WO2020066035A1 - 電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a power conversion device that converts AC power into DC power, a motor drive device, and an air conditioner.
- the power conversion device that converts supplied AC power into DC power and outputs the converted power by using a bridge circuit composed of switching elements.
- the power conversion device can perform a boosting operation of boosting the voltage of AC power and a synchronous rectification operation of rectifying AC power by turning on and off the switching element.
- Patent Literature 1 discloses that a power conversion device sets two switching elements of four switching elements according to a polarity of a voltage according to a voltage of AC power supplied from an AC power supply and a current flowing to the AC power supply. There is disclosed a technique for controlling the other two switching elements in accordance with the polarity of the current.
- the switching frequency is low, so that the reactor connected between the converter and the AC power supply is large.
- the power converter can reduce the size of the reactor by using a switching element having a high switching speed.
- the power conversion device has a problem that when a switching element having a high switching speed is used, noise such as radiation noise and conduction noise increases due to an increase in the switching frequency.
- the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide a power converter capable of reducing noise while reducing the size of a reactor.
- a power conversion device of the present invention includes at least one leg formed by connecting switching elements in which diodes are connected in parallel in series, and is output from an AC power supply. And a reactor having one end connected to an AC power supply and the other end connected to a connection point of two switching elements of the leg.
- the short-circuit current flowing when the bridge circuit is short-circuited depends on the polarity of the AC power supply, and from the reactor, the order of the leg switching elements that flow the current in the reverse direction to the forward direction of the diode connected in parallel, or The current flows from the switching element of the leg, in which the current flows in the direction opposite to the forward direction of the diode connected in parallel, to the reactor in the order.
- the power conversion device according to the present invention has an effect that noise can be reduced while reducing the size of the reactor.
- FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of a power conversion device according to the first embodiment.
- Schematic sectional view showing a schematic structure of a MOSFET 1 is a first diagram illustrating a path of a current flowing through a power conversion device according to a first embodiment when an absolute value of a power supply current is larger than a current threshold value and a power supply voltage polarity is positive.
- FIG. 1 is a first diagram illustrating a path of a current flowing through the power conversion device according to the first embodiment when the absolute value of the power supply current is larger than a current threshold value and the power supply voltage polarity is negative.
- FIG. 4 is a diagram illustrating a first configuration example of a gate drive unit included in the bridge circuit of the power conversion device according to the first embodiment.
- FIG. 3 is a diagram illustrating a second configuration example of the gate drive unit included in the bridge circuit of the power conversion device according to the first embodiment.
- FIG. 5 is a diagram illustrating a third configuration example of the gate drive unit included in the bridge circuit of the power conversion device according to the first embodiment.
- FIG. 4 is a diagram illustrating a fourth configuration example of the gate drive unit included in the bridge circuit of the power conversion device according to the first embodiment.
- FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a hardware configuration that realizes a control unit included in the power conversion device according to the first embodiment.
- FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of a motor drive device according to a second embodiment. The figure which shows the example of a structure of the air conditioner which concerns on Embodiment 3.
- FIG. 9 is a diagram showing a configuration example of a power converter according to a fourth embodiment
- FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power conversion device 100 according to Embodiment 1 of the present invention.
- the power conversion device 100 is a power supply device having an AC / DC conversion function of converting AC power supplied from the AC power supply 1 to DC power and applying the DC power to the load 50 using the bridge circuit 3.
- the power conversion device 100 includes a reactor 2, a bridge circuit 3, a smoothing capacitor 4, a power supply voltage detector 5, a power supply current detector 6, a bus voltage detector 7, a controller, 10 is provided.
- the bridge circuit 3 is a circuit including two arms in which two switching elements each having a diode connected in parallel are connected in series, and two arms connected in parallel.
- the bridge circuit 3 converts an AC voltage output from the AC power supply 1 into a DC voltage.
- the bridge circuit 3 includes a first arm 31 that is a first circuit and a second arm 32 that is a second circuit.
- the first arm 31 includes a switching element 311 and a switching element 312 connected in series.
- a parasitic diode 311a is formed in the switching element 311.
- the parasitic diode 311a is connected in parallel between the drain and the source of the switching element 311.
- a parasitic diode 312a is formed in the switching element 312.
- the parasitic diode 312a is connected in parallel between the drain and the source of the switching element 312.
- Each of the parasitic diodes 311a and 312a is a diode used as a freewheeling diode.
- the first arm 31 may be referred to as a leg.
- the second arm 32 includes a switching element 321 and a switching element 322 connected in series.
- the second arm 32 is connected in parallel to the first arm 31.
- the switching element 321 is formed with a parasitic diode 321a.
- the parasitic diode 321a is connected in parallel between the drain and the source of the switching element 321.
- the switching element 322 is formed with a parasitic diode 322a.
- the parasitic diode 322a is connected in parallel between the drain and the source of the switching element 322.
- Each of the parasitic diodes 321a and 322a is a diode used as a freewheeling diode.
- the second arm 32 may be referred to as a leg.
- the power conversion device 100 includes a first wiring 501 and a second wiring 502, each of which is connected to the AC power supply 1, and a reactor 2 arranged on the first wiring 501.
- the first arm 31 includes a switching element 311 as a first switching element, a switching element 312 as a second switching element, and a third wiring 503 having a first connection point 506.
- the switching element 311 and the switching element 312 are connected in series by a third wiring 503.
- the first wiring 501 is connected to the first connection point 506.
- the first connection point 506 is connected to the AC power supply 1 via the first wiring 501 and the reactor 2.
- the reactor 2 it can be said that one end is connected to the AC power supply 1 and the other end is connected to a connection point between the switching element 311 and the switching element 312.
- the second arm 32 includes a switching element 321 as a third switching element, a switching element 322 as a fourth switching element, and a fourth wiring 504 including a second connection point 508. 321 and the switching element 322 are connected in series by the fourth wiring 504.
- the second wiring 502 is connected to the second connection point 508. Second connection point 508 is connected to AC power supply 1 via second wiring 502.
- the bridge circuit 3 includes a gate driver 33 for driving the switching element 311, a gate driver 34 for driving the switching element 312, a gate driver 35 for driving the switching element 321, and a gate for driving the switching element 322.
- a driving unit 36 The gate driving unit 33 is a first driving unit that turns on or off the switching element 311 based on the control signal generated by the control unit 10.
- the gate driving unit 34 is a second driving unit that turns on or off the switching element 312 based on the control signal generated by the control unit 10.
- the gate driving unit 35 is a third driving unit that turns on or off the switching element 321 based on the control signal generated by the control unit 10.
- the gate driving unit 36 is a fourth driving unit that turns on or off the switching element 322 based on the control signal generated by the control unit 10.
- the gate driving units 33 to 36 control the switching speed of the connected switching elements by the gate resistance provided inside.
- the gate driver 33 uses different gate resistances when turning on the switching element 311 and when turning off the switching element 311.
- the gate driving unit 34 uses different gate resistances when the switching element 312 is turned on and when the switching element 312 is turned off.
- the specific configuration of the gate driving units 33 and 34 will be described later.
- the gate driving units 35 and 36 have one gate resistance inside, and use the same resistance as the gate resistance when turning on and when turning off. In the following description, turn-on may be simply referred to as on, and turn-off may be simply referred to as off.
- the gate driver is not limited to the example of FIG. 1, and one gate driver may turn on or off the switching elements 311 and 312, or one gate driver may turn on the switching elements 321 and 322. Or you may turn off.
- the smoothing capacitor 4 is a capacitor connected in parallel to the bridge circuit 3, more specifically, to the second arm 32.
- one end of the switching element 311 is connected to the positive side of the smoothing capacitor 4
- the other end of the switching element 311 is connected to one end of the switching element 312, and the other end of the switching element 312 is connected to the negative side of the smoothing capacitor 4. Connected to the side.
- the switching elements 311, 312, 321, 322 are constituted by MOSFETs.
- the switching elements 311, 312, 321, and 322 have a wide band gap such as gallium nitride (GaN), gallium oxide (Gallium oxide: Ga 2 O 3 ), silicon carbide (Silicon Carbide: SiC), diamond, or aluminum nitride.
- GaN gallium nitride
- Ga 2 O 3 gallium oxide
- SiC silicon carbide
- WBG Wide Band Gap
- a MOSFET composed of a semiconductor can be used.
- the withstand voltage is high and the allowable current density is high, so that the module can be downsized. Since the WBG semiconductor has high heat resistance, it is also possible to reduce the size of the heat radiation fins of the heat radiation part.
- the switching speed of switching elements 311 and 312 is higher than the switching speed of switching elements 321 and 322.
- the control unit 10 generates a control signal for operating the gate driving units 33 to 36 of the bridge circuit 3 based on signals output from the power supply voltage detection unit 5, the power supply current detection unit 6, and the bus voltage detection unit 7, respectively.
- the power supply voltage detector 5 is a voltage detector that detects a power supply voltage Vs, which is a voltage value of an output voltage of the AC power supply 1, and outputs an electric signal indicating a detection result to the controller 10.
- the power supply current detection unit 6 is a current detection unit that detects the power supply current Is, which is the current value of the current output from the AC power supply 1, and outputs an electric signal indicating the detection result to the control unit 10.
- the power supply current Is is a current value of a current flowing between the AC power supply 1 and the bridge circuit 3.
- the bus voltage detection unit 7 is a voltage detection unit that detects the bus voltage Vdc and outputs an electric signal indicating the detection result to the control unit 10.
- the bus voltage Vdc is a voltage obtained by smoothing the output voltage of the bridge circuit 3 with the smoothing capacitor 4.
- the control unit 10 generates a control signal according to the power supply voltage Vs, the power supply current Is, and the bus voltage Vdc, operates the gate driving units 33 to 36, and controls on / off of the switching elements 311, 312, 321, 322. .
- the control unit 10 may control on / off of the switching elements 311, 312, 321, 322 by using at least one of the power supply voltage Vs, the power supply current Is, and the bus voltage Vdc.
- switching elements 311 and 321 connected to the positive side of AC power supply 1, that is, the positive terminal of AC power supply 1, may be referred to as upper switching elements.
- switching elements 312 and 322 connected to the negative side of AC power supply 1, that is, the negative terminal of AC power supply 1, may be referred to as lower switching elements.
- the upper switching element and the lower switching element operate complementarily. That is, when one of the upper switching element and the lower switching element is on, the other is off.
- the switching elements 311 and 312 constituting the first arm 31 are driven by PWM (Pulse Width Modulation) signals, which are drive signals generated by the gate drive units 33 and 34, respectively.
- PWM Pulse Width Modulation
- the operation of turning on or off the switching elements 311 and 312 according to the PWM signal is hereinafter also referred to as a switching operation.
- a short circuit of the smoothing capacitor 4 is referred to as a capacitor short circuit.
- the capacitor short-circuit is a state in which the energy stored in the smoothing capacitor 4 is released and the current is regenerated in the AC power supply 1.
- the switching elements 321 and 322 of the second arm 32 are turned on or off by the driving signals generated by the gate driving units 35 and 36, respectively.
- the switching elements 321 and 322 are basically turned on or off according to the power supply voltage polarity that is the polarity of the voltage output from the AC power supply 1. Specifically, when the power supply voltage polarity is positive, the switching element 322 is on and the switching element 321 is off, and when the power supply voltage polarity is negative, the switching element 321 is on and Element 322 is off.
- control signals to the gate drive units 33 to 36 are indicated by arrows from the control unit 10 to the bridge circuit 3.
- FIG. 2 is a schematic sectional view showing a schematic structure of the MOSFET.
- FIG. 2 illustrates an n-type MOSFET.
- a p-type semiconductor substrate 600 is used as shown in FIG.
- a source electrode S, a drain electrode D, and a gate electrode G are formed on the semiconductor substrate 600.
- High-concentration impurities are ion-implanted into a portion in contact with the source electrode S and the drain electrode D to form an n-type region 601.
- an oxide insulating film 602 is formed between a portion where the n-type region 601 is not formed and the gate electrode G. That is, the oxide insulating film 602 is interposed between the gate electrode G and the p-type region 603 in the semiconductor substrate 600.
- the channel 604 is an n-type channel in the example of FIG.
- FIG. 3 is a first diagram showing a path of a current flowing through power conversion device 100 according to Embodiment 1 when the absolute value of power supply current Is is larger than the current threshold value and the power supply voltage polarity is positive.
- the power supply voltage polarity is positive
- the switching element 311 and the switching element 322 are on
- the switching element 312 and the switching element 321 are off.
- current flows in the order of AC power supply 1, reactor 2, switching element 311, smoothing capacitor 4, switching element 322, and AC power supply 1.
- the synchronous rectification operation is performed by causing the current not to flow through the parasitic diode 311a and the parasitic diode 322a but to flow through each channel of the switching element 311 and the switching element 322.
- the switching elements that are turned on are indicated by circles. The same applies to the following drawings.
- FIG. 4 is a first diagram illustrating a path of a current flowing in power conversion device 100 according to Embodiment 1 when the absolute value of power supply current Is is larger than the current threshold value and the power supply voltage polarity is negative.
- the power supply voltage polarity is negative
- the switching element 312 and the switching element 321 are on
- the switching element 311 and the switching element 322 are off.
- current flows in the order of the AC power supply 1, the switching element 321, the smoothing capacitor 4, the switching element 312, the reactor 2, and the AC power supply 1.
- the synchronous rectification operation is performed by causing the current not to flow through the parasitic diode 321a and the parasitic diode 312a but to flow through each channel of the switching element 321 and the switching element 312.
- FIG. 5 is a second diagram illustrating a path of a current flowing through power conversion device 100 according to Embodiment 1 when the absolute value of power supply current Is is larger than the current threshold value and the power supply voltage polarity is positive.
- the power supply voltage polarity is positive
- the switching element 312 and the switching element 322 are on
- the switching element 311 and the switching element 321 are off.
- a current flows in the order of the AC power supply 1, the reactor 2, the switching element 312, the switching element 322, and the AC power supply 1, and a power supply short-circuit path that does not pass through the smoothing capacitor 4 is formed.
- a current does not flow through the parasitic diode 312a and the parasitic diode 322a, but a current flows through each channel of the switching element 312 and the switching element 322, thereby forming a power supply short-circuit path. .
- FIG. 6 is a second diagram illustrating a path of a current flowing through power conversion device 100 according to Embodiment 1 when the absolute value of power supply current Is is larger than the current threshold value and the power supply voltage polarity is negative.
- the power supply voltage polarity is negative, the switching element 311 and the switching element 321 are on, and the switching element 312 and the switching element 322 are off.
- current flows in the order of the AC power supply 1, the switching element 321, the switching element 311, the reactor 2, and the AC power supply 1, and a power supply short-circuit path that does not pass through the smoothing capacitor 4 is formed.
- a current does not flow through the parasitic diode 321a and the parasitic diode 311a, but a current flows through each channel of the switching element 321 and the switching element 311. Thus, a power supply short-circuit path is formed. .
- the switching elements 311 and 312 function as switches for controlling the flow of the short-circuit current.
- the switching elements 321 and 322 function as rectifiers.
- the short-circuit current flowing when the bridge circuit 3 is short-circuited depends on the polarity of the AC power supply 1, in the order of the switching element 312 which flows the current from the reactor 2 in a direction opposite to the forward direction of the parasitic diode 312 a.
- the current flows from the switching element 311 in which the current flows in the reverse direction to the forward direction of the parasitic diode 311a, and then flows in the order of the reactor 2.
- a current may flow through the parasitic diode 311a of the switching element 311 depending on the on / off timing.
- a load-side voltage DC voltage
- noise recovery noise
- the control unit 10 can control the values of the power supply current Is and the bus voltage Vdc by controlling the switching of the current paths described above.
- the power converter 100 continuously switches between the load power supply mode shown in FIG. 3 and the power supply short-circuit mode shown in FIG. 5 when the power supply voltage polarity is positive, and the load shown in FIG. 4 when the power supply voltage polarity is negative.
- the control unit 10 sets the switching frequency of the switching elements 311 and 312 performing the switching operation by PWM higher than the switching frequency of the switching elements 321 and 322 performing the switching operation according to the polarity of the power supply voltage Vs.
- the on / off of the switching elements 311, 312, 321, 322 is controlled.
- the switching elements 311, 312, 321 and 322 when they are not distinguished, they may be simply referred to as switching elements.
- the parasitic diodes 311a, 312a, 321a, and 322a are not distinguished, they may be simply referred to as parasitic diodes.
- the configuration of the gate driving units 33 and 34 included in the bridge circuit 3 will be described.
- the bridge circuit 3 since the reactor 2 is connected, noise caused by the switching elements 311 and 312 of the first arm 31 can be reduced, and the swing of the ground line of the bridge circuit 3 can be suppressed.
- the bridge circuit 3 since the noise caused by the switching elements 311 and 312 can be reduced, the resistance value of the gate resistance of the gate driving units 33 and 34 connected to each of the switching elements 311 and 312 can be reduced. .
- the switching speed of the switching elements 311 and 312 can be made higher than the switching speed of the switching elements 321 and 322.
- the size of the reactor 2 is reduced, that is, the size of the reactor 2 is reduced, as compared with the case where the switching speed of the switching elements 311 and 312 is the same as the switching speed of the switching elements 321 and 322. Can be.
- the bridge circuit 3 can increase the switching speed of the switching elements 311 and 312 by reducing the resistance values of the gate resistors of the gate driving units 33 and 34.
- the bridge circuit 3 even if the switching speed of the switching elements 311 and 312 is excessively increased, the radiation noise due to the switching, the leakage current returns from the load 50 or the configuration connected to the load 50 via the ground impedance. Noise such as conduction noise increases. Further, in the switching elements 311 and 312, the state of noise generation may be different between when turning on and when turning off. Therefore, in the present embodiment, in the gate driving units 33 and 34 that turn on and off the switching elements 311 and 312, gate resistances having different resistance values are used when turning on and when turning off.
- the gate driving units 33 and 34 change the resistance values of the gate resistors used in the operation of the switching elements 311 and 312 in the operation of the smaller noise generated at the time of turn-on or turn-off by the operation of the larger noise. Is smaller than the resistance value of the gate resistor used in step (1).
- the bridge circuit 3 can suppress generation of noise and improve the switching speed of the switching element. it can.
- FIG. 7 is a diagram illustrating a first configuration example of the gate drive unit 33 included in the bridge circuit 3 of the power conversion device 100 according to the first embodiment.
- the gate driving unit 33 includes a resistor 331, a diode 332, and a resistor 333.
- the resistor 331 is a gate resistor, and is a first resistor used when the switching element 311 is turned off.
- the diode 332 is a first diode that passes a current when the switching element 311 is turned off.
- the diode 332 has a cathode connected to the resistor 331 and an anode connected to the switching element 311. Note that the arrangement of the diode 332 shown in FIG. 7 is an example, and the present invention is not limited to this.
- the diode 332 may have a cathode connected to the control unit 10 and an anode connected to the resistor 331.
- the resistor 333 is a gate resistor, and is a second resistor used when the switching element 311 is turned on. In FIG. 7, a series circuit of the resistor 331 and the diode 332 and the resistor 333 are connected in parallel.
- the circuit shown in FIG. 7 is a speed changing unit that changes the switching speed when the switching element 311 is turned on and off. The same applies to the circuits included in the gate driver described below.
- the gate driver 33 changes the switching speed at the time of on / off according to the resistance value of the gate resistor.
- the resistance value of the resistor 331 ⁇ the resistance value of the resistor 333.
- the difference between the resistance value of the resistor 331 and the resistance value of the resistor 333 is large, for example, when there is a difference of 10 times or more, the current from the switching element 311 to the control unit 10 almost flows to the resistor 331, It hardly flows to 333.
- the resistance value of the gate resistance when the gate driving unit 33 turns off the switching element 311 is approximately the resistance value of the resistance 331.
- the resistance value of the resistor 331 and the resistance value of the resistor 333 are not the same or the difference is not large, the current from the switching element 311 to the control unit 10 also flows through the resistor 333.
- the resistance value of the gate resistance when the gate driving unit 33 turns off the switching element 311 is the resistance value of the combined resistance in which the resistance 331 and the resistance 333 are connected in parallel.
- the resistance value of the resistor 331 ⁇ the resistance value of the resistor 333 the resistance value of the combined resistor is smaller than the resistance value of the resistor 333.
- the gate driver 33 When the gate driver 33 turns on the switching element 311, no current flows through the resistor 331 in the gate driver 33 because the diode 332 is connected in the reverse direction. A current flows through 311. At this time, the resistance value of the gate resistance when the gate driving unit 33 turns on the switching element 311 is the resistance value of the resistance 333.
- the gate driving unit 33 uses the resistor 333 as a gate resistor at the time of turn-on with large noise, and uses the resistor 331 or the combined resistance of the resistor 331 and the resistor 333 as the gate resistor at the time of turn-off with small noise. Can be used.
- FIG. 8 is a diagram illustrating a second configuration example of the gate driving unit 33 included in the bridge circuit 3 of the power conversion device 100 according to the first embodiment.
- the gate driving unit 33 includes a resistor 331, a resistor 333, and a diode 334.
- the diode 334 is a second diode that passes a current when the switching element 311 is turned on.
- the diode 334 has an anode connected to the resistor 333 and a cathode connected to the switching element 311.
- the diode 334 shown in FIG. 8 is an example, and the present invention is not limited to this.
- the diode 334 may have an anode connected to the control unit 10 and a cathode connected to the resistor 333.
- a resistor 331 and a series circuit of a resistor 333 and a diode 334 are connected in parallel.
- the resistance value of the resistor 331 ⁇ the resistance value of the resistor 333. 8 when the difference between the resistance value of the resistor 331 and the resistance value of the resistor 333 is large, for example, when there is a difference of 10 times or more, the current from the control unit 10 to the switching element 311 almost flows to the resistor 333, 331 hardly flows. At this time, the resistance value of the gate resistance when the gate driving unit 33 turns on the switching element 311 is approximately the resistance value of the resistance 333. When the resistance value of the resistor 331 and the resistance value of the resistor 333 are not the same or the difference is not large, the current from the control unit 10 to the switching element 311 also flows through the resistor 331.
- the resistance value of the gate resistance when the gate driving unit 33 turns on the switching element 311 is the resistance value of the combined resistance in which the resistance 333 and the resistance 331 are connected in parallel.
- the resistance value of the resistor 331 is equal to or greater than the resistance value of the resistor 333, the resistance value of the combined resistor is smaller than the resistance value of the resistor 331.
- the gate driving unit 33 uses the resistor 331 as a gate resistor when the noise is turned off, and uses the resistor 333 or a combined resistance of the resistor 333 and the resistor 331 as the gate resistor when the noise is turned off. Can be used.
- FIG. 9 is a diagram illustrating a third configuration example of the gate driving unit 33 included in the bridge circuit 3 of the power conversion device 100 according to the first embodiment.
- the gate driving unit 33 includes a resistor 331, a diode 332, a resistor 333, and a diode 334.
- a series circuit of a resistor 331 and a diode 332 and a series circuit of a resistor 333 and a diode 334 are connected in parallel.
- the resistance value of the resistor 331 ⁇ the resistance value of the resistor 333.
- the gate driver 33 turns on the switching element 311
- no current flows through the resistor 331 in the gate driver 33 because the diode 332 is connected in the reverse direction, and the resistor 333 connected with the diode 334 in the forward direction.
- a current flows from the control unit 10 to the switching element 311.
- the resistance value of the gate resistance when the gate driving unit 33 turns on the switching element 311 is the resistance value of the resistance 333.
- the gate driver 33 turns off the switching element 311
- the diode 334 is connected in the reverse direction
- the resistor 331 to which the diode 332 is connected in the forward direction is connected.
- a current flows from the switching element 311 to the control unit 10.
- the resistance value of the gate resistance when the gate driving unit 33 turns off the switching element 311 is the resistance value of the resistance 331.
- the resistance of the resistor 331 > the resistance of the resistor 333.
- the gate driving unit 33 uses the resistor 331 having a resistance value considering the noise at the time of turn-off as a gate resistor, and the resistor 333 having a resistance value considering the noise at the time of turn-on. Can be used as a gate resistor.
- the gate driving units 33 and 34 have the same configuration
- the configuration of the gate drive unit 33 is the configuration illustrated in FIG. 7
- the configuration of the gate drive unit 34 can be configured as illustrated in FIG. 8 or FIG.
- FIG. 10 is a diagram illustrating a fourth configuration example of the gate driving units 33 and 34 included in the bridge circuit 3 of the power conversion device 100 according to the first embodiment.
- the gate driving unit 33 includes a resistor 331, a diode 332, and a resistor 333.
- the gate drive unit 34 includes a resistor 341, a diode 342, and a resistor 343.
- the resistor 341 is a gate resistor, and is a third resistor used when the switching element 312 is turned off.
- Diode 342 is a third diode that allows current to flow when switching element 312 is turned off.
- the diode 342 has a cathode connected to the resistor 341 and an anode connected to the switching element 312. Note that the arrangement of the diode 342 illustrated in FIG. 10 is an example, and the present invention is not limited to this.
- the diode 342 may have a cathode connected to the control unit 10 and an anode connected to the resistor 341.
- the resistor 343 is a gate resistor, and is a fourth resistor used when the switching element 312 is turned on. In FIG. 10, a series circuit of the resistor 341 and the diode 342 and the resistor 343 are connected in parallel.
- the resistance of the resistor 343 of the gate driving unit 34 is set to be larger than the resistance of the resistor 333 of the gate driving unit 33.
- the resistance of the resistor 341 of the gate driver 34 is made larger than the resistance of the resistor 331 of the gate driver 33.
- the bridge circuit 3 can use a gate resistor having an appropriate resistance value according to the magnitude of noise generated in each switching element.
- the resistance value of the gate resistance when the gate driving unit 33 turns on the switching element 311 may be different from the resistance value of the gate resistance when the gate driving unit 34 turns on the switching element 312.
- the resistance value of the gate resistance when the gate driving unit 33 turns off the switching element 311 may be different from the resistance value of the gate resistance when the gate driving unit 34 turns off the switching element 312.
- the power conversion device 100 uses the gate resistances of the gate driving units 33 and 34 set according to the magnitude of the noise generated in the switching elements 311 and 312, without changing the control contents of the control unit 10. , Noise generation can be suppressed.
- the configuration of the gate driving units 33 and 34 is the same as the configuration of the gate driving unit 33 of FIG. 7, but this is an example, and the configuration is not limited to this.
- As the configuration of the gate driving units 33 and 34 a configuration similar to that of the gate driving unit 33 of FIG. 8 or 9 may be used.
- One method of increasing the switching speed of the switching element in the power conversion device 100 is a method of reducing the gate resistance of the switching element. As the gate resistance decreases, the charging / discharging time for the gate input capacitance becomes shorter, and the turn-on period and the turn-off period become shorter, so that the switching speed becomes faster.
- the switching element by configuring the switching element with a WBG semiconductor such as GaN or SiC, loss per switching can be further suppressed, efficiency is further improved, and high-frequency switching can be performed. Further, by enabling high-frequency switching, the size of the reactor 2 can be reduced, and the size and weight of the power conversion device 100 can be reduced. In addition, by using a WBG semiconductor for the switching element, the switching speed is improved and the switching loss is suppressed, so that a heat radiation measure that allows the switching element to continue normal operation can be simplified. Further, by using a WBG semiconductor for the switching element, the switching frequency can be set to a sufficiently high value, for example, 16 kHz or more, so that noise due to switching can be suppressed.
- a WBG semiconductor for the switching element the switching frequency can be set to a sufficiently high value, for example, 16 kHz or more, so that noise due to switching can be suppressed.
- the GaN semiconductor In the GaN semiconductor, a two-dimensional electron gas is generated at the interface between the GaN layer and the aluminum gallium nitride layer, and the two-dimensional electron gas has high carrier mobility. Therefore, a switching element using a GaN semiconductor can realize high-speed switching.
- the AC power supply 1 is a commercial power supply of 50 Hz / 60 Hz
- the audible frequency ranges from 16 kHz to 20 kHz, that is, from 266 times to 400 times the frequency of the commercial power supply.
- GaN semiconductors are suitable for switching at frequencies higher than the audible frequency.
- the switching elements 311, 312, 321, and 322 made of a GaN semiconductor have extremely low switching loss even when driven at a switching frequency of several tens kHz or more, specifically, a switching frequency higher than 20 kHz. small. Therefore, no heat radiation measures are required, or the size of the heat radiation member used for the heat radiation measures can be reduced, and the power conversion device 100 can be reduced in size and weight. Further, since high-frequency switching becomes possible, the size of the reactor 2 can be reduced.
- the switching frequency is preferably set to 150 kHz or less so that the primary component of the switching frequency does not fall within the measurement range of the noise terminal voltage standard.
- the WBG semiconductor since the WBG semiconductor has a smaller capacitance than the Si semiconductor, the generation of the recovery current due to the switching is small, and the generation of the loss and the noise due to the recovery current can be suppressed. Therefore, the WBG semiconductor is suitable for high-frequency switching. .
- the switching elements 311 and 312 of the first arm 31 having a larger number of switching times than the second arm 32 are formed of a GaN semiconductor.
- the switching elements 321 and 322 of the small second arm 32 may be made of a SiC semiconductor. Thereby, the characteristics of each of the SiC semiconductor and the GaN semiconductor can be maximized. Further, by using the SiC semiconductor for the switching elements 321 and 322 of the second arm 32 having a smaller number of switching times than the first arm 31, the ratio of the conduction loss to the loss of the switching elements 321 and 322. And the turn-on loss and the turn-off loss are reduced.
- the switching elements 321 and 322 of the second arm 32 having a small number of switching times may use a super junction (Super Junction: SJ) -MOSFET.
- SJ super junction
- SJ-MOSFET it is possible to suppress the demerit that the capacitance is high and the recovery is likely to occur while taking advantage of the low on-resistance, which is an advantage of the SJ-MOSFET.
- the manufacturing cost of the second arm 32 can be reduced as compared with the case where a WBG semiconductor is used.
- the WBG semiconductor has higher heat resistance than the Si semiconductor, and can operate even at a high junction temperature. Therefore, by using a WBG semiconductor, the first arm 31 and the second arm 32 can be configured with a small chip having high thermal resistance. In particular, a SiC semiconductor having a low yield at the time of manufacturing a chip can be reduced in cost by using it for a small chip.
- the WBG semiconductor has higher heat resistance than the Si semiconductor, and has a higher allowable level of switching heat generation due to the bias of loss between the arms. Therefore, the WBG semiconductor is suitable for the first arm 31 in which switching loss occurs due to high-frequency driving.
- FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a hardware configuration that realizes the control unit 10 included in the power conversion device 100 according to the first embodiment.
- the control unit 10 is realized by the processor 201 and the memory 202.
- the processor 201 is a CPU (Central Processing Unit), a central processing unit, a processing device, an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a processor, a DSP (Digital Signal Processor), or a system LSI (Large Scale Integration).
- the memory 202 is nonvolatile or volatile such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), and EEPROM (registered trademark) (Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory). Can be exemplified.
- the memory 202 is not limited to these, and may be a magnetic disk, an optical disk, a compact disk, a mini disk, or a DVD (Digital Versatile Disc).
- the power conversion device 100 can attenuate the switching noise generated in the switching elements 311 and 312 due to the influence of the impedance of the reactor 2, so that the noise can be reduced while reducing the size of the reactor 2.
- the switching speed of the switching elements 311 and 312 is set to be higher than the switching speed of the switching elements 321 and 322.
- the gate driving unit 33 that drives the switching element 311 uses a gate resistor having a different resistance value when turning on and off the switching element 311, and changes the switching speed between turn-on and turn-off. Change.
- the gate driving unit 34 that drives the switching element 312 changes the switching speed between turn-on and turn-off by using gate resistances having different resistance values when the switching element 312 is turned on and when it is turned off.
- power conversion device 100 can reduce noise while reducing the size of reactor 2.
- the gate driving unit 33 uses a gate resistance set according to the magnitude of the noise generated in the switching element 311, and the gate driving unit 34 controls the noise generated in the switching element 312. Use the gate resistance set according to the size. That is, the gate driving unit 33 and the gate driving unit 34 use gate resistances having different resistance values when turning on the switching elements, and use gate resistances having different resistance values when turning off the switching elements.
- the power conversion device 100 can use the gate resistors having different resistance values in the gate driving units 33 and 34, and can change the control contents of the control unit 10 according to the actual noise generation state without changing the control contents. Noise can be reduced.
- Embodiment 2 FIG. In the second embodiment, a motor driving device including the power conversion device 100 described in the first embodiment will be described.
- FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration example of a motor driving device 101 according to the second embodiment.
- the motor driving device 101 drives a motor 42 as a load.
- the motor driving device 101 includes the power conversion device 100 according to the first embodiment, an inverter 41, a motor current detection unit 44, and an inverter control unit 43.
- the inverter 41 drives the motor 42 by converting DC power supplied from the power converter 100 into AC power and outputting the AC power to the motor 42.
- the load of the motor driving device 101 is the motor 42
- the device connected to the inverter 41 may be a device to which AC power is input. Other devices may be used.
- the inverter 41 is a circuit in which a switching element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) has a three-phase bridge configuration or a two-phase bridge configuration.
- the switching element used for the inverter 41 is not limited to the IGBT, but may be a switching element made of a WBG semiconductor, an IGCT (Integrated Gate Commutated Thyristor), an FET (Field Effect Transistor) or a MOSFET.
- the motor current detector 44 detects a current flowing between the inverter 41 and the motor 42.
- the inverter control unit 43 uses the current detected by the motor current detection unit 44 to generate a PWM signal for driving a switching element in the inverter 41 so that the motor 42 rotates at a desired rotation speed.
- the inverter control unit 43 is realized by a processor and a memory, similarly to the control unit 10. Note that the inverter control unit 43 of the motor drive device 101 and the control unit 10 of the power conversion device 100 may be realized by one circuit.
- the bus voltage Vdc necessary for controlling the bridge circuit 3 changes according to the operation state of the motor 42.
- the bus voltage Vdc output from power conversion device 100 A region where the output voltage from the inverter 41 saturates beyond the upper limit limited by the bus voltage Vdc is called an overmodulation region.
- the number of windings on the stator of the motor 42 can be increased accordingly.
- the number of windings of the motor 42 is set to an appropriate value.
- the use of the power converter 100 reduces the bias of heat generation between the arms, and realizes a highly reliable and high-output motor drive device 101.
- Embodiment 3 FIG. In the third embodiment, an air conditioner including the motor drive device 101 described in the second embodiment will be described.
- FIG. 13 is a diagram illustrating a configuration example of an air conditioner 700 according to Embodiment 3.
- the air conditioner 700 is an example of a refrigeration cycle device, and includes the motor drive device 101 and the motor 42 according to the second embodiment.
- the air conditioner 700 includes a compressor 81 including a compression mechanism 87 and a motor 42, a four-way valve 82, an outdoor heat exchanger 83, an expansion valve 84, an indoor heat exchanger 85, and a refrigerant pipe 86.
- the air conditioner 700 is not limited to a separate type air conditioner in which an outdoor unit is separated from an indoor unit, and includes a compressor 81, an indoor heat exchanger 85, and an outdoor heat exchanger 83 provided in one housing.
- a body type air conditioner may be used.
- the motor 42 is driven by the motor driving device 101.
- a compression mechanism 87 for compressing the refrigerant and a motor 42 for operating the compression mechanism 87 are provided inside the compressor 81.
- the refrigerant circulates through the compressor 81, the four-way valve 82, the outdoor heat exchanger 83, the expansion valve 84, the indoor heat exchanger 85, and the refrigerant pipe 86 to form a refrigeration cycle.
- the components included in the air conditioner 700 can be applied to devices such as a refrigerator or a freezer including a refrigeration cycle.
- the configuration example in which the motor 42 is used as the driving source of the compressor 81 and the motor 42 is driven by the motor driving device 101 has been described.
- the motor 42 may be applied to a drive source for driving an indoor unit blower and an outdoor unit blower (not shown) included in the air conditioner 700, and the motor 42 may be driven by the motor driving device 101.
- the motor 42 may be applied to a drive source of the indoor unit blower, the outdoor unit blower, and the compressor 81, and the motor 42 may be driven by the motor driving device 101.
- the reactor 2 can be downsized by the interleave method. However, in the air conditioner 700, there are many operations under intermediate conditions. Therefore, the reactor 2 does not need to be downsized. However, it is effective in terms of suppressing harmonics and power factor.
- the power converter 100 can suppress the switching loss, the temperature rise of the power converter 100 is suppressed, and even if the size of the outdoor unit blower (not shown) is reduced, the size of the board mounted on the power converter 100 can be reduced. Cooling capacity can be secured. Therefore, the power converter 100 is suitable for an air conditioner 700 having high efficiency and high output of 4.0 kW or more.
- the high-frequency driving of the switching element can reduce the switching loss, realize a low energy consumption rate, and realize a highly efficient air conditioner 700.
- the bridge circuit 3 of the power conversion device 100 includes two arms in which two switching elements are connected in series. However, for one arm, the switching element can be replaced with a diode. .
- FIG. 14 is a diagram showing a configuration example of a power converter 100a according to the fourth embodiment.
- the power converter 100a shown in FIG. 14 is obtained by replacing the bridge circuit 3 of the power converter 100 shown in FIG. 1 with a bridge circuit 3a.
- the bridge circuit 3a is obtained by removing the gate driving units 35 and 36 from the bridge circuit 3 and replacing the second arm 32 with a second arm 32a.
- the power conversion device 100a can use the second arm 32a as the two diodes 323 and 324. Since the power conversion device 100a can eliminate the switching elements 321 and 322 and the gate driving units 35 and 36 by using the second arm 32a as the two diodes 323 and 324 compared to the power conversion device 100, Cost can be reduced.
- the bridge circuit 3a only needs to include at least one leg formed by connecting the switching elements each having a diode connected in parallel in series.
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Abstract
ダイオードが並列接続されたスイッチング素子を直列に接続して成るレグを少なくとも1つ以上備え、交流電源(1)から出力される交流電圧を直流電圧に変換するブリッジ回路(3)と、一端が交流電源(1)に接続され、他端がレグの2つのスイッチング素子の接続点に接続されたリアクタ(2)と、を備え、ブリッジ回路(3)の短絡時に流れる短絡電流は、交流電源(1)の極性に応じて、リアクタ(2)から、並列接続されたダイオードの順方向とは逆向きに電流を流すレグのスイッチング素子の順、または、並列接続されたダイオードの順方向とは逆向きに電流を流すレグのスイッチング素子から、リアクタ(2)の順、に流れる。
Description
本発明は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機に関する。
スイッチング素子で構成されたブリッジ回路を用いて、供給された交流電力を直流電力に変換して出力する電力変換装置がある。電力変換装置は、スイッチング素子をオンオフすることで、交流電力の電圧を昇圧する昇圧動作、及び交流電力を整流する同期整流動作を行うことができる。
特許文献1には、電力変換装置が、交流電源から供給される交流電力の電圧、及び交流電源に流れる電流に応じて、4つのスイッチング素子のうち、2つのスイッチング素子を電圧の極性に応じて制御し、他の2つのスイッチング素子を電流の極性に応じて制御する技術が開示されている。
電力変換装置では、一般的に、スイッチング速度が低速のスイッチング素子を用いた場合、スイッチング周波数が低いため、コンバータと交流電源との間に接続されるリアクタは大型のものとなる。電力変換装置は、スイッチング速度が高速のスイッチング素子を用いることで、リアクタを小型化することができる。しかしながら、電力変換装置は、スイッチング速度が高速のスイッチング素子を用いた場合、スイッチング周波数が高くなることで放射ノイズ、伝導ノイズなどのノイズが増加してしまう、という問題があった。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、リアクタを小型化しつつ、ノイズを低減可能な電力変換装置を得ることを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の電力変換装置は、ダイオードが並列接続されたスイッチング素子を直列に接続して成るレグを少なくとも1つ以上備え、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換するブリッジ回路と、一端が交流電源に接続され、他端がレグの2つのスイッチング素子の接続点に接続されたリアクタと、を備える。電力変換装置において、ブリッジ回路の短絡時に流れる短絡電流は、交流電源の極性に応じて、リアクタから、並列接続されたダイオードの順方向とは逆向きに電流を流すレグのスイッチング素子の順、または、並列接続されたダイオードの順方向とは逆向きに電流を流すレグのスイッチング素子から、リアクタの順、に流れる。
本発明に係る電力変換装置は、リアクタを小型化しつつ、ノイズを低減できる、という効果を奏する。
以下に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態1.
図1は、本発明の実施の形態1に係る電力変換装置100の構成例を示す図である。電力変換装置100は、ブリッジ回路3を用いて、交流電源1から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷50に印加する交流直流変換機能を有する電源装置である。図1に示すように、電力変換装置100は、リアクタ2と、ブリッジ回路3と、平滑コンデンサ4と、電源電圧検出部5と、電源電流検出部6と、母線電圧検出部7と、制御部10とを備える。
図1は、本発明の実施の形態1に係る電力変換装置100の構成例を示す図である。電力変換装置100は、ブリッジ回路3を用いて、交流電源1から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷50に印加する交流直流変換機能を有する電源装置である。図1に示すように、電力変換装置100は、リアクタ2と、ブリッジ回路3と、平滑コンデンサ4と、電源電圧検出部5と、電源電流検出部6と、母線電圧検出部7と、制御部10とを備える。
ブリッジ回路3は、ダイオードが並列接続されたスイッチング素子が2つ直列接続されたアームを2つ備え、2つのアームが並列接続された回路である。ブリッジ回路3は、交流電源1から出力される交流電圧を直流電圧に変換する。具体的には、ブリッジ回路3は、第1の回路である第1のアーム31と、第2の回路である第2のアーム32とを備える。第1のアーム31は、直列接続されるスイッチング素子311及びスイッチング素子312を備える。スイッチング素子311には寄生ダイオード311aが形成される。寄生ダイオード311aは、スイッチング素子311のドレインとソースとの間に並列接続される。スイッチング素子312には寄生ダイオード312aが形成される。寄生ダイオード312aは、スイッチング素子312のドレインとソースとの間に並列接続される。寄生ダイオード311a,312aのそれぞれは、還流ダイオードとして使用されるダイオードである。なお、第1のアーム31をレグと称することがある。
第2のアーム32は、直列接続されたスイッチング素子321及びスイッチング素子322を備える。第2のアーム32は、第1のアーム31に並列接続される。スイッチング素子321には寄生ダイオード321aが形成される。寄生ダイオード321aは、スイッチング素子321のドレインとソースとの間に並列接続される。スイッチング素子322には寄生ダイオード322aが形成される。寄生ダイオード322aは、スイッチング素子322のドレインとソースとの間に並列接続される。寄生ダイオード321a,322aのそれぞれは、還流ダイオードとして使用されるダイオードである。なお、第2のアーム32をレグと称することがある。
詳細には、電力変換装置100は、それぞれが交流電源1に接続される第1の配線501及び第2の配線502と、第1の配線501に配置されるリアクタ2とを備える。また、第1のアーム31は、第1のスイッチング素子であるスイッチング素子311と、第2のスイッチング素子であるスイッチング素子312と、第1の接続点506を有する第3の配線503とを備える。スイッチング素子311及びスイッチング素子312は、第3の配線503により直列に接続される。第1の接続点506には第1の配線501が接続される。第1の接続点506は、第1の配線501及びリアクタ2を介して、交流電源1に接続される。リアクタ2については、一端が交流電源1に接続され、他端がスイッチング素子311及びスイッチング素子312の接続点に接続されているともいえる。
第2のアーム32は、第3のスイッチング素子であるスイッチング素子321と、第4のスイッチング素子であるスイッチング素子322と、第2の接続点508を備える第4の配線504とを備え、スイッチング素子321及びスイッチング素子322は、第4の配線504により直列に接続される。第2の接続点508には第2の配線502が接続される。第2の接続点508は、第2の配線502を介して交流電源1に接続される。
また、ブリッジ回路3は、スイッチング素子311を駆動するゲート駆動部33と、スイッチング素子312を駆動するゲート駆動部34と、スイッチング素子321を駆動するゲート駆動部35と、スイッチング素子322を駆動するゲート駆動部36とを備える。ゲート駆動部33は、制御部10で生成された制御信号に基づいて、スイッチング素子311をターンオンまたはターンオフする第1の駆動部である。ゲート駆動部34は、制御部10で生成された制御信号に基づいて、スイッチング素子312をターンオンまたはターンオフする第2の駆動部である。ゲート駆動部35は、制御部10で生成された制御信号に基づいて、スイッチング素子321をターンオンまたはターンオフする第3の駆動部である。ゲート駆動部36は、制御部10で生成された制御信号に基づいて、スイッチング素子322をターンオンまたはターンオフする第4の駆動部である。
ゲート駆動部33~36は、内部に備えるゲート抵抗によって、接続されているスイッチング素子のスイッチング速度を制御する。本実施の形態では、ゲート駆動部33は、スイッチング素子311をターンオンさせるときとスイッチング素子311をターンオフさせるときとで、異なる抵抗値のゲート抵抗を用いる。同様に、ゲート駆動部34は、スイッチング素子312をターンオンさせるときとスイッチング素子312をターンオフさせるときとで、異なる抵抗値のゲート抵抗を用いる。ゲート駆動部33,34の具体的な構成については後述する。ゲート駆動部35,36は、内部に1つのゲート抵抗を備え、ターンオンのときとターンオフのときとで同じ抵抗をゲート抵抗として使用する。以降の説明において、ターンオンのことを単にオンと称し、ターンオフのことを単にオフと称することがある。なお、ゲート駆動部については図1の例に限定されず、1つのゲート駆動部がスイッチング素子311,312をターンオンまたはターンオフしてもよいし、1つのゲート駆動部がスイッチング素子321,322をターンオンまたはターンオフしてもよい。
平滑コンデンサ4は、ブリッジ回路3、詳細には第2のアーム32に並列接続されるコンデンサである。ブリッジ回路3では、スイッチング素子311の一端が平滑コンデンサ4の正側に接続され、スイッチング素子311の他端とスイッチング素子312の一端とが接続され、スイッチング素子312の他端が平滑コンデンサ4の負側に接続されている。
スイッチング素子311,312,321,322は、MOSFETで構成される。スイッチング素子311,312,321,322には、窒化ガリウム(Gallium Nitride:GaN)、酸化ガリウム(Gallium Oxide:Ga2O3)、炭化珪素(Silicon Carbide:SiC)、ダイヤモンドまたは窒化アルミニウムといったワイドバンドギャップ(Wide Band Gap:WBG)半導体で構成されたMOSFETを用いることができる。スイッチング素子311,312,321,322にWBG半導体を用いることにより、耐電圧性が高く、許容電流密度も高くなるため、モジュールの小型化が可能となる。WBG半導体は、耐熱性も高いため、放熱部の放熱フィンの小型化も可能になる。本実施の形態では、スイッチング素子311,312のスイッチング速度は、スイッチング素子321,322のスイッチング速度より速いものとする。
制御部10は、電源電圧検出部5、電源電流検出部6及び母線電圧検出部7からそれぞれ出力される信号に基づいて、ブリッジ回路3のゲート駆動部33~36を動作させる制御信号を生成する。電源電圧検出部5は、交流電源1の出力電圧の電圧値である電源電圧Vsを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部10へ出力する電圧検出部である。電源電流検出部6は、交流電源1から出力される電流の電流値である電源電流Isを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部10へ出力する電流検出部である。電源電流Isは、交流電源1とブリッジ回路3との間に流れる電流の電流値である。母線電圧検出部7は、母線電圧Vdcを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部10へ出力する電圧検出部である。母線電圧Vdcは、ブリッジ回路3の出力電圧を平滑コンデンサ4で平滑した電圧である。制御部10は、電源電圧Vs、電源電流Is、及び母線電圧Vdcに応じて制御信号を生成し、ゲート駆動部33~36を動作させ、スイッチング素子311,312,321,322のオンオフを制御する。なお、制御部10は、電源電圧Vs、電源電流Is、及び母線電圧Vdcのうち、少なくとも1つを用いてスイッチング素子311,312,321,322のオンオフを制御してもよい。
次に、実施の形態1に係る電力変換装置100の基本的な動作を説明する。以下では、交流電源1の正側すなわち交流電源1の正極端子に接続されるスイッチング素子311,321を、上側スイッチング素子と称する場合がある。また、交流電源1の負側すなわち交流電源1の負極端子に接続されるスイッチング素子312,322を、下側スイッチング素子と称する場合がある。
第1のアーム31では、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子は相補的に動作する。すなわち、上側スイッチング素子及び下側スイッチング素子のうち、一方がオンの場合には他方はオフである。第1のアーム31を構成するスイッチング素子311,312は、各々ゲート駆動部33,34により生成される駆動信号であるPWM(Pulse Width Modulation)信号により駆動される。PWM信号に従ったスイッチング素子311,312のオンまたはオフの動作を、以下ではスイッチング動作とも呼ぶ。交流電源1及びリアクタ2を介した平滑コンデンサ4の短絡を防ぐため、交流電源1から出力される電源電流Isの絶対値が電流閾値以下の場合には、スイッチング素子311及びスイッチング素子312はともにオフとなる。以下では、平滑コンデンサ4の短絡をコンデンサ短絡と称する。コンデンサ短絡は、平滑コンデンサ4に蓄えられたエネルギーが放出され、交流電源1に電流が回生される状態である。
第2のアーム32を構成するスイッチング素子321,322は、各々ゲート駆動部35,36により生成される駆動信号によりオンまたはオフとなる。スイッチング素子321,322は、基本的には、交流電源1から出力される電圧の極性である電源電圧極性に応じてオンまたはオフの状態となる。具体的には、電源電圧極性が正の場合、スイッチング素子322はオンであり、かつ、スイッチング素子321はオフであり、電源電圧極性が負の場合、スイッチング素子321はオンであり、かつ、スイッチング素子322はオフである。なお、図1では、制御部10からブリッジ回路3へ向かう矢印でゲート駆動部33~36への制御信号を示している。
次に、実施の形態1におけるスイッチング素子の状態と実施の形態1に係る電力変換装置100に流れる電流の経路との関係を説明する。なお、本説明の前に、MOSFETの構造について、図2を参照して説明する。
図2は、MOSFETの概略構造を示す模式的断面図である。図2には、n型MOSFETが例示される。n型MOSFETの場合、図2に示すように、p型の半導体基板600が用いられる。半導体基板600には、ソース電極S、ドレイン電極D及びゲート電極Gが形成される。ソース電極S及びドレイン電極Dと接する部位には、高濃度の不純物がイオン注入されてn型の領域601が形成される。また、半導体基板600において、n型の領域601が形成されない部位とゲート電極Gとの間には、酸化絶縁膜602が形成される。すなわち、ゲート電極Gと、半導体基板600におけるp型の領域603との間には、酸化絶縁膜602が介在している。
ゲート電極Gに正電圧が印加されると、半導体基板600におけるp型の領域603と酸化絶縁膜602との間の境界面に電子が引き寄せられ、当該境界面が負に帯電する。電子が集まった所は、電子の密度がホール密度よりも高くなりn型化する。このn型化した部分は電流の通り道となりチャネル604と呼ばれる。チャネル604は、図2の例では、n型チャネルである。MOSFETがオンに制御されることにより、通流する電流は、p型の領域603に形成される寄生ダイオードよりも、チャネル604に多く流れる。
図3は、電源電流Isの絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態1に係る電力変換装置100に流れる電流の経路を示す第1の図である。図3では、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子311及びスイッチング素子322がオンであり、スイッチング素子312及びスイッチング素子321がオフである。この状態では、交流電源1、リアクタ2、スイッチング素子311、平滑コンデンサ4、スイッチング素子322、交流電源1の順序で電流が流れる。このように、実施の形態1では、寄生ダイオード311a及び寄生ダイオード322aに電流が流れるのではなく、スイッチング素子311及びスイッチング素子322のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、同期整流動作が行われる。なお、図3では、オンしているスイッチング素子を丸印で示している。以降の図においても同様とする。
図4は、電源電流Isの絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態1に係る電力変換装置100に流れる電流の経路を示す第1の図である。図4では、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子312及びスイッチング素子321がオンであり、スイッチング素子311及びスイッチング素子322がオフである。この状態では、交流電源1、スイッチング素子321、平滑コンデンサ4、スイッチング素子312、リアクタ2、交流電源1の順序で電流が流れる。このように、実施の形態1では、寄生ダイオード321a及び寄生ダイオード312aに電流が流れるのではなく、スイッチング素子321及びスイッチング素子312のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、同期整流動作が行われる。
図5は、電源電流Isの絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態1に係る電力変換装置100に流れる電流の経路を示す第2の図である。図5では、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子312及びスイッチング素子322がオンであり、スイッチング素子311及びスイッチング素子321がオフである。この状態では、交流電源1、リアクタ2、スイッチング素子312、スイッチング素子322、交流電源1の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ4を経由しない電源短絡経路が形成される。このように、実施の形態1では、寄生ダイオード312a及び寄生ダイオード322aに電流が流れるのではなく、スイッチング素子312及びスイッチング素子322のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、電源短絡経路が形成される。
図6は、電源電流Isの絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態1に係る電力変換装置100に流れる電流の経路を示す第2の図である。図6では、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子311及びスイッチング素子321がオンであり、スイッチング素子312及びスイッチング素子322がオフである。この状態では、交流電源1、スイッチング素子321、スイッチング素子311、リアクタ2、交流電源1の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ4を経由しない電源短絡経路が形成される。このように、実施の形態1では、寄生ダイオード321a及び寄生ダイオード311aに電流が流れるのではなく、スイッチング素子321及びスイッチング素子311のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、電源短絡経路が形成される。
図5および図6の例では、スイッチング素子311,312は、短絡電流の流れを制御するスイッチとして機能する。また、図5および図6の例では、スイッチング素子321,322は、整流器として機能する。電力変換装置100において、ブリッジ回路3の短絡時に流れる短絡電流は、交流電源1の極性に応じて、リアクタ2から、寄生ダイオード312aの順方向とは逆向きに電流を流すスイッチング素子312の順、または、寄生ダイオード311aの順方向とは逆向きに電流を流すスイッチング素子311から、リアクタ2の順に流れることになる。具体的には、図5に示す例のように交流電源1の正極がリアクタ2側の場合、電力変換装置100では、リアクタ2とスイッチング素子312とが直列接続されていることから、短絡電流はリアクタ2の次にスイッチング素子312に流れる。また、図6に示す例のように交流電源1の負極がリアクタ2側の場合、電力変換装置100では、スイッチング素子311とリアクタ2とが直列接続されていることから、短絡電流はスイッチング素子311の次にリアクタ2に流れる。このような構成により、スイッチング素子311,312で発生するスイッチング時のノイズが、リアクタ2のインピーダンスの影響によって減衰することが期待できる。
ここで、図3に示す同期整流動作時、オンオフのタイミングによってはスイッチング素子311の寄生ダイオード311aに電流が流れる場合がある。この場合、図5に示す電源短絡動作に切り替わると、寄生ダイオード311aにはスイッチング素子312aを介して負荷側電圧(直流電圧)が印加される。このため、寄生ダイオード311aには逆回復動作によるリカバリ電流が流れるが、併せて本電流に起因するノイズ(リカバリノイズ)も発生することとなる。このリカバリノイズは配線を伝わり交流電源1側に伝導していくことになるが、図5に示すような経路で電源短絡動作を行うことで、リアクタ2のインピーダンスの存在により、交流電源1側へのノイズ流出を抑制することができる。すなわち、リアクタ側に接続されるレグのスイッチング素子に並列接続されたダイオードに関して、順方向とは逆向きの短絡電流が流れるようスイッチング素子を制御することで、リカバリノイズの電源側流出を抑制することができる。
制御部10は、以上に述べた電流経路の切替えを制御することで、電源電流Is及び母線電圧Vdcの値を制御できる。電力変換装置100は、電源電圧極性が正のときは図3に示す負荷電力供給モードと図5に示す電源短絡モードとを連続的に切り替え、電源電圧極性が負のときは図4に示す負荷電力供給モードと図6に示す電源短絡モードとを連続的に切り替えることで、母線電圧Vdcの上昇、電源電流Isの同期整流などの動作を実現する。具体的には、制御部10は、PWMによるスイッチング動作を行うスイッチング素子311,312のスイッチング周波数を、電源電圧Vsの極性に応じたスイッチング動作を行うスイッチング素子321,322のスイッチング周波数よりも高くして、スイッチング素子311,312,321,322のオンオフを制御する。以降の説明において、スイッチング素子311,312,321,322を区別しない場合は単にスイッチング素子と称することがある。同様に、寄生ダイオード311a,312a,321a,322aを区別しない場合は単に寄生ダイオードと称することがある。
次に、ブリッジ回路3が備えるゲート駆動部33,34の構成について説明する。ブリッジ回路3では、リアクタ2が接続されていることで第1のアーム31のスイッチング素子311,312に起因するノイズを低減でき、ブリッジ回路3のグランド線の揺れを抑えることができる。ブリッジ回路3では、スイッチング素子311,312に起因するノイズを低減できることから、スイッチング素子311,312の各々に接続されているゲート駆動部33,34が備えるゲート抵抗の抵抗値を小さくすることができる。この結果、前述のように、スイッチング素子311,312のスイッチング速度を、スイッチング素子321,322のスイッチング速度よりも高速にすることができる。また、電力変換装置100では、スイッチング素子311,312のスイッチング速度がスイッチング素子321,322のスイッチング速度と同じ場合と比較して、リアクタ2の大きさを小さくする、すなわちリアクタ2を小型化することができる。
ブリッジ回路3は、ゲート駆動部33,34のゲート抵抗の抵抗値を小さくすることで、スイッチング素子311,312のスイッチング速度を速くすることができる。一方で、ブリッジ回路3は、スイッチング素子311,312のスイッチング速度を速くし過ぎても、スイッチングに起因する放射ノイズ、負荷50または負荷50に接続された構成から対地インピーダンス経由で漏れ電流が帰還する伝導ノイズなどのノイズが増加してしまう。また、スイッチング素子311,312では、ターンオンのときとターンオフのときとでノイズの発生状況が異なることがある。そのため、本実施の形態では、スイッチング素子311,312をオンオフさせるゲート駆動部33,34において、ターンオンのときとターンオフのときとで異なる抵抗値のゲート抵抗を用いる。具体的には、ゲート駆動部33,34は、スイッチング素子311,312において、ターンオンまたはターンオフのときに発生するノイズが小さい方の動作で使用するゲート抵抗の抵抗値を、ノイズが大きい方の動作で使用するゲート抵抗の抵抗値よりも小さくする。ゲート駆動部33,34で使用するゲート抵抗の抵抗値をターンオンのときとターンオフのときとで変えることによって、ブリッジ回路3は、ノイズの発生を抑えるとともに、スイッチング素子のスイッチング速度を向上することができる。
具体的に、スイッチング素子311,312においてターンオフのときよりもターンオンのときのノイズが大きい場合の、ゲート駆動部33,34の構成について説明する。なお、ここではゲート駆動部33,34は同様の構成とするので、ゲート駆動部33を用いて説明する。図7は、実施の形態1に係る電力変換装置100のブリッジ回路3が備えるゲート駆動部33の第1の構成例を示す図である。ゲート駆動部33は、抵抗331と、ダイオード332と、抵抗333とを備える。抵抗331は、ゲート抵抗であって、スイッチング素子311をターンオフさせるときに使用される第1の抵抗である。ダイオード332は、スイッチング素子311をターンオフさせるときに電流を通す第1のダイオードである。ダイオード332は、カソードが抵抗331に接続され、アノードがスイッチング素子311に接続されている。なお、図7に示すダイオード332の配置は一例であり、これに限定されない。ダイオード332は、カソードが制御部10に接続され、アノードが抵抗331に接続されていてもよい。抵抗333は、ゲート抵抗であって、スイッチング素子311をターンオンさせるときに使用される第2の抵抗である。図7では、抵抗331及びダイオード332の直列回路と、抵抗333とが並列接続されている。図7で示される回路は、スイッチング素子311のオンオフ時でスイッチング速度を変える速度変更手段である。以降で説明するゲート駆動部が備える回路についても同様である。ゲート駆動部33は、オンオフ時のスイッチング速度を、ゲート抵抗の抵抗値によって変更するものである。
ここで、抵抗331の抵抗値≦抵抗333の抵抗値とする。図7において、抵抗331の抵抗値と抵抗333の抵抗値との差が大きい場合、例えば10倍以上の差がある場合、スイッチング素子311から制御部10への電流はほぼ抵抗331に流れ、抵抗333にはほとんど流れない。このとき、ゲート駆動部33がスイッチング素子311をターンオフさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、概ね抵抗331の抵抗値となる。なお、抵抗331の抵抗値と抵抗333の抵抗値とが同じまたは差が大きくない場合、スイッチング素子311から制御部10への電流は抵抗333にも流れる。このとき、ゲート駆動部33がスイッチング素子311をターンオフさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、抵抗331及び抵抗333が並列接続された合成抵抗の抵抗値となる。ただし、抵抗331の抵抗値≦抵抗333の抵抗値であるので、合成抵抗の抵抗値は抵抗333の抵抗値よりも小さくなる。
ゲート駆動部33がスイッチング素子311をターンオンさせる場合、ゲート駆動部33では、逆方向でダイオード332が接続されているので抵抗331に電流は流れず、制御部10から抵抗333を経由してスイッチング素子311に電流が流れる。このとき、ゲート駆動部33がスイッチング素子311をターンオンさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、抵抗333の抵抗値となる。
このように、ゲート駆動部33は、ノイズの大きいターンオンのときに抵抗333をゲート抵抗として使用し、ノイズの小さいターンオフのときに抵抗331、または、抵抗331及び抵抗333の合成抵抗をゲート抵抗として使用することができる。
次に、スイッチング素子311,312においてターンオンのときよりもターンオフのときのノイズが大きい場合の、ゲート駆動部33,34の構成について説明する。なお、ここではゲート駆動部33,34は同様の構成とするので、ゲート駆動部33を用いて説明する。図8は、実施の形態1に係る電力変換装置100のブリッジ回路3が備えるゲート駆動部33の第2の構成例を示す図である。ゲート駆動部33は、抵抗331と、抵抗333と、ダイオード334とを備える。ダイオード334は、スイッチング素子311をターンオンさせるときに電流を通す第2のダイオードである。ダイオード334は、アノードが抵抗333に接続され、カソードがスイッチング素子311に接続されている。なお、図8に示すダイオード334の配置は一例であり、これに限定されない。ダイオード334は、アノードが制御部10に接続され、カソードが抵抗333に接続されていてもよい。図8では、抵抗331と、抵抗333及びダイオード334の直列回路とが並列接続されている。
ここで、抵抗331の抵抗値≧抵抗333の抵抗値とする。図8において、抵抗331の抵抗値と抵抗333の抵抗値との差が大きい場合、例えば10倍以上の差がある場合、制御部10からスイッチング素子311への電流はほぼ抵抗333に流れ、抵抗331にはほとんど流れない。このとき、ゲート駆動部33がスイッチング素子311をターンオンさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、概ね抵抗333の抵抗値となる。なお、抵抗331の抵抗値と抵抗333の抵抗値とが同じまたは差が大きくない場合、制御部10からスイッチング素子311への電流は抵抗331にも流れる。このとき、ゲート駆動部33がスイッチング素子311をターンオンさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、抵抗333及び抵抗331が並列接続された合成抵抗の抵抗値となる。ただし、抵抗331の抵抗値≧抵抗333の抵抗値であるので、合成抵抗の抵抗値は抵抗331の抵抗値よりも小さくなる。
ゲート駆動部33がスイッチング素子311をターンオフさせる場合、ゲート駆動部33では、逆方向でダイオード334が接続されているので抵抗333に電流は流れず、スイッチング素子311から抵抗331を経由して制御部10に電流が流れる。このとき、ゲート駆動部33がスイッチング素子311をターンオフさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、抵抗331の抵抗値となる。
このように、ゲート駆動部33は、ノイズの大きいターンオフのときに抵抗331をゲート抵抗として使用し、ノイズの小さいターンオンのときに抵抗333、または、抵抗333及び抵抗331の合成抵抗をゲート抵抗として使用することができる。
次に、スイッチング素子311,312においてターンオフのときよりもターンオンのときのノイズが少し大きい場合の、ゲート駆動部33,34の構成について説明する。なお、ここではゲート駆動部33,34は同様の構成とするので、ゲート駆動部33を用いて説明する。図9は、実施の形態1に係る電力変換装置100のブリッジ回路3が備えるゲート駆動部33の第3の構成例を示す図である。ゲート駆動部33は、抵抗331と、ダイオード332と、抵抗333と、ダイオード334とを備える。図9では、抵抗331及びダイオード332の直列回路と、抵抗333及びダイオード334の直列回路とが並列接続されている。
ここで、抵抗331の抵抗値<抵抗333の抵抗値とする。ゲート駆動部33がスイッチング素子311をターンオンさせる場合、ゲート駆動部33では、逆方向でダイオード332が接続されているので抵抗331に電流は流れず、順方向でダイオード334が接続されている抵抗333を経由して、制御部10からスイッチング素子311に電流が流れる。このとき、ゲート駆動部33がスイッチング素子311をターンオンさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、抵抗333の抵抗値となる。
ゲート駆動部33がスイッチング素子311をターンオフさせる場合、ゲート駆動部33では、逆方向でダイオード334が接続されているので抵抗333に電流は流れず、順方向でダイオード332が接続されている抵抗331を経由して、スイッチング素子311から制御部10に電流が流れる。このとき、ゲート駆動部33がスイッチング素子311をターンオフさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、抵抗331の抵抗値となる。なお、スイッチング素子311,312においてターンオンのときよりもターンオフのときのノイズが少し大きい場合は、抵抗331の抵抗値>抵抗333の抵抗値とする。
ユーザは、スイッチング素子311でターンオンのときに発生するノイズ及びターンオフのときに発生するノイズについて、ノイズの大きさに著しい差が無い場合、発生するノイズの大きさに応じてゲート駆動部33に適切な抵抗値の抵抗331,333を用いることができる。ゲート駆動部33は、2つのダイオード332,334を用いることで、ターンオフのときのノイズを考慮した抵抗値の抵抗331をゲート抵抗として使用し、ターンオンのときのノイズを考慮した抵抗値の抵抗333をゲート抵抗として使用することができる。
なお、ゲート駆動部33,34が同一の構成の場合について説明したが、一例であり、これらに限定されない。例えば、ゲート駆動部33の構成が図7に示す構成の場合に、ゲート駆動部34の構成を図8または図9に示す構成のようにすることも可能である。
また、ゲート駆動部33,34が同様の構成の場合においても、ゲート駆動部33,34において異なる抵抗値のゲート抵抗を用いることができる。図10は、実施の形態1に係る電力変換装置100のブリッジ回路3が備えるゲート駆動部33,34の第4の構成例を示す図である。ゲート駆動部33は、抵抗331と、ダイオード332と、抵抗333とを備える。また、ゲート駆動部34は、抵抗341と、ダイオード342と、抵抗343とを備える。抵抗341は、ゲート抵抗であって、スイッチング素子312をターンオフさせるときに使用される第3の抵抗である。ダイオード342は、スイッチング素子312をターンオフさせるときに電流を通す第3のダイオードである。ダイオード342は、カソードが抵抗341に接続され、アノードがスイッチング素子312に接続されている。なお、図10に示すダイオード342の配置は一例であり、これに限定されない。ダイオード342は、カソードが制御部10に接続され、アノードが抵抗341に接続されていてもよい。抵抗343は、ゲート抵抗であって、スイッチング素子312をターンオンさせるときに使用される第4の抵抗である。図10では、抵抗341及びダイオード342の直列回路と、抵抗343とが並列接続されている。
例えば、ターンオンのときに、スイッチング素子311のノイズよりもスイッチング素子312のノイズが大きい場合、ゲート駆動部33の抵抗333の抵抗値よりも、ゲート駆動部34の抵抗343の抵抗値を大きくする。同様に、ターンオフのときに、スイッチング素子311のノイズよりもスイッチング素子312のノイズが大きい場合、ゲート駆動部33の抵抗331の抵抗値よりも、ゲート駆動部34の抵抗341の抵抗値を大きくする。これにより、ブリッジ回路3は、各スイッチング素子で発生するノイズの大きさに応じて、適切な抵抗値のゲート抵抗を使用することができる。
すなわち、ゲート駆動部33がスイッチング素子311をターンオンさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、ゲート駆動部34がスイッチング素子312をターンオンさせるときのゲート抵抗の抵抗値と異なっていてもよい。同様に、ゲート駆動部33がスイッチング素子311をターンオフさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、ゲート駆動部34がスイッチング素子312をターンオフさせるときのゲート抵抗の抵抗値と異なっていてもよい。電力変換装置100は、スイッチング素子311,312で発生するノイズの大きさに応じて設定されたゲート駆動部33,34のゲート抵抗を使用することで、制御部10の制御内容を変更することなく、ノイズの発生を抑えることができる。なお、図10では、ゲート駆動部33,34の構成として、図7のゲート駆動部33と同様の構成の場合について説明したが、一例であり、これに限定されるものではない。ゲート駆動部33,34の構成として、図8または図9のゲート駆動部33と同様の構成を用いてもよい。
ここで、スイッチング素子の構成について説明する。電力変換装置100において、スイッチング素子のスイッチング速度を速くする方法の1つに、スイッチング素子のゲート抵抗を小さくする方法が挙げられる。ゲート抵抗が小さくなる程、ゲート入力容量への充放電時間が短くなり、ターンオン期間及びターンオフ期間が短くなるため、スイッチング速度が速くなる。
しかしながら、ゲート抵抗を小さくすることでスイッチング損失を低減するには限界がある。そこで、スイッチング素子を、GaNまたはSiCといったWBG半導体で構成することにより、1回のスイッチング当りの損失を更に抑制することができ、より一層効率が向上し、かつ、高周波スイッチングが可能となる。また、高周波スイッチングが可能となることで、リアクタ2の小型化が可能となり、電力変換装置100の小型化及び軽量化が可能となる。また、スイッチング素子にWBG半導体を用いることにより、スイッチング速度が向上して、スイッチング損失が抑制されるため、スイッチング素子が正常な動作を継続できるような放熱対策を簡素化できる。また、スイッチング素子にWBG半導体を用いることにより、スイッチング周波数を十分に高い値、例えば16kHz以上にすることができるため、スイッチングに起因する騒音を抑制できる。
また、GaN半導体は、GaN層と窒化アルミニウムガリウム層との界面に2次元電子ガスが生じ、この2次元電子ガスにより、キャリアの移動度が高い。このため、GaN半導体を用いたスイッチング素子は、高速スイッチングを実現可能である。ここで、交流電源1が、50Hz/60Hzの商用電源である場合、可聴域周波数は、16kHzから20kHzまでの範囲、すなわち商用電源の周波数の266倍から400倍までの範囲となる。GaN半導体は、この可聴域周波数より高い周波数でスイッチングする場合に好適である。半導体材料として主流である珪素(Si)で構成されたスイッチング素子311,312,321,322を、数十kHz以上のスイッチング周波数で駆動した場合、スイッチング損失の比率が大きくなり、放熱対策が必須となる。これに対して、GaN半導体で構成されたスイッチング素子311,312,321,322は、数十kHz以上のスイッチング周波数、具体的には20kHzより高いスイッチング周波数で駆動した場合でも、スイッチング損失が非常に小さい。そのため、放熱対策が不要になり、または放熱対策のために利用される放熱部材のサイズを小型化でき、電力変換装置100の小型化及び軽量化が可能となる。また、高周波スイッチングが可能となることで、リアクタ2の小型化が可能になる。なお、雑音端子電圧規格の測定範囲にスイッチング周波数の1次成分が入らないようにするため、スイッチング周波数は、150kHz以下とすることが好ましい。
また、WBG半導体は、Si半導体に比べて静電容量が小さいため、スイッチングに起因するリカバリ電流の発生が少なく、リカバリ電流に起因する損失及びノイズの発生を抑制できるため、高周波スイッチングに適している。
なお、SiC半導体はGaN半導体に比べてオン抵抗が小さいため、第2のアーム32よりも、スイッチング回数が多い第1のアーム31のスイッチング素子311,312は、GaN半導体で構成し、スイッチング回数が少ない第2のアーム32のスイッチング素子321,322は、SiC半導体で構成してもよい。これにより、SiC半導体及びGaN半導体のそれぞれの特性を最大限に生かすことができる。また、SiC半導体を、第1のアーム31よりも、スイッチング回数が少ない第2のアーム32のスイッチング素子321,322に利用することで、スイッチング素子321,322の損失の内、導通損失が占める割合が多くなり、ターンオン損失及びターンオフ損失が小さくなる。従って、スイッチング素子321,322のスイッチングに伴う発熱の上昇が抑制され、第2のアーム32を構成するスイッチング素子321,322のチップ面積を相対的に小さくでき、チップ製造時の歩留まりが低いSiC半導体を有効に活用できる。
また、スイッチング回数が少ない第2のアーム32のスイッチング素子321,322には、スーパージャンクション(Super Junction:SJ)-MOSFETを用いてもよい。SJ-MOSFETを用いることにより、SJ-MOSFETのメリットである低オン抵抗を生かしつつ、静電容量が高くリカバリが発生しやすいというデメリットを抑制できる。また、SJ-MOSFETを用いることにより、WBG半導体を用いる場合に比べて、第2のアーム32の製造コストを低減できる。
また、WBG半導体は、Si半導体に比べて耐熱性が高く、ジャンクション温度が高温でも動作が可能である。そのため、WBG半導体を用いることにより、第1のアーム31及び第2のアーム32を、熱抵抗が大きい小型のチップでも構成できる。特に、チップ製造時の歩留まりが低いSiC半導体は、小型のチップに利用した方が低コスト化を実現できる。
また、WBG半導体は、100kHz程度の高周波で駆動した場合でも、スイッチング素子で発生する損失の増加が抑制されるため、リアクタ2の小型化による損失低減効果が大きくなり、広い出力帯域、すなわち広い負荷条件において、高効率なコンバータを実現できる。
また、WBG半導体は、Si半導体に比べて耐熱性が高く、アーム間の損失の偏りによるスイッチングの発熱許容レベルが高いため、高周波駆動によるスイッチング損失が発生する第1のアーム31に好適である。
つづいて、電力変換装置100が備える制御部10のハードウェア構成について説明する。図11は、実施の形態1に係る電力変換装置100が備える制御部10を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部10は、プロセッサ201及びメモリ202により実現される。
プロセッサ201は、CPU(Central Processing Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、DSP(Digital Signal Processor)ともいう)、またはシステムLSI(Large Scale Integration)である。メモリ202は、RAM(Random Access Memory)、ROM(Read Only Memory)、フラッシュメモリー、EPROM(Erasable Programmable Read Only Memory)、EEPROM(登録商標)(Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory)といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ202は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはDVD(Digital Versatile Disc)でもよい。
以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置100では、ブリッジ回路3の短絡時において、交流電源1の極性に応じて、リアクタ2と、スイッチとして機能するスイッチング素子312とリアクタ2とが直列接続され、または、スイッチとして機能するスイッチング素子311と、リアクタ2とが直列接続される回路構成となる。これにより、電力変換装置100は、リアクタ2のインピーダンスの影響によってスイッチング素子311,312で発生するスイッチング時のノイズを減衰できることから、リアクタ2を小型化しつつ、ノイズを低減することができる。
また、電力変換装置100において、ブリッジ回路3では、スイッチング素子311,312のスイッチング速度を、スイッチング素子321,322のスイッチング速度より速くする。また、ブリッジ回路3において、スイッチング素子311を駆動するゲート駆動部33は、スイッチング素子311をターンオンさせるときとターンオフさせるときとで異なる抵抗値のゲート抵抗を用いて、ターンオンとターンオフとでスイッチング速度を変える。スイッチング素子312を駆動するゲート駆動部34は、スイッチング素子312をターンオンさせるときとターンオフさせるときとで異なる抵抗値のゲート抵抗を用いて、ターンオンとターンオフとでスイッチング速度を変える。これにより、電力変換装置100は、リアクタ2を小型化しつつ、ノイズを低減することができる。
また、電力変換装置100において、ゲート駆動部33は、スイッチング素子311で発生するノイズの大きさに応じて設定されたゲート抵抗を使用し、ゲート駆動部34は、スイッチング素子312で発生するノイズの大きさに応じて設定されたゲート抵抗を使用する。すなわち、ゲート駆動部33及びゲート駆動部34は、スイッチング素子をターンオンさせるときに異なる抵抗値のゲート抵抗を使用し、スイッチング素子をターンオフさせるときに異なる抵抗値のゲート抵抗を使用する。これにより、電力変換装置100は、ゲート駆動部33,34で異なる抵抗値のゲート抵抗を使用することができ、制御部10の制御内容を変更することなく、実際のノイズの発生状況に応じてノイズを低減することができる。
実施の形態2.
実施の形態2では、実施の形態1で説明した電力変換装置100を備えるモータ駆動装置について説明する。
実施の形態2では、実施の形態1で説明した電力変換装置100を備えるモータ駆動装置について説明する。
図12は、実施の形態2に係るモータ駆動装置101の構成例を示す図である。モータ駆動装置101は、負荷であるモータ42を駆動する。モータ駆動装置101は、実施の形態1の電力変換装置100と、インバータ41と、モータ電流検出部44と、インバータ制御部43とを備える。インバータ41は、電力変換装置100から供給される直流電力を交流電力に変換してモータ42へ出力することにより、モータ42を駆動する。なお、モータ駆動装置101の負荷がモータ42である場合の例を説明しているが、一例であり、インバータ41に接続される機器は、交流電力が入力される機器であればよく、モータ42以外の機器でもよい。
インバータ41は、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)をはじめとするスイッチング素子を、3相ブリッジ構成または2相ブリッジ構成とした回路である。インバータ41に用いられるスイッチング素子は、IGBTに限定されず、WBG半導体で構成されたスイッチング素子、IGCT(Integrated Gate Commutated Thyristor)、FET(Field Effect Transistor)またはMOSFETでもよい。
モータ電流検出部44は、インバータ41とモータ42との間に流れる電流を検出する。インバータ制御部43は、モータ電流検出部44で検出された電流を用いて、モータ42が所望の回転数にて回転するように、インバータ41内のスイッチング素子を駆動するためのPWM信号を生成してインバータ41へ印加する。インバータ制御部43は、制御部10と同様に、プロセッサ及びメモリにより実現される。なおモータ駆動装置101のインバータ制御部43と、電力変換装置100の制御部10は、1つの回路で実現してもよい。
電力変換装置100がモータ駆動装置101に用いられる場合、ブリッジ回路3の制御に必要な母線電圧Vdcが、モータ42の運転状態に応じて変化する。一般に、モータ42の回転数が高回転になる程、インバータ41の出力電圧を高くする必要がある。このインバータ41の出力電圧の上限は、インバータ41への入力電圧、すなわち電力変換装置100の出力である母線電圧Vdcにより制限される。インバータ41からの出力電圧が、母線電圧Vdcにより制限される上限を超えて飽和する領域を過変調領域と呼ぶ。
このようなモータ駆動装置101において、モータ42が低回転の範囲、すなわち過変調領域に到達しない範囲では、母線電圧Vdcを昇圧させる必要はない。一方、モータ42が高回転となった場合には、母線電圧Vdcを昇圧させることで、過変調領域をより高回転側にすることができる。これにより、モータ42の運転範囲を高回転側に拡大できる。
また、モータ42の運転範囲を拡大する必要がなければ、その分、モータ42が備える固定子への巻線の巻数を増やすことができる。巻線の巻数を増やすことにより、低回転の領域では、巻線の両端に発生するモータ電圧が高くなり、その分、巻線に流れる電流が低下するため、インバータ41内のスイッチング素子のスイッチング動作で生じる損失を低減できる。モータ42の運転範囲の拡大と、低回転の領域の損失改善との双方の効果を得る場合には、モータ42の巻線の巻数は適切な値に設定される。
以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置100を用いることによりアーム間の発熱の偏りが低減され、信頼性が高く高出力のモータ駆動装置101を実現できる。
実施の形態3.
実施の形態3では、実施の形態2で説明したモータ駆動装置101を備える空気調和機について説明する。
実施の形態3では、実施の形態2で説明したモータ駆動装置101を備える空気調和機について説明する。
図13は、実施の形態3に係る空気調和機700の構成例を示す図である。空気調和機700は、冷凍サイクル装置の一例であり、実施の形態2のモータ駆動装置101及びモータ42を備える。空気調和機700は、圧縮機構87及びモータ42を内蔵した圧縮機81と、四方弁82と、室外熱交換器83と、膨張弁84と、室内熱交換器85と、冷媒配管86とを備える。空気調和機700は、室外機が室内機から分離されたセパレート型空気調和機に限定されず、圧縮機81、室内熱交換器85及び室外熱交換器83が1つの筐体内に設けられた一体型空気調和機でもよい。モータ42は、モータ駆動装置101により駆動される。
圧縮機81の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構87と、圧縮機構87を動作させるモータ42とが設けられる。圧縮機81、四方弁82、室外熱交換器83、膨張弁84、室内熱交換器85及び冷媒配管86に冷媒が循環することにより、冷凍サイクルが構成される。なお、空気調和機700が備える構成要素は、冷凍サイクルを備える冷蔵庫または冷凍庫といった機器にも適用可能である。
また、実施の形態3では、圧縮機81の駆動源にモータ42が利用され、モータ駆動装置101によりモータ42を駆動する構成例を説明した。しかしながら、空気調和機700が備える不図示の室内機送風機及び室外機送風機を駆動する駆動源にモータ42を適用し、当該モータ42をモータ駆動装置101で駆動してもよい。また、室内機送風機、室外機送風機及び圧縮機81の駆動源にモータ42を適用し、当該モータ42をモータ駆動装置101で駆動してもよい。
また、空気調和機700では、出力が定格出力の半分以下である中間条件、すなわち低出力条件での運転が年間を通じて支配的であるため、中間条件での年間の消費電力への寄与度が高くなる。また、空気調和機700では、モータ42の回転数が低く、モータ42の駆動に必要な母線電圧Vdcは低い傾向にある。このため、空気調和機700に用いられるスイッチング素子は、パッシブな状態で動作させることがシステム効率の面から有効である。従って、パッシブな状態から高周波スイッチング状態までの幅広い運転モードで損失の低減が可能な電力変換装置100は、空気調和機700にとって有用である。上述した通り、インタリーブ方式ではリアクタ2を小型化できるが、空気調和機700では、中間条件での運転が多いため、リアクタ2を小型化する必要がなく、電力変換装置100の構成及び動作の方が、高調波の抑制、電源力率の面で有効である。
また、電力変換装置100は、スイッチング損失を抑制できるため、電力変換装置100の温度上昇が抑制され、不図示の室外機送風機のサイズを小型化しても、電力変換装置100に搭載される基板の冷却能力を確保できる。従って、電力変換装置100は、高効率であると共に4.0kW以上の高出力の空気調和機700に好適である。
また、本実施の形態によれば、電力変換装置100を用いることによりアーム間の発熱の偏りが低減されるため、スイッチング素子の高周波駆動によるリアクタ2の小型化を実現でき、空気調和機700の重量の増加を抑制できる。また、本実施の形態によれば、スイッチング素子の高周波駆動により、スイッチング損失が低減され、エネルギー消費率が低く、高効率の空気調和機700を実現できる。
実施の形態4.
実施の形態1では、電力変換装置100のブリッジ回路3が、2つのスイッチング素子が直列接続されたアームを2つ備えていたが、一方のアームについてはスイッチング素子をダイオードに置き換えることも可能である。
実施の形態1では、電力変換装置100のブリッジ回路3が、2つのスイッチング素子が直列接続されたアームを2つ備えていたが、一方のアームについてはスイッチング素子をダイオードに置き換えることも可能である。
図14は、実施の形態4に係る電力変換装置100aの構成例を示す図である。図14に示す電力変換装置100aは、図1に示す電力変換装置100のブリッジ回路3をブリッジ回路3aに置き換えたものである。ブリッジ回路3aは、ブリッジ回路3からゲート駆動部35,36を削除し、第2のアーム32を第2のアーム32aに置き換えたものである。昇圧動作のみを考えた場合、電力変換装置100aは、第2のアーム32aを2つのダイオード323,324にすることができる。電力変換装置100aは、第2のアーム32aを2つのダイオード323,324にすることで、電力変換装置100と比較して、スイッチング素子321,322およびゲート駆動部35,36を削除できるため、回路コストの低減が可能となる。このように、電力変換装置100aにおいて、ブリッジ回路3aは、ダイオードが並列接続されたスイッチング素子を直列に接続して成るレグを少なくとも1つ以上備えていればよい。
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
1 交流電源、2 リアクタ、3,3a ブリッジ回路、4 平滑コンデンサ、5 電源電圧検出部、6 電源電流検出部、7 母線電圧検出部、10 制御部、31 第1のアーム、32,32a 第2のアーム、33~36 ゲート駆動部、41 インバータ、42 モータ、43 インバータ制御部、44 モータ電流検出部、50 負荷、81 圧縮機、82 四方弁、83 室外熱交換器、84 膨張弁、85 室内熱交換器、86 冷媒配管、87 圧縮機構、100,100a 電力変換装置、101 モータ駆動装置、201 プロセッサ、202 メモリ、311,312,321,322 スイッチング素子、311a,312a,321a,322a 寄生ダイオード、331,333,341,343 抵抗、323,324,332,334,342 ダイオード、501 第1の配線、502 第2の配線、503 第3の配線、504 第4の配線、506 第1の接続点、508 第2の接続点、600 半導体基板、601,603 領域、602 酸化絶縁膜、604 チャネル、700 空気調和機。
Claims (7)
- ダイオードが並列接続されたスイッチング素子を直列に接続して成るレグを少なくとも1つ以上備え、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換するブリッジ回路と、
一端が前記交流電源に接続され、他端が前記レグの2つの前記スイッチング素子の接続点に接続されたリアクタと、
を備え、
前記ブリッジ回路の短絡時に流れる短絡電流は、前記交流電源の極性に応じて、前記リアクタから、並列接続された前記ダイオードの順方向とは逆向きに電流を流す前記レグの前記スイッチング素子の順、または、並列接続された前記ダイオードの順方向とは逆向きに電流を流す前記レグの前記スイッチング素子から、前記リアクタの順、に流れる電力変換装置。 - 前記レグが備えるスイッチング素子を第1のスイッチング素子及び第2のスイッチング素子とし、
前記交流電源の極性に応じて、前記短絡電流が前記リアクタの次に前記第2のスイッチング素子に流れる、または、前記短絡電流が前記第1のスイッチング素子の次に前記リアクタに流れる請求項1に記載の電力変換装置。 - 前記ブリッジ回路は、前記レグを駆動する駆動部を備え、
前記駆動部は、前記第1または第2のスイッチング素子のオンオフ時でスイッチング速度を変える速度変更手段を備える請求項2に記載の電力変換装置。 - 前記スイッチング速度の変更をゲート抵抗で行う請求項3に記載の電力変換装置。
- 前記駆動部が前記第1のスイッチング素子をオンさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、前記駆動部が前記第2のスイッチング素子をオンさせるときのゲート抵抗の抵抗値と異なり、
前記駆動部が前記第1のスイッチング素子をオフさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、前記駆動部が前記第2のスイッチング素子をオフさせるときのゲート抵抗の抵抗値と異なる請求項3または4に記載の電力変換装置。 - モータを駆動するモータ駆動装置であって、
請求項1から5の何れか一項に記載の電力変換装置と、
前記電力変換装置から出力される直流電力を交流電力に変換して前記モータへ出力するインバータと、
を備えるモータ駆動装置。 - モータと、
請求項6に記載のモータ駆動装置と、
を備える空気調和機。
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