特公平4-40960号
发明内容
专利文献1中，在段落[0018]的[发明的效果]中，记载了：“负载电流在规定值以下的情况下，增大栅极电阻值减少噪声发生，负载电流超过规定值的情况、并且元件温度超过规定温度的情况下，通过减小栅极电阻，而减少开关损失且防止热破坏。而且，即使负载电流超过规定值的情况下，在元件温度在规定温度以下的情况下，也通过增大栅极电阻，而与开关损失的减少相比，更注重实现噪声减少。”
功率半导体开关元件具有随着元件温度升高或者随着元件中流过的电流增大，即使栅极电阻值相同，其开关速度也变慢的趋势。即，可以认为元件中流过的电流越小，开关速度越快，噪声水平越大。
基于负载电流和元件温度调节栅极电阻的方式，需要检测开关元件的温度的温度检测器。但是，电力转换装置不一定内置了温度检测器。例如，未搭载冷却风扇的自然冷却方式的电力转换装置中没有内置温度检测器。
另外，在段落[0002]的[现有技术]中，公开了：“使用半导体开关元件的装置中，近年来要求高速开关，并且高速化不断进展，因随之发生噪声而逐渐在周围环境中成为较大的问题。”为了防止因开关元件的急剧的dV/dt引起的噪声导致电力转换装置周边存在的流量计、压力计、传感器类的误动作{EMC(电磁环境兼容性)问题}，需要平缓地控制dV/dt。
一般而言，开关元件的芯片自身的温度时间常数较短，但检测芯片自身温度的情况下需要在开关元件的芯片上构成温度检测用的二极管的特殊芯片，而成为高价的芯片。另外，冷却体的热时间常数较慢，所以用安装在冷却体上的温度检测器检测过负载需要一定程度的时间(通常为几十秒至几十分：依赖于冷却体的热时间常数)，存在难以立刻检测过负载并调节栅极电阻的问题。
即，因为不能够立刻执行该温度检测，所以调节栅极电阻有延迟，不能够抑制急剧的dV/dt，有电力转换装置周边存在的以响应较快的电信号工作的流量计、压力计、传感器类在抑制dV/dt时因dV/dt引起的噪声而误动作的问题。
进而，构成逆变器的开关元件和与开关元件并联连接的回流二极管中，例如负载时的功率因数为0.8的情况下，电力转换装置的输出电流的80％平均地流过开关元件，剩余20％流过回流二极管。可知在电流流过回流二极管的状态下，开关元件的电位变化dV/dt依赖于回流二极管的特性地变化，而不依赖于未流过电流的开关元件自身(该情况下为U相的下臂UN)的特性。
即，仅根据电力转换装置的输出电流的大小和检测温度，因为有功电流分量或功率因数不明，所以不能得知流过开关元件和回流二极管的电流分担的比率，因此存在不能进行与负载率相应的适当的栅极控制的问题。
特别是，在使用宽带隙半导体元件构成电力转换装置的情况下，根据作为宽带隙半导体元件的特征的高绝缘破坏电压特性，能够使用于确保耐压的漂移层变薄至1/10左右而能够降低功率半导体的导通电压，可以预计因此实现的大幅的低损失化，另一方面，作为宽带隙半导体元件的特征的导通速度和断开速度非常快，所以产生因急剧的dV/dt引起的泄漏电流进一步增大和导致对周边设备的噪声干扰、噪声干扰明显化的课题。
为了实现上述目的，本发明提供一种电力转换装置，其包括：整流器，其将交流电压转换成直流电压；直流中间电路，其使由上述整流器转换后的直流电压平滑；逆变器，其将由上述直流中间电路平滑化后的直流电压转换成交流电压；栅极驱动电路，其驱动上述逆变器的半导体开关元件；电流检测器，其检测该电力转换装置中流过的电流；和控制电路，其基于由上述电流检测器检测出的电流检测各电流分量值，基于该检测出的各电流分量值或根据该各电流分量值求出的功率因数值改变上述栅极驱动电路的栅极电阻值。
根据本发明，能够提供一种电力转换装置和电力转换装置的控制方法，其抑制因dV/dt引起的泄漏电流，并且抑制噪声导致的电力转换装置周边存在的流量计、压力计、传感器类的误动作。
附图说明
图1是本发明的电力转换装置的概要结构图。
图2(a)是本发明的电力转换装置的无传感器矢量控制的框图(第一方式)。
图2(b)是本发明的电力转换装置的有传感器矢量控制的框图(第二方式)。
图2(c)是励磁电流分量Id和与其正交的转矩电流分量Iq的矢量分解图。
图3是检测感应电动机的有功电流的时序图。
图4是本发明的电力转换装置的有功电流比较电路(第三方式)。
图5是本发明的电力转换装置的控制电路和栅极驱动电路的结构例(第四方式)。
图6是本发明的电力转换装置的栅极驱动电路(第五方式)。
图7是本发明的电力转换装置的栅极驱动电路(第六方式)。
图8是本发明的电力转换装置的栅极驱动电路(第七方式)。
图9是本发明中的宽带隙半导体元件的dVDS/dt的波形图。
图10是本发明中的电力转换装置的其他主电路结构图。
图11是PM电动机的简易等价电路。
图12是用电力转换装置控制PM电动机的情况下的矢量图。
图13是本发明的电力转换装置的PM电动机的控制框图(第八方式)。
图14是转矩电流基准设定值(绝对值)与栅极合成电阻的相关数据表的一例(第九方式)。
符号说明
1……整流器，2……平滑用电容器，3……逆变器，4……感应电动机，5……控制电路，6……冷却风扇，7……数字操作面板，8……栅极驱动电路，9……电阻可变电路，13……电力转换装置，CT……电流检测器，DIC……驱动用IC，SH1、SHi、SHd……直流母线侧的电流检测用分流电阻，8UP……U相上臂的栅极驱动电路，8UN……U相下臂的栅极驱动电路，PWMUP……对U相上臂的PWM信号，PWMUN……对U相下臂的PWM信号，UPF……对U相上臂的电阻可变电路的信号，UNF……对U相下臂的电阻可变电路的信号，t……时间，*……乘法运算符，
EMC……Electro Magnetic Compatibility(电磁兼容性)
具体实施方式
实施例1
以下用附图说明本发明。其中，对于各图中共通的结构附加相同的参考编号。另外，本发明不限定于图示的例子。
以下用附图说明本发明的电力转换装置的实施例1中的方式。
图1是本实施例中的电力转换装置13的概要结构图。
设想使用交流电源作为任意的输入电源的情况，1是将交流电力转换成直流电力的整流器，2是直流中间电路中的平滑用电容器，3是将直流电力转换成任意频率的交流电力的逆变器，4是感应电动机。
6是用于冷却整流器和逆变器内的功率模块的冷却风扇，7是设定、变更电力转换装置的各种控制数据、并进行异常状态和监视器显示的数字操作面板。
5是起到控制逆变器的开关元件、并且负责电力转换装置整体的控制的作用的、搭载了微型计算机(控制运算装置)的控制电路，构成为可以与从数字操作面板7输入的各种控制数据相应地进行必要的控制处理。
CT是电流检测器，检测感应电动机的U相、W相的线电流。V相的线电流基于交流条件(iu+iv+iw＝0)，按iv＝-(iu+iw)求取。
当然，也可以使用3个CT，检测U相、V相、W相各自的线电流。
控制电路5基于用数字操作面板7输入的各种控制数据来控制逆变器3的开关元件，此外进行装置整体所需的控制处理。
虽然省略了内部结构，但是搭载有基于来自存储有各种控制数据的存储单元的存储数据的信息进行运算的微型计算机(控制运算装置)。
8驱动逆变器的开关元件，如果开关元件中存在异常，则在数字操作面板7显示该异常。
另外，栅极驱动电路8内搭载有开关稳压电路(DC/DC转换器)，生成电力转换装置运转所需的各直流电压，将其对各结构供给。
9由有功电流分量检测电路和有功电流比较电路构成，10是电流检测电路，11由有功电流分量/无功电流分量检测电路和功率因数运算/比较电路构成，12是矢量控制电路。13是由整流器和逆变器等构成的电力转换装置。在逆变器3内，搭载有作为代表性的宽带隙半导体元件的SiC-MOSFET。
电力转换装置的各种控制数据能够由操作面板7设定和变更。操作面板7中设置有能够显示异常的显示单元，检测出电力转换装置中的异常时在该显示单元上显示。
本实施例的操作面板7并不特别限定种类，但作为数字操作面板考虑装置使用者的操作性而构成为能够在观看显示单元的显示的同时进行操作。
另外，显示单元不一定需要与操作面板7一体地构成，但为了使操作面板7的操作者能够在观看显示的同时进行操作而优选采用一体结构。
从操作面板7输入的电力转换装置的各种控制数据存储在未图示的存储单元中。
另外，在作为输入电源不是供给交流电源、而是供给直流电源的情况下，在直流端子P(+)侧连接直流电源的(+)侧，在直流端子N(-)侧连接直流电源的-侧即可。进而，也可以将交流端子R、S和T连接，在该连接点连接直流电源的(+)侧，在直流端子N(-)侧连接直流电源的(-)侧，反之，也可以在直流端子P(+)侧连接直流电源的(+)侧，将交流端子R、S和T连接，在该连接点上连接直流电源的(-)侧。
实施例2
图2(a)是本发明的电力转换装置的无传感器矢量控制的框图(第一方式)。(a)中的电流检测电路和栅极驱动电路对应于图1所示的电流检测电路10和栅极驱动电路8，图2的其他各结构是图1的控制电路5内的矢量控制电路12的详细结构。
无传感器矢量控制也称为感应电动机的直流机化控制，感应电动机中的一次侧电阻等电常数值是执行无传感器矢量控制时必需的电常数值，所以一般而言，预先在电力转换装置内部的存储器(未图示)中存储。另外，也可以用自动调谐功能实测感应电动机中的一次侧电阻等电常数值。
即，使用在电力转换装置内部的存储器中预先存储的值、或者使用通过自动调谐功能实测的值，由电力转换装置的用户决定即可。
用电流检测器CT检测感应电动机的线电流，用dq轴转换单元将检测出的电流转换成正交的dq轴，分解成励磁电流分量Id和转矩电流分量Iq。
dq轴转换单元如图2(c)所示，将检测出的电流(一次电流)i1矢量分解成励磁电流分量Id和与其正交的转矩电流分量Iq(i1＝Id+jIq)。
在这种情况下，在感应电动机中，如果设转矩电流分量Iq为正(Iq>0)的情况为电动模式，则可知转矩电流分量Iq为负(Iq<0)的情况是再生模式。即，能够用转矩电流分量Iq的符号判断感应电动机处于电动状态(电动机)还是再生状态(发电机)。
在Iq小于Iqr的情况下，判断为交流机接近无负载状态而增大栅极驱动电路的栅极电阻，在Iq大于Iqr的情况下，判断为交流机处于负载状态而减小栅极驱动电路的栅极电阻。
当然，也可以使用转矩电流指令Iq*代替检测出的转矩电流分量Iq。
当然，因为正交的dq轴是假想轴，所以并不限定dq轴的名称(d轴、q轴)，也可以是αβ轴，只要各轴正交即可。即，即使使励磁电流分量Id和转矩电流分量Iq为励磁电流分量Iα和转矩电流分量Iβ，本发明的意图也不变。
实施例3
图2(b)是本发明的电力转换装置的有传感器矢量控制的框图(第二方式)。
对于与(a)共通的结构和相同的功能，附加相同的参考编号。
与(a)的不同点，在于作为检测感应电动机的速度的单元，不是使用速度推测器，而是用速度检测器SS检测实际速度fr。
在(a)和(b)中，转矩电流比较电路对检测出的转矩电流分量Iq与预先设定的转矩电流基准值Iqr进行比较。在Iq小于Iqr的情况下，判断为交流机接近无负载状态而增大栅极驱动电路的栅极电阻，在Iq大于Iqr的情况下，判断为交流机处于负载状态而减小栅极驱动电路的栅极电阻。
当然，也可以使用转矩电流指令Iq*代替检测出的转矩电流分量Iq。
图3是检测感应电动机的有功电流的时序图。
感应电动机的一次侧流过的一次电流i1如下所示地表达。
i1＝I1(r)+j{I1(i)}
即，一次电流i1用有功电流分量I1(r)与无功电流分量I1(i)的矢量和表达。
此处，在图3中，例如一次侧的相电压Vu和一次侧的u相电流iu的功率因数角是φ，用下式表达。
tanφ＝I1(i)/I1(r)------数(1)
或者
cosφ＝I1(r)/I1------数(2)
或者
cosφ＝I1(r)/[{I1(r)}2+{I1(i)}2]1/2------数(3)
在这种情况下，在感应电动机中，如果设有功电流分量I1(r)为正{I1(r)>0}的情况为电动模式，则可知有功电流分量I1(r)为负{I1(r)<0}的情况是再生模式。即，也能够用有功电流分量I1(r)的符号判断感应电动机处于电动状态(电动机)还是再生状态(发电机)。
或者，功率因数角φ是0°～90°的情况是电动模式，功率因数角φ是90°～180°的情况是再生模式。即，能够根据功率因数角φ判断感应电动机处于电动状态(电动机)还是再生状态(发电机)。
在一次侧的u相电流iu中，其有功电流分量Iu(r)当然与相电压Vu同相，其无功电流分量Iu(i)当然处于相对于相电压Vu滞后π/2(90°)的相位状态。该关系与感应电动机的负载的状态无关。即，无论感应电动机或感应发电机处于无负载状态还是有负载状态，该关系总是成立。
即，以相电压Vu为基准，在π/2(90°)和3π/2(270°)时刻的电流是有功电流分量Iu(r)的±的峰值，在0(0°)和π(180°)时刻的电流表示无功电流分量Iu(i)的±的峰值。
即，以相电压Vu为基准，下述相位的取样时刻分别表示u相的有功电流分量和u相的无功电流分量。
·π/2和3π/2时刻：Iu(i)＝0→u相的有功电流分量Iu(r)
·0和π的时刻：Iu(r)＝0→u相的无功电流分量Iu(i)
各自的相位差为120°的三相交流的情况下，v相电流iv处于相对于u相电流iu滞后2π/3(120°)相位的状态，w相电流iw处于相对于u相电流iu滞后4π/3(240°)相位的状态。因此，如果以相电压Vu为基准考虑，则下述相位的取样时刻分别表示v相的有功电流分量和v相的无功电流分量。
·π/6和7π/6时刻：Iv(i)＝0→v相的有功电流分量Iv(r)
·2π/3和5π/3的时刻：Iv(r)＝0→v相的无功电流分量Iv(i)
进而，如果以相电压Vu为基准考虑，则下述相位的取样时刻分别表示w相的有功电流分量和w相的无功电流分量。
·5π/6和11π/6时刻：Iw(i)＝0→w相的有功电流分量Iw(r)
·π/3和4π/3的时刻：Iw(r)＝0→w相的无功电流分量Iw(i)
即，可知只要以相电压Vu为基准，取样检测0(0°)和π(180°)的时刻θui处的一次侧的u相电流，就能够检测u相的无功电流分量Iu(i)，只要取样检测2π/3(120°)和5π/3(300°)的时刻θvi处的一次侧的v相电流就能够检测v相的无功电流分量Iv(i)，只要取样检测π/3(60°)和4π/3(240°)的时刻θwi处的一次侧的w相电流就能够检测w相的无功电流分量Iw(i)。
这样，说明了只要以u相的相电压Vu为基准检测特定相位下的电流就能够检测无功电流分量的原理，但当然也可以以v相的相电压Vv为基准，也可以以w相的相电压Vw为基准。
另外，可知以相电压Vu、相电压Vv和相电压Vw为基准，只是取样的特定相位因作为基准的相电压而不同，只要不弄错取样的特定相位点，无功电流分量的±的峰值就是相同的值。
即，只要以u相的相电压Vu为基准检测特定相位(θui、θvi、θwi)附近的电动机电流，就能够检测无功电流分量I1(i)。当然，不限定于检测所有特定相位点即θui、θvi和θwi附近的电动机电流，也可以仅检测特定相位θui附近的时刻、特定相位θvi附近的时刻时、或者特定相位θwi附近的时刻的电动机电流即无功电流分量I1(i)。
而且，也可以检测作为相位点的θui、θvi、θwi中的特定的2个相位时刻(例如θui和θvi)附近的电动机电流即无功电流分量I1(i)。
另外，同样地，只要以相电压Vu为基准，取样检测π/2(90°)和3π/2(270°)的时刻θur处的一次侧的u相电流，就能够检测u相的有功电流分量Iu(r)，只要取样检测5π/6(150°)和11π/6(330°)的时刻θvr处的一次侧的v相电流就能够检测v相的有功电流分量Iv(r)，只要取样检测π/6(30°)和7π/6(210°)的时刻θwr处的一次侧的w相电流就能够检测w相的有功电流分量Iw(r)。
这样，说明了只要以u相的相电压Vu为基准检测特定相位下的电流就能够检测有功电流分量的原理，但当然也可以以v相的相电压Vv为基准，也可以以w相的相电压Vw为基准。
另外，可知以相电压Vu、相电压Vv和相电压Vw为基准，只是取样的特定相位因作为基准的相电压而不同，只要不弄错取样的特定相位点，有功电流分量的±的峰值就是相同的值。
即，只要以u相的相电压Vu为基准检测特定相位(θur、θvr、θwr)附近的电动机电流，就能够检测有功电流分量I1(r)。当然，不限定于检测所有特定相位点即θur、θvr和θwr附近的电动机电流，也可以仅检测特定相位θur附近的时刻、特定相位θvr附近的时刻、或者特定相位θwr附近的时刻的电动机电流即有功电流分量I1(r)。
而且，也可以检测作为相位点的θur、θvr、θwr中的特定的2个相位时刻(例如θur和θvr)附近的电动机电流即有功电流分量I1(r)。
实施例4
图4是本发明的电力转换装置的有功电流比较电路(第三方式)。
图4(a)是基于交流机的相电流用有功电流分量检测电路检测有功电流分量值、用有功电流比较电路基于有功电流分量值改变栅极电阻的模块结构图。电路9由有功电流分量检测电路和有功电流比较电路构成。
对于对电力转换装置输入的输出频率指令f1和与输出频率指令对应的输出电压V*，用电压运算电路求取三相输出相电压Vu*、Vv*、Vw*，按照PWM运算结果对感应电动机进行速度控制。
即，PWM运算电路中的作为各相调制波的交流电压用下式表达。
·Vu＝Vu*·sin(ω1·t)
·Vv＝Vv*·sin(ω1·t－2π/3)
·Vw＝Vw*·sin(ω1·t－4π/3)
此处，ω1＝2π·f1。
有功电流分量检测电路对于相电流检测电路的检测信号，基于以PWM运算电路的u相的相电压Vu为基准的特定相位(θur、θvr、θwr)附近的电动机相电流，检测有功电流分量I1(r)。有功电流比较电路对检测出的有功电流分量值I1(r)与预先设定的有功电流基准值I1r进行比较。
在I1(r)小于I1r的情况下，判断为交流机接近无负载状态而增大栅极驱动电路的栅极电阻，在I1(r)大于I1r的情况下，判断为交流机处于负载状态而减小栅极驱动电路的栅极电阻。
图4(b)是基于交流机的相电流用有功电流分量/无功电流分量检测电路检测有功电流分量值和无功电流分量值、用功率因数运算/比较电路基于功率因数值改变栅极电阻的框结构图。虽然未图示(a)中记载的V/f模式电路和电压运算电路，但结构相同。
电路11由有功电流分量/无功电流分量检测电路和功率因数运算/比较电路构成。
有功电流分量/无功电流分量检测电路对于相电流检测电路的检测信号，基于以PWM运算电路的u相的相电压Vu为基准的特定相位(θur、θvr、θwr)附近的电动机相电流，检测有功电流分量I1(r)，基于以PWM运算电路的u相的相电压Vu为基准的特定相位(θui、θvi、θwi)附近的电动机相电流，检测无功电流分量I1(i)。功率因数运算/比较电路基于检测出的有功电流分量值I1(r)、无功电流分量I1(i)和相电流I1计算功率因数cosφ，与预先设定的功率因数基准值cosφr进行比较。
在cosφ小于cosφr的情况下，判断为交流机接近无负载状态而增大栅极驱动电路的栅极电阻，在cosφ大于cosφr的情况下，判断为交流机处于负载状态而减小栅极驱动电路的栅极电阻，即，与负载率相应地调节栅极电阻。
此处，功率因数cosφ用数(1)、数(2)或数(3)求出。
实施例5
图5是本发明的电力转换装置的控制电路和栅极驱动电路的结构例(第四方式)。
对于与图1共通的结构和相同的功能，也附加相同的参考编号。
采用下述结构：由控制电路5内的电路9，基于检测出的有功电流分量值，对栅极驱动电路8指示改变栅极电阻的信号，对U相指示UPF、UNF、UPR、UNR，对V相指示VPF、VNF、VPR、VNR，对W相指示WPF、WNF、WPR、WNR，驱动各相的开关元件UP、UN、VP、VN、WP、WN。
实施例6
图6是本发明的电力转换装置的栅极驱动电路(第五方式)。
对于与图1共通的结构和相同的功能，也附加相同的参考编号。
作为构成U相上下臂的开关元件，对于宽带隙半导体元件SiC-MOSFET的UP和UN进行说明。
8UP是U相上臂的栅极驱动电路，8UN是U相下臂的栅极驱动电路。DIC是驱动用IC。Q1是使SiC-MOSFET的UP、UN导通(以下称为正向偏压)的晶体管，R1是正向偏压用电阻。Q2是使SiC-MOSFET的UP、UN断开(以下称为反向偏压)的晶体管，R2是反向偏压用电阻。此处，R2是在正向偏压时和反向偏压时都导通的电阻。
PWMUP是对相上臂输出的PWM信号，PWMUN是对U相下臂输出的PWM信号，UPF是对U相上臂的电阻可变电路输出的信号，UNF是对U相下臂的电阻可变电路输出的信号。
在图2(a)、(b)中说明的Iq小于Iqr的情况下，判断为交流机接近无负载状态，UPF和UNF使电阻可变电路断开，增大栅极驱动电路的栅极电阻，在Iq大于Iqr的情况下，判断为交流机处于负载状态，UPF和UNF使电阻可变电路导通，减小栅极驱动电路的栅极电阻。
另外，同样地，在图4(a)中说明的I1(r)小于I1r的情况下，判断为交流机接近无负载状态，UPF和UNF使电阻可变电路断开，增大栅极驱动电路的栅极电阻，在I1(r)大于I1r的情况下，判断为交流机为负载状态，UPF和UNF使电阻可变电路导通，减小栅极驱动电路的栅极电阻。电阻可变电路例如是使开关SW与电阻RS串联连接的结构。因此，UPF使电阻可变电路导通，意即使开关SW导通，如果导通，则未图示的串联电阻RS与正向偏压电阻R1并联连接，所以合成电阻Rt小于R1{Rt＝R1*RS/(R1+RS)<R1}。
当然，并不限定开关SW的个数和串联电阻RS的个数，另外，即使是将串联电阻RS与正向偏压电阻R1串联连接的结构，本发明的意图也不变。
本例是基于I1(r)仅调节栅极驱动电路8UP和8UN的正向偏压电路的栅极电阻的实施例。
当然，对于V相和W相也施加与U相同样地工作的电路结构。
实施例7
图7是本发明的电力转换装置的栅极驱动电路(第六方式)。
对于与图6共通的结构和相同的功能，也附加相同的参考编号。
Q1是SiC-MOSFET的UP、UN的正向偏压用晶体管，R2是正向偏压用电阻。Q2是SiC-MOSFET的UP、UN的反向偏压用晶体管，R3是反向偏压用电阻。此处，R2是在正向偏压时和反向偏压时都导通的电阻。
在图2(a)、(b)中说明的Iq小于Iqr的情况下，判断为交流机接近无负载状态，UPR和UNR使电阻可变电路断开，增大栅极驱动电路的栅极电阻，在Iq大于Iqr的情况下，判断为交流机处于负载状态，UPR和UNR使电阻可变电路导通，减小栅极驱动电路的栅极电阻。
另外，同样地，在图4(a)中说明的I1(r)小于I1r的情况下，判断为交流机接近无负载状态，UPR和UNR使电阻可变电路断开，增大栅极驱动电路的栅极电阻，在I1(r)大于I1r的情况下，判断为交流机处于负载状态，UPR和UNR使电阻可变电路导通，减小栅极驱动电路的栅极电阻。电阻可变电路例如是使开关SW与电阻RS串联连接的结构。因此，UPR使电阻可变电路导通，意即使开关SW导通，如果导通，则未图示的串联电阻RS与正向偏压电阻R3并联连接，所以合成电阻Rt小于R3{Rt＝R3*RS/(R3+RS)<R3}。
当然，并不限定开关SW的个数和串联电阻RS的个数，另外，即使是将串联电阻RS与正向偏压电阻R3串联连接的结构，本发明的意图也不变。
本例是基于I1(r)仅调节栅极驱动电路8UP和8UN的反向偏压电路的栅极电阻的实施例。
当然，对于V相和W相也施加与U相同样地工作的电路结构。
实施例8
图8是本发明的电力转换装置的栅极驱动电路(第七方式)。
对于与图6共通的结构和相同的功能，也附加相同的参考编号。
在图2(a)、(b)中说明的Iq小于Iqr的情况下，判断为交流机接近无负载状态，UPF、UNF、UPR和UNR使电阻可变电路断开，增大栅极驱动电路的栅极电阻，在Iq大于Iqr的情况下，判断为交流机处于负载状态，UPF、UNF、UPR和UNR使电阻可变电路导通，减小栅极驱动电路的栅极电阻。
另外，同样地，在图4(a)中说明的I1(r)小于I1r的情况下，判断为交流机接近无负载状态，UPF、UNF、UPR和UNR使电阻可变电路断开，增大栅极驱动电路的栅极电阻，在I1(r)大于I1r的情况下，判断为交流机处于负载状态，UPF、UNF、UPR和UNR使电阻可变电路导通，减小栅极驱动电路的栅极电阻。电阻可变电路例如是使开关SW与电阻RS串联连接的结构。因此，例如UPF使电阻可变电路导通，意即使开关SW导通，如果导通，则未图示的串联电阻RS与正向偏压电阻R1并联连接，所以合成电阻Rt小于R1{Rt＝R1*RS/(R1+RS)<R1}。另外，例如UNF使电阻可变电路导通，意即使开关SW导通，如果导通，则未图示的串联电阻RS与正向偏压电阻R1并联连接，合成电阻Rt小于R3{Rt＝R3*RS/(R3+RS)<R3}。
当然，并不限定开关SW的个数和串联电阻RS的个数，另外，即使是将串联电阻RS与正向偏压电阻R1串联连接的结构，本发明的意图也不变。
本例是基于Iq、I1(r)或cosφ调节栅极驱动电路8UP和8UN的正向偏压电路和反向偏压电路的两个栅极电阻的实施例。
当然，对于V相和W相也施加与U相同样地工作的电路结构。
图9是本发明中的宽带隙半导体元件的dVDS/dt的波形图。
(a)是例如基于Iq、I1(r)或cosφ调节了栅极驱动电路8UP和8UN的正向偏压电路和反向偏压电路的两个栅极电阻的实施例，是UPF和UNF使电阻可变电路导通而减小了正向偏压用和反向偏压用的栅极电阻的情况下的宽带隙半导体元件的dVDS/dt的波形图。
(b)是例如基于Iq、I1(r)或cosφ不调节栅极驱动电路8UP和8UN的正向偏压电路和反向偏压电路的两个栅极电阻的实施例，是UPF和UNF使电阻可变电路断开而增大了正向偏压用和反向偏压用的栅极电阻的情况下的宽带隙半导体元件的dVDS/dt的波形图。
实施例9
图10是本发明中的电力转换装置的其他主电路结构图。
对于与图1共通的结构和相同的功能，也附加相同的参考编号。
与图1不同的在于电流检测器的检测位置。
SH1、SHi、SHd是电流检测用的分流电阻器，SH1检测直流中间电路的N侧的电流，SHi与构成逆变器3的下臂的各开关元件即U相、V相和W相的IGBT连接，SHd与各开关元件即IGBT上并联连接的二极管连接。
即，在电力转换装置的直流母线一侧设置的分流电阻器SHi是检测各IGBT中流过的合成电流的电流检测器，分流电阻器SHd是检测与各IGBT并联连接的二极管中流过的合成电流的电流检测器。
分流电阻SHi、SHd与构成U相的下臂的IGBT和二极管连接，但也可以与构成U相的上臂的IGBT和二极管连接而检测电流。通过检测SH1或SHi、SHd的分流电阻器的电压，能够间接地检测电动机的各线电流。
因此，可知对于电流检测电路的检测信号，基于用矢量控制电路12求出的Iq和以PWM运算电路的u相的相电压Vu为基准的特定相位附近的电流，检测有功电流分量I1(r)和无功电流分量I1(i)，能够与上述实施例同样地调节栅极电阻。
实施例10
图11是PM电动机的简易等价电路。
由电枢电阻Ra、电枢电感La、电枢电流Ia、速度电动势Ea构成。
图12是用电力转换装置控制PM电动机的情况下的矢量图。
(a)是磁通恒定控制的情况，(b)是弱磁控制的情况。
作为用电力转换装置驱动PM电动机的控制，设由安装的磁体生成的磁通φm的方向为d轴，控制电流的矢量以使电枢电流Ia流过与d轴正交的q轴(电角θ＝90°)。
为了设定d轴，不使用磁极位置传感器而是用控制算法推测由磁体生成的磁通方向。
发生转矩无论直流机、交流机，都用磁通与电流的外积表示在该情况下，
在该情况下，电枢电流Ia相当于图2中说明的转矩电流分量Iq。
因此，与实施例2的说明同样地基于电枢电流分量，调节栅极驱动电路的栅极电阻。
图13是本发明的电力转换装置的PM电动机的控制框图(第八方式)。
如图12所说明，设由安装的磁体生成的磁通φm的方向为d轴，控制流过与d轴正交的q轴(电角θ＝90°)的电流的矢量。
用电流检测器CT检测PM电动机的线电流，用dq轴转换单元将检测出的电流转换至正交的dq轴，分解成励磁电流分量Id和转矩电流分量Iq。
d轴电流控制的电路以设定为在磁通φm的方向上流过的d轴电流指令Id*＝0，检测出的励磁电流分量Id总为0的方式工作(相当于图12(a)的矢量图)。如果这样控制，则q轴电流控制的电路将PM电动机中流过的电枢电流Ia作为转矩电流分量Iq地工作进行控制。即，能够将PM电动机中流过的电枢电流Ia作为与电动机的发生转矩成比例的转矩电流分量地工作。
在弱磁区间中，设定为d轴电流指令Id*<0，使由安装的磁体生成的磁通减少(相当于图12(b)的矢量图)。为了使磁通减少，将PM电动机中流过的电枢电流Ia的相位控制为90°以上(θ>90°)即可。
即，与图2(a)、(b)中说明的Iq同样地，在Ia小于预先设定的Iar的情况下，判断为交流机接近无负载状态，UPF和UNF使电阻可变电路断开，增大栅极驱动电路的栅极电阻，在Ia大于Iar的情况下，判断为交流机处于负载状态，UPF和UNF使电阻调节电阻导通，减小栅极驱动电路的栅极电阻。
当然，可以使用转矩电流指令Iq*代替检测出的电枢电流Ia。
当然，也可以基于电枢电流分量仅调节实施例6中说明的栅极驱动电路8UP和8UN的正向偏压电路的栅极电阻，或者仅调节实施例7中说明的栅极驱动电路8UP和8UN的反向偏压电路的栅极电阻，或者调节实施例8中说明的栅极驱动电路8UP和8UN的正向偏压电路和反向偏压电路的两个栅极电阻。当然，对于V相和W相也施加与U相同样工作的电路结构。
在以上实施例中，说明了预先设定的Iqr、I1(r)、Iar、值是交流机接近无负载的状态(负载率≈0)的水平，但即使设交流机的负载率例如是70％以下，本发明的意图和效果也是同样的。即，与预先决定的负载率相应地设定Iqr、I1r、Iar、值即可。
对于预先决定的Iqr、I1r、Iar、值，事前实施温度试验，根据Iq值与开关元件的温度上升值的相关数据、I1(r)值与开关元件的温度上升值的相关数据、Ia值与开关元件的温度上升值的相关数据、值与开关元件的温度上升值的相关数据求取即可。例如，事前的温度试验中Iq值超过额定转矩电流值Iqrr的70％时开关元件的温度上升值超过规定值的情况下，预先决定为Iqr＝70％即可。对于I1r、Iar、值也同样地根据事前的温度试验预先决定即可。
实施例11
图14是转矩电流基准设定值(绝对值)和栅极合成电阻的相关数据表的一例(第九方式)。
基于用事前的温度试验得到的Iq值和开关元件的温度上升值的相关数据，预先在非易失性存储器中存储转矩电流基准设定值(绝对值)IA(＝Iq/Iqrr)和与其对应的栅极合成电阻Rt。
用户从图1所示的数字操作面板7设定转矩电流基准设定值(绝对值)IA。从非易失性存储器读取与该设定值IA对应的栅极合成电阻Rt，选择与该栅极合成电阻值对应的串联电阻值RS。
(a)是在非易失性存储器中存储了与各个设定值IA对应的各个栅极合成电阻Rt的例子，(b)是在非易失性存储器中存储了与决定了范围的设定值IA对应的栅极合成电阻Rt的例子。
电动机的负载率由用户与设备对应地选定，不一定要以负载率100％运转。因此，用户能够根据设备的负载率自由选定栅极电阻值，这正是在EMC(电磁环境兼容性)的观点上有效的方法。
当然，即使是基于用事前的温度试验得到的I1(r)值与开关元件的温度上升值的相关数据，预先在非易失性存储器中存储基准设定值和与其对应的栅极合成电阻Rt，通过由用户用数字操作面板7设定基准设定值，而从非易失性存储器中读取与设定值对应的栅极合成电阻Rt，选择与该栅极合成电阻值对应的串联电阻值RS的结构，或者即使是基于Ia值与开关元件的温度上升值的相关数据，预先在非易失性存储器中存储基准设定值和与其对应的栅极合成电阻Rt，通过由用户用数字操作面板7设定基准设定值，而从非易失性存储器中读取与设定值对应的栅极合成电阻Rt，选择与该栅极合成电阻值对应的串联电阻值RS的结构，或者即使是基于值与开关元件的温度上升值的相关数据，预先在非易失性存储器中存储基准设定值和与其对应的栅极合成电阻Rt，通过由用户用数字操作面板7设定基准设定值，而从非易失性存储器中读取与设定值对应的栅极合成电阻Rt，选择与该栅极合成电阻值对应的串联电阻值RS的结构，本发明的意图都不变。
功率半导体开关元件具有随着元件中流过的电流增大，即使栅极电阻值相同，其开关速度也变慢的趋势，可以认为元件中流过的电流较小时，开关速度较快，噪声水平较大。
因此，能够基于有功电流、转矩电流或功率因数适当地判断电动机处于过励磁状态还是负载状态，判断速度也非常快，所以在检测出的有功电流、转矩电流或功率因数较小的情况下，能够通过增大半导体开关元件的栅极驱动电路的栅极驱动电阻值而减慢开关速度、降低噪声水平。
如以上实施例所示，在使用开关速度快的宽带隙半导体开关元件构成的电力转换装置中，与基于用电流检测电路检测出的转矩电流分量或有功电流分量得到的负载率相应地，改变栅极驱动电路的栅极驱动电阻值而控制宽带隙半导体开关元件的速度，从而具有能够抑制因dV/dt引起的泄漏电流以及防止噪声导致电力转换装置周边存在的流量计、压力计、传感器类的误动作的效果。

Claims (10)

1.一种电力转换装置，其特征在于，包括：
将交流电压转换成直流电压的整流器；
使由所述整流器转换后的直流电压平滑的直流中间电路；
将由所述直流中间电路平滑化了的直流电压转换成交流电压的逆变器；
驱动所述逆变器的半导体开关元件的栅极驱动电路；
检测流过该电力转换装置的电流的电流检测器；和
控制电路，其基于由所述电流检测器检测出的电流来检测电流分量值，基于该检测出的电流分量值或根据该电流分量值求出的功率因数值来改变所述栅极驱动电路的栅极电阻值，
其中，所述控制电路利用坐标轴转换将检测出的电流检测为转矩电流分量值或励磁电流分量值，或者对检测出的电流的特定相位附近进行取样，由此检测有功电流分量值或无功电流分量值，所述电流分量值是指所述转矩电流分量值或所述有功电流分量值。
2.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述半导体开关元件是宽带隙半导体元件。
3.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述电流检测器检测该电力转换装置的输出侧的电流或该电力转换装置的直流母线侧的电流。
4.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
在所述控制电路中，在所述转矩电流分量值、所述有功电流分量值或根据所述电流分量值求出的功率因数值大于预先设定的值的情况下，使所述栅极驱动电路的导通侧或断开侧的栅极电阻值比其变更前的值小。
5.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
在所述控制电路中，在所述转矩电流分量值、所述有功电流分量值或根据所述电流分量值求出的功率因数值大于预先设定的值的情况下，使所述栅极驱动电路的导通侧和断开侧的栅极电阻值比其变更前的值小。
6.一种电力转换装置的控制方法，其特征在于，包括：
将交流电压转换成直流电压的整流步骤；
使由所述整流步骤转换后的直流电压平滑的平滑步骤；
将由所述平滑步骤平滑化了的直流电压转换成交流电压的逆变步骤；
驱动半导体开关元件的驱动步骤；
检测流过该电力转换装置的电流的电流检测步骤；和
控制步骤，基于由所述电流检测步骤检测出的电流检测电流分量值，基于该检测出的电流分量值或根据该电流分量值求出的功率因数值改变栅极驱动电路的栅极电阻值，
其中，在所述控制步骤中，利用坐标轴转换将该检测出的电流检测为转矩电流分量值或励磁电流分量值，或者对该检测出的电流的特定相位附近进行取样，由此检测有功电流分量值或无功电流分量值，所述电流分量值是指所述转矩电流分量值或所述有功电流分量值。
7.如权利要求6所述的电力转换装置的控制方法，其特征在于：
所述半导体开关元件是宽带隙半导体元件。
8.如权利要求6所述的电力转换装置的控制方法，其特征在于：
所述电流检测步骤检测该电力转换装置的输出侧的电流或该电力转换装置的直流母线侧的电流。
9.如权利要求6所述的电力转换装置的控制方法，其特征在于：
在所述控制步骤中，在所述转矩电流分量值、所述有功电流分量值或根据所述电流分量值求出的功率因数值大于预先设定的值的情况下，使所述栅极驱动电路的导通侧或断开侧的栅极电阻值比其变更前的值小。
10.如权利要求6所述的电力转换装置的控制方法，其特征在于：
在所述控制步骤中，在所述转矩电流分量值、所述有功电流分量值或根据所述电流分量值求出的功率因数值大于预先设定的值的情况下，使所述栅极驱动电路的导通侧和断开侧的栅极电阻值比其变更前的值小。
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