CN105339806A - 角度分辨的fmcw雷达传感器 - Google Patents

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Abstract

一种角度分辨的FMCW雷达传感器，包括：多个天线元件，所述天线元件以雷达传感器角度分辨的方向布置在不同位置上并且构成至少三个发射阵列和至少一个接收阵列；并且具有控制与分析处理装置，所述控制与分析处理装置设计用于以下运行方式：至少三个发射阵列周期地发射信号，所述信号的频率根据调制斜坡序列调制并且在所发射的信号的雷达回波时分别由至少一个接收阵列的多个天线元件接收并且所定位的对象的角度根据雷达回波之间的振幅关系和/或相位关系来确定，所述振幅关系和/或相位关系相应于发射阵列和接收阵列的不同组合，其中雷达传感器的测量循环包括至少两个周期，其中分别在发射阵列和接收阵列的至少两个组合之间切换，并且发射阵列和接收阵列的所参与的组合对于至少两个周期彼此不同。

Description

角度分辨的FMCW雷达传感器
技术领域
本发明涉及一种尤其用于机动车的角度分辨的FMCW雷达传感器，所述FMCW雷达传感器具有：多个天线元件，所述多个天线元件以雷达传感器角度分辨的方向布置在不同的位置处并且构成至少三个发射阵列以及至少一个接收阵列；并且具有控制与分析处理装置，所述控制与分析处理装置设计用于以下运行方式：在所述运行方式中所述至少三个发射阵列周期地发射信号，所述信号的频率根据调制斜坡的序列来调制，在所述运行方式中所发射的信号的雷达回波分别由至少一个接收阵列的多个天线元件接收并且根据雷达回波之间的、相应于发射阵列和接收阵列的不同组合的振幅关系和/或相位关系来确定所定位的对象的角度。
背景技术
在机动车中，雷达传感器例如用于测量定位在自身车辆的前部区域中的车辆或者其他对象的间距、相对速度和方位角。各个天线元件例如以彼此的间距地布置在水平上，从而所定位的对象的不同方位角引起行进时长方面的差，雷达信号从对象至相应的天线元件经过了所述行进时长。所述行进时长引起在信号的相位方面的相应的差，所述信号由天线元件接收并且在所属的分析处理通道中被分析处理。通过将在不同通道中接收的(复数的)振幅与天线图中的相应的振幅的均衡，则可以确定雷达信号的入射角并且因此确定所定位的对象的方位角。
为了达到高的角度分辨率，天线的孔径应当尽可能大。然而，当相邻的天线元件之间的间距过大时，可能出现在角度测量方面的多义性，因为对于以波长λ的整数倍不同的行进时长差得到所接收的信号之间的相同的相位关系，所述行进时长差。单义的角度测量例如借助ULA(均匀线性阵列)结构实现，其中天线元件以间距λ/2地布置。然而在所述情形中，天线元件的数量并且因此所需要的分析处理通道的数量随着孔径的增大也增大，从而产生相应高的硬件成本。
在MIMO雷达(多输入/多输出)中，通过以下实现更大的角度分辨能力：不仅借助多个接收天线元件运行而且借助多个发射天线元件运行，其中分析处理发射天线元件和接收天线元件的不同组合，例如以时分复用或者可选择地也以频分复用或者码分复用。发射天线元件的变化的位置则引起附加的相位差并且因此引起等同于以下信号的信号：所述信号以一配置借助单个的发射天线元件和附加的(虚拟的)接收天线元件得到。通过这种方式，虚拟地增大孔径并且因此改善角度分辨。
在此，在尽可能高的角度分辨方面有利的是，虚拟天线阵列如此稀疏，使得各个天线元件具有彼此相对大的间距。然而，在所述情况下不再满足单义性条件，从而尤其在雷达回波有噪声时发生多义性并且因此发生“跳跃式的”角度测量，即当在更长的时间段上跟踪雷达目标时，偶然发生所测量的方位角的跳跃性的变化。
在FMCW(频率调制连续波)雷达传感器中，斜坡状地调制连续的雷达信号的发射频率。由接收信号通过与发射信号的混频产生随后被分析处理的基频带信号。
在基频带信号的频谱中，每一个雷达对象以峰的形式示出，所述峰的位置取决于雷达信号的多普勒移位和行进时间，从而由各个频率调制斜坡获得的基频带信号仍不能够实现相对速度和间距的单义确定。更确切地说，所得到的峰的频率以线性的相互关系的形式仅仅确定速度(相对速度)和间距之间的关系。(术语“线性”在此理解为，由此表示的相互关系可以包括线性因数和相加项。)
在FMCW方法中，为了辨识多个雷达对象以及估计其相对速度和间距，需要具有不同斜坡斜率的多个频率调制斜坡。通过均衡不同的在各个频率斜坡中得到的关系，可以计算雷达对象的相对速度V和间距D。所述均衡也称作匹配并且相应于直线在DV空间中的交点的搜索。当仅仅检测出少的雷达对象时，FMCW方法是特别有效的。
也已知以下雷达传感器：所述雷达传感器根据啁啾序列调制的方法运行，其中发射信号由同样的频率调制信号脉冲(啁啾)的序列组成。因此，所述调制模式(Modulationsmuster)不由单个调制斜坡组成，而是由相继的啁啾的完整的组组成。涉及具有脉冲压缩的脉冲多普勒方法，其中首先根据雷达对象的距离实现雷达对象的分离并且随后根据各个信号脉冲的反射之间的相位位置的差来求取雷达对象的地点变化并且因此速度。在典型的调制模式时，各个啁啾的中间频率从啁啾到啁啾均匀地增大或者减小，以便啁啾自身构成斜坡，其称作“缓慢斜坡”，而所述啁啾也称作“快速斜坡”。因此，所述方法也称作“多速度FMCW”(MSFMCW)。
MSFMCW方法能够实现间距和相对速度的更精确测量并且尤其在同时定位多个对象的情形中更稳健。然而，缓慢斜坡自然具有相对大的长度。因此，各个测量之间的时间间距如此大，使得由于对象的自身运动失去信号之间的、对于MIMO原理的应用需要的相位关联。
发明内容
本发明的任务是，创造一种具有改善的测量精确度的MIMO雷达。
所述任务在开始所述类型的雷达传感器中通过以下来解决：雷达传感器的测量循环包括至少两个周期，其中分别在发射阵列和接收阵列的至少两个组合之间进行切换，并且发射阵列和接收阵列的所参与的组合对于所述至少两个周期彼此不同。
发射阵列和接收阵列的三个或更多个不同组合的应用能够实现更大的(虚拟的)孔径和/或阵列的补充，从而改善角度估计的精确度和/或单义性。然而，因为在单个周期内不充分利用所有可能的组合，所以缩短以下时间间距：在所述时间间距中可以分析处理借助不同发射阵列所发射的信号的雷达回波。由此，改善所述信号的相干性并且因此改善测量精确度。
本发明的有利构型和扩展方案在从属权利要求中说明。
在一种有利的实施方式中，在每一个周期内、例如在每一个缓慢的调制斜坡内，在每一个啁啾之后切换所使用的发射阵列。例如，交替地借助两个不同的发射阵列发射，其中借助阵列发射了的每一个啁啾紧接着以相同的频率位置和相同的频偏再次发射，但是现在在借助第一发射阵列再次发射具有略高的频率的下一啁啾之前借助另一发射阵列发射。
“发射阵列”可以由单个天线元件或者由多个天线元件的组合组成。如果所述阵列具有两个相邻的馈以频率相同的信号的天线元件，则由所述两个天线元件发射的雷达波叠加成具有变化的相位的信号。所述信号等同于由位于两个天线元件之间的点所发射的信号。所述点构成两个信号的所谓的相位中心。因为所述相位中心位于真实的天线元件没有位于的地点，所以通过两个或更多个天线元件的共同激励得到附加的(虚拟的)发射天线元件，它们可以与真实的接收天线元件组合并且因此引起虚拟的天线阵列的补充。通过这种方式，所述配置更接近ULA结构，并且降低多义性的可能性。
此外，两个或更多个天线元件的共同连接具有以下优点：达到更高的发射功率并且因此改善雷达传感器的作用距离。
在一种有利的实施方式中，真实的天线元件以不均匀的间距布置，从而天线配置具有尽可能小的对称性，这有助于进一步抑制多义性。此外能够避免，通过不同的发射元件和接收元件的组合得到的虚拟天线位置局部地重叠。
雷达传感器优选构造为单站(monostatisch)的雷达传感器，即每一个天线元件可以用作不仅发射元件而且接收元件。
如果给两个或更多个天线元件馈以频率相同的信号，则相位和振幅不必要必须一致，借助所述相位和振幅给两个或更多个元件输送信号。由此，根据本发明的一种扩展方案得到射束成形的可能性。
在当今通常的FMCW方法中，循环时间、即各个测量循环的持续时间与频率调制的周期持续时间一致。在一个测量循环内，发射确定数量的调制模式(缓慢斜坡)，并且对于所接收的所有调制模式记录并且分析处理所接收的信号。因此，循环时间由对于调制模式的发射所需要的时间和附加的计算时间组成，处理器需要所述计算时间来处理所接收的信号以及来计算间距数据和速度数据。
然而，在安全重要的辅助功能方面重要的是，能够以尽可能高的时间分辨率跟踪交通事件。也就是说，循环时间应当尽可能小。因为调制模式的持续时间由于测量精确度的原因不能被缩短，所以循环时间的缩短可以仅仅通过计算时间的缩短实现。这要求更有效率的并且因此更昂贵的处理器的使用。
根据本发明的一种扩展方案，为了均衡对于当前的测量循环中的调制模式得到的信号与一个或多个对于其他调制模式得到的信号，可以动用来自至少一个更早的测量循环的信号。
在此，本发明利用以下情况：由于所参与的机动车的惯性，速度从测量循环到测量循环仅仅小地变化，从而基本上仅仅是从一个测量循环到下一测量循环经历显著变化的间距。如果替代来自当前的测量循环的数据地使用来自一个或多个直接之前的测量循环的数据，则速度信息因此没有显著变差。如果借助N个不同的调制模式运行，M是为了发射单个调制模式所需要的时间而T是为了分析处理单个调制模式所需要的计算时间，则在传统的方法中循环时间Z通过以下给出：
Z＝N*(M+T)
与此相比，在根据本发明的方法中能够缩短所述循环时间：
Z＝M+T
其方式是，在均衡时动用在最后的(N-1)个测量循环上的结果。
因此，得出循环时间缩短了(N-1)*(M+T)。
循环时间的所述缩短又引起：不同调制模式之间的时间间距是相应小的，由此进一步减小速度数据中的误差。
此外，在本发明的范畴内可能的是，不仅在不同的发射阵列之间切换，而且在不同的接收阵列之间切换。为此，需要仅仅设置附加的天线元件，但是不需要设置附加的分析处理通道。接收阵列的切换则通过以下实现：将发射天线的另一选择与分析处理通道连接。然后，可以通过具有不同发射阵列的组合进一步增大和/或压缩虚拟的MIMO阵列。
附图说明
以下，根据附图进一步阐述本发明的实施例。附图示出：
图1：根据本发明的雷达传感器的框图；
图2：发射信号的频率调制斜坡(啁啾)的序列的示意图；
图3：在单个啁啾的频谱中峰的振幅和相位的示意图；
图4：在多个啁啾的频谱中峰的振幅值的示意图；
图5：来自啁啾的序列的分析处理的、雷达对象的相对速度V和间距D之间的关系的示意图；
图6：用于阐明来自与频率斜坡的两个序列对应的信号的、V和D之间的所求取的不同关系的均衡的示意图；
图7：用于根据本发明的雷达传感器的循环模式的示例；
图8：用于阐明根据图1至6的雷达传感器的功能方式的示图；以及
图9：用于阐明雷达传感器的优点的示图。
具体实施方式
在图1中示出的雷达传感器具有四个天线元件10、12、14、16，它们共同构成一个平面的组合天线18。雷达传感器如此安装在机动车中，使得天线元件10-16并排地位于同一高度上，以便实现雷达传感器在水平方面(在方位角方面)的角度分辨能力。在图1中示意性示出由天线元件在方位角θ下接收的雷达射束。
用于控制天线元件的高频部件20例如通过一个或多个MMIC(单片微波集成电路)构成并且包括开关网络22，各个天线元件能够通过所述开关网络选择性地与本机振荡器24连接，所述本机振荡器产生要发射的雷达信号。由天线元件10-16接收的雷达回波分别借助循环器26脱耦合输出并且输送给混频器28，在那里雷达回波与由振荡器24提供的发射信号混频。通过这种方式，对于天线元件中的每一个得到一个中频信号Zf1、Zf2、Zf3、Zf4，所述中频信号输送给电子的控制与分析处理单元30。
所述控制与分析处理单元30包含控制部件32，所述控制部件控制振荡器24和开关网络22的功能。由振荡器24提供的发射信号的频率周期地以上升的和/或下降的频率斜坡的序列的形式调制。
此外，控制与分析处理装置30包含具有四通道模拟/数字转换器34的分析处理部件，所述四通道模拟/数字转换器将由四个天线元件得到的中频信号Zf1-Zf4数字化并且分别记录在各个频率斜坡的持续时间上。如此得到的时间信号则逐通道地在变换级36中通过快速傅里叶变换转换成相应的频谱。在所述频谱中，所定位的每一个对象以峰的形式呈现，所述峰的频率位置取决于从雷达传感器到对象并且返回到雷达传感器的信号行进时间以及由于多普勒效应取决于对象的相对速度。由对于同一对象得到了的两个峰然而在具有不同斜率、例如上升斜坡和下降斜坡的频率斜坡上的频率位置可以计算相关对象的间距D和相对速度V。
现在，应当首先参照图2至6阐述MSFMCW雷达的功能原理。
在图2中关于时间t地示出发射信号的频率f，以(快速的)频率斜坡(啁啾)的序列的形式，所述频率斜坡分别具有频偏Ffast和持续时间Tfast。各个频率斜坡以时间间距Tr2r(“斜坡到斜坡”)地相继。在图2中示出的示例中Tfast等于Tr2r，从而各个频率斜坡直接相继。
图2示出普遍的示图，其中各个频率斜坡的中间频率在序列期间变化。快速斜坡自身的中间频率尤其描述具有时刻t0时的中间频率f0的线性的频率斜坡。所述频率斜坡以下也称作缓慢斜坡。其在斜坡持续时间Tslow＝(Nslow-1)*Tr2r时具有频偏Fslow，其中Nslow表示快速斜坡的数量。
在缓慢斜坡具有频偏0的情形中，序列的快速斜坡是相同的，即描述相同的频率变化。
在一个测量循环中，使用快速斜坡的两个或更多个不同的序列，其中快速斜坡(啁啾)在相应的序列内分别具有相同的频偏Ffast和相同的斜坡持续时间Tfast以及斜坡之间的相同的时间间距Tr2r。一个测量循环内的所述至少两个序列例如可以通过以下进行区分：快速斜坡的频偏Ffast的数值和/或符号的不同的值、快速斜坡的不同的斜坡持续时间、快速斜坡的不同的斜坡重复时间Tr2r、缓慢斜坡的不同的中心频率f0、快速斜坡的不同的数量Nslow和/或缓慢斜坡的不同的频偏Fslow。
以下，为了简化示图首先对于发射信号的快速斜坡的单个序列阐述测量信号的分析处理。
发射信号的频率例如位于76GHz的范围中。缓慢斜坡的中心频率例如可以为76GHz。
在由混频器28提供的基频带信号中，给序列中的每一个快速斜坡分配一个具有持续时间Tfast的部分信号。在此可以从以下出发：对于在雷达传感器***的检测范围中的雷达对象而言信号行进时间相对于斜坡持续时间Tfast是小的。
在分析处理的第一步骤中，分析处理至少一个部分信号的频谱。相应于快速斜坡的基频带信号的部分信号在多个Nfast等同的时刻被采样、即被数字化并且确定所述部分信号的频谱。所述频谱例如通过计算快速傅里叶变换(FFT)来计算。
图3示意性地关于频率点k地示出所得到的信号的以极坐标的振幅Abb和相位χbb。
对于由单个雷达对象反射的信号，例如在频率点k0处得到具有振幅Abb(k0)的峰，给所述峰分配一个相应的相位χbb(k0)。在此，频率点k0表示雷达对象在所述部分信号的相关频谱中的频率位置。
在发射信号的线性频率调制中，与雷达对象对应的峰的频率位置由两个项构成的和组成，其中第一项与由雷达对象与雷达传感器的间距D和斜坡频偏Ffast的乘积成比例，而第二项与由雷达对象的相对速度V、快速斜坡的中心频率和斜坡持续时间Tfast的乘积成比例。这相应于FMCW公式：
k0＝(2/c)(D0,rFfast+f0,rV0,rTfast)
其中c是光速，D0,r是与第r斜坡的中心时刻的对象间距，其中r＝1,2,…,Nslow，其中f0,r是第r斜坡的中心频率，而V0,r是雷达对象在第r快速斜坡的中心时刻的相对速度。峰的所求取的频率位置因此相应于雷达对象的相对速度V和间距D之间的线性关系。所述关系是关于雷达对象的相对速度和间距的第一信息。所述关系尤其取决于快速斜坡的斜坡频偏Ffast、斜坡持续时间Tfast以及中心频率f0,r。
在雷达对象的相对速度V和加速度不过高时，通过快速斜坡的序列近似地得到峰的同一频率位置，并且k0以下应当表示在序列的所有快速斜坡上雷达对象的所述平均频率点。
在频率位置k0处分配给峰的相位χbb(k0)对于在经过快速斜坡的序列期间雷达对象的间距的变化特别敏感。因此，间距变化了雷达信号的半波长已经得出相位移位了振动的整个周期。
图4以实线示意性示出在经过快速斜坡的序列期间在雷达对象在频谱中的频率位置k0时频谱的实部的相应于谐波振动的时间变化：
Abb*cosχbb(k0)
在此，以实线示出的谐波振动相应于没有雷达对象的加速度的情形。
在约76GHz的雷达信号频率时，波长为约4mm。在86km/h(相应于24m/sec)的相对速度时，相位因此以频率12000Hz变化。在实部的时间变化的频谱中期望相应于所述频率的峰，其中所述时间变化相应于相继的快速斜坡；每一个斜坡相应于时间变化的一个采样值。如果由于相位变化的过低的采样频率、即由于过大的斜坡序列时间Tr2r损坏奈奎斯特香农采样定理，则不能单义地确定相位变化的频率。
图4示意性示出所述下采样(Unterabtastung)。在相应的快速斜坡的中心时刻标记实部的值。不能判断的是，相位变化的真正频率是否通过以实线描绘的曲线或者是否通过虚线描绘的曲线来说明。因此，频率是多义的。
相应于相位变化的谐波振动的频率位置可以通过以下确定：使将对于对象测量的相位χbb(r)说明为斜坡指数r的函数的函数重新经受傅里叶变换。所述频率位置可以通过其频率点I0说明并且近似相加地由与缓慢斜坡的平均间距D并且与斜坡频偏Fslow成比例的项和与缓慢斜坡的平均相对速度V、斜坡持续时间Tslow以及缓慢斜坡的中心频率f0成比例的项组成。这又相应于用于缓慢斜坡的FMCW公式：
I0＝(2/c)(DFslow+VTslowf0)
因此，在普遍的情形中、即在具有缓慢斜坡的斜坡频偏Fslow≠0的情形中，由所求取的相位得出雷达对象的相对速度和间距之间的线性关系，所述线性关系自然在相对速度V和间距D方面是多义的。所述关系是关于雷达对象的相对速度和间距的第二信息。在特定情形Fslow＝0中，然而以下谈及缓慢斜坡；所述缓慢斜坡具有斜率0并且得到仅仅关于速度的第二信息。所述第二信息在相对速度V方面是单义的，除由缓慢斜坡的半波长和采样频率1/Tr2r的乘积的整数倍以外。
图5示例性示出由分析处理用于频率斜坡的序列的测量信号得到的关于相对速度V和间距D的信息。频率调制的参数是：Ffast＝425MHz，Tfast＝0.25ms，每一个快速斜坡在Nfast＝512个采样时刻被采样，缓慢斜坡的频偏Fslow＝0，快速斜坡的时间间距Tr2r＝0.25ms，快速斜坡的数量、即缓慢斜坡的采样时刻的数量Nslow＝16，从而得出缓慢斜坡的持续时间Tslow＝4ms。所检测的雷达对象具有间距d＝40m以及相对速度v＝-20m/s。
由部分信号的频谱的分析处理得出相对于垂直线倾斜的直线，其相应于相对速度V和间距D之间的线性关系。因为缓慢斜坡的斜坡频偏Fslow＝0，所以由在雷达对象的频率位置k0处部分信号的频谱值的傅里叶分析得出相对速度V的多义值，其相应于在图5中的示图中以恒定的彼此间距的水平的虚线描绘的线。所述多义值是关于相对速度的第二信息。通过在考虑所述多义性的情况下第一信息与第二信息的结合得出潜在的值对(V、D)。所述值对在图5中以圆表征，所述圆阐明用于进行均衡的公差范围。在V＝-20m/s时的真实目标通过星来标记。
雷达对象的相对速度和间距的求取的单义性能够通过以下建立：考虑关于相对速度和间距的另一第一信息和/或关于相对速度和可选择的间距的另一第二信息。
图6示意性示出在每一个测量循环中使用两个不同的调制模式的情况下雷达对象的相对速度和间距的单义确定。
第一调制模式的参数是：Ffast＝425MHz,Tfast＝0.10ms,Nfast＝1024,Fslow＝0,Tr2r＝0.10ms,Nslow＝32，从而得出Tslow＝3.2ms。
第二调制模式的参数是：Ffast＝-250MHz,Tfast＝0.115ms,Nfast＝512,Fslow＝0,Tr2r＝0.115ms,Nslow＝32，从而得出Tslow＝3.68ms。
在所述示例中假设：在相对速度V＝-30m/s时在D＝5m至D＝250m的间距范围中存在雷达对象的序列，其中雷达对象分别具有彼此5米的间距。例如可以涉及静止目标，所述自身机动车以速度30m/s朝所述静止目标运动。
V和D之间的线性关系对于两种调制模式不同。第一调制模式提供一组平行的下降的直线，对于每一个对象存在各一个直线。相应地，第二调制模式提供一组上升的直线。此外，由两个调制模式求取的关于雷达对象的速度V的第二信息具有不同的多义宽度(Mehrdeutigkeitsweiten)。
在图6中，直线的交点如在图5中的那样以圆表征。由两个调制模式得到的信号的均衡通过搜索对于相对速度V和间距D的以下值来实现：对于所述值由两个调制模式提供的直线交点最一致。因此，在所示出的示例中，对于所有对象得到相对速度V＝-30m/s。
在相对速度V＝-30m/s时静止的雷达对象的链可以被分辨并且直至间距150m地被探测。
为了使所述方法相对于同时定位具有不同的相对速度的多个对象的情况更稳健，符合目的的是，每个测量循环不仅仅借助两种不同的调制模式运行而是借助至少三种不同的调制模式运行。
为了实现更短的循环时间，然而优选以在图7中示出的循环模式运行。在那里(由于简化的目的对于具有斜率为零的缓慢斜坡)对于两个完整的测量循环P相对于时间t地记录发射信号的频率f。在每一个测量循环P中，根据三种不同的调制模式M1、M2以及M3来调制频率。紧随每一个调制模式的是长度T的计算时间间隔，在所述计算时间间隔内分析处理对于相关的调制模式得到的基频带信号。
此外，在每一个计算时间间隔内实现对于最后三个调制模式已经得到的结果的均衡。在图7中，象征性地对于第二测量循环中的计算时间间隔示出以上所述。所述测量循环包含三个部分循环Z1、Z2和Z3。在部分循环Z1中，对于当前的测量循环中的调制模式M1已经得到的结果(V-D图中的直线的组)借助对于两个之前的部分循环中的调制模式M2和M3(在之前的测量循环P内)已经得到的结果来均衡。因此，通过所述均衡，对于每一个对象得到用于间距和相对速度的单义的值对，所述值对可以在所述部分循环的结束时输出。相应地，在部分循环Z2中，对于所述部分循环中的调制模式M2已经得到的结果借助对于直接之前的调制模式M1和所述之前的调制模式M3的结果来均衡。对于部分循环Z3也进行类似地处理。
通过这种方式，在一个循环时间之后已经得到用于每一个对象的间距和相对速度的已更新的值，所述循环时间仅仅由单个调制模式的持续时间和计算时间T组成。
以下，应当参照图1、7和8阐述MIMO原理和其与上述MSFMCW方法的组合。
如在图1中根据雷达射束示意性示出的那样，天线元件10-16的不同位置引起：由同一天线元件发射了的雷达射束在对象上发生了反射并且随后由不同的天线元件接收，经过不同的行进长并且因此具有相位差，所述相位差取决于对象的方位角θ。所属的中频信号Zf1-Zf4也具有相应的相位差。所接收的信号的振幅(数值)从天线元件到天线元件不同，同样取决于方位角θ。对于每一个天线元件，所接收的信号的复数振幅、即绝对数值和相位与方位角θ的相关性可以以天线图的形式存储在控制与分析处理单元30中。对于所定位的每一个对象(频谱中的每一个峰)，角度估计器38将在四个接收通道中得到的复数振幅与所述天线图进行比较，以便如此估计对象的方位角θ。作为用于方位角的可能的值在此假设以下值：在所述值中所测量的振幅最好地与在天线图中读取的值相关联。
然而，在在此所描述的MIMO雷达中，所述四个通道中的复数振幅也取决于所述四个天线元件10、12、14、16中的哪个被用作发射元件。例如开关网络22能够实现，第一频率斜坡或者频率斜坡的序列借助天线元件10发射(发射阵列仅仅由一个唯一的天线元件10组成)，然后切换到天线元件12并且随后相继地切换到天线元件14和16，之后开始新的循环。通过这种方式，得到4×4＝16个不同情况，它们可以通过以下信号模型来描述。
对于作为接收阵列的、具有天线元件10、12、14、16的平面的线性天线阵列，控制向量arμ(θ)(在理想地假设各向同性的天线元件的情况下)具有以下分量：
arμ(θ)＝exp(2πi·(drμ/λ)·sin(θ)),μ＝1,…,4
所述控制向量确定由四个天线元件接收的信号的复数振幅之间的相位关系。在此，指数μ表示天线元件，而参量drμ说明天线元件在水平上的相对于任意选择的原点的位置。
相应地，用于接收阵列的控制向量atv(θ)具有以下分量：
atv(θ)＝exp(2πi·(dtv/λ)·sin(θ)),v＝1,…,4
在图1中示出的具有四个天线元件的单站阵列的示例中，可以将天线元件10的地点作为坐标原点，从而适用：
dr1＝dt1＝0；
dr2＝dt2＝d2；
dr3＝dt3＝d3；并且
dr4＝dt4＝d4。
对于角度估计，现在根据MIMO原理构成虚拟的阵列向量，其方式是，由atv(θ)和arμ(θ)构成克罗内克积：
a(θ)＝(at1(θ)·ar1(θ),at1(θ)·ar2(θ),at1(θ)·ar3(θ),at1(θ)·ar4(θ),
at2(θ)·ar1(θ),at2(θ)·ar2(θ),at2(θ)·ar3(θ),at2(θ)·ar4(θ),
at3(θ)·ar1(θ),at3(θ)·ar2(θ),at3(θ)·ar3(θ),at3(θ)·ar4(θ),
at4(θ)·ar1(θ),at4(θ)·ar2(θ),at4(θ)·ar3(θ),at4(θ)·ar4(θ))
乘积向量具有十六个分量，相应于虚拟的天线元件的十六个位置。向量的分量具有以下形式：
atv(θ)·arμ(θ)＝exp(2πi·((dtv+drμ)/λ)·sin(θ))；v＝1,…,4；μ＝1,…,4
因此，虚拟的天线位置相应于可以由参量d1-d4构成的和。因此，虚拟阵列在水平上在基本上更大的跨度上延伸，即所述虚拟阵列具有更大的孔径并且因此引起更大的角度分辨率，因为在方位角θ方面的小的变化已经引起更大的相位差。
然而，如果为了得到尽可能大的孔径显著大于λ/2地选择值d1-d4，则由于阵列向量的分量中的因数sin(θ)的周期性可以在天线图对于所有虚拟的天线元件具有相似的复数振幅的各个情形中出现方位角，从而能够不单义地确定对象的真实的方位角。
因此，优选地通过附加的虚拟元件补充虚拟阵列。出于所述目的，在确定的运行阶段如此控制开关网络22，使得两个开关同时闭合，即给两个所属的天线元件10、12、14、16同时馈以相同的信号。所发射的信号则叠加成一个信号，所述信号的波模式大约具有好像从相关的天线元件之间的中间处的一个点出发的形状。
如果例如共同馈给天线元件10和12，则在用于发射阵列的控制向量中得到附加的分量exp(2πi(d2/2λ)·sin(θ))，相应于在位置d2/2处的附加的天线元件。在虚拟阵列的向量中得到四个附加的分量，相应于在位置d2/2、d2/2+d2、d2/2+d3和d2/2+d4处的虚拟元件。对于对象的真实的方位角，属于所述虚拟元件的天线图也必须提供中频信号Zf1-Zf4的对于对象的峰测量的复数振幅。通过这种方式，附加的元件有利于避免可能的多义性。
在实践中，不必须将天线元件10-16的所有可能的组合用作发射阵列，而是更确切地说涉及有意义的选择。可能的运行方式的示例在图8中的示图中示出。
在示图的上部分中，由天线元件10-16发射的信号的频率f1-f4被记录为时间t的函数。在第一周期1中，仅仅激活天线元件10和16，并且所述天线元件发射由具有啁啾44、46的上升的缓慢的频率斜坡40、42组成的信号(频率f1和f4)。在此，啁啾44和46彼此交替，而在时间上彼此不重叠。因此，避免所发射的信号的重叠。借助发射元件16发射的第一啁啾46具有与借助天线元件10发射的第一啁啾44相同的频率位置和相同的频偏。因此，两个啁啾是相同的复制或者重复。同样也适用于啁啾44、46每一个随后的对。在所述示例中，啁啾44、46的序列由振荡器24产生，所述振荡器通过开关网络22交替地与天线元件10和16连接。
在第二周期2中，重复频率斜坡40、42。然而现在，开关网络22在啁啾44期间将所述振荡器与两个天线元件10和12连接，而在啁啾46期间将所述振荡器与两个天线元件14和16连接，以便发射阵列分别由相邻天线元件对组成。
在随后的周期3和4中，根据相同的模式发射具有啁啾52、54的下降的缓慢的频率斜坡48、50。借此结束一个完整的测量循环，所述测量循环在所述简化的示例中包含仅仅两个调制模式(上升的和下降的缓慢斜坡)。
在示图的下部分中，对于每一个周期象征性地示出发射天线元件的位置d(粗体印刷的角)以及相应的虚拟天线元件的位置(较细的角)。在第一周期中，对于啁啾44，虚拟位置与实际位置一致。对于啁啾46位置错开d4，因为借助相对于天线元件10错开所述距离的天线元件16发射。
在随后的周期2中，发射阵列对于啁啾44具有与具有在位置d2/2处的一个唯一天线元件的阵列相同的效果，而发射阵列对于啁啾46具有与具有在位置(d3+d4)/2处的一个唯一天线元件的阵列相同的效果。通过相同的方式，在周期3和4中也得到虚拟位置。
在图8中的示图的下部分中的最外侧的右列中，共同示出天线元件的通过这种方式得到的全部虚拟位置。识别到，虚拟阵列大程度地借助附加的虚拟元件来补充，以便不仅得到高的角度分辨能力(相应于大的孔径)，而且得到大程度的单义性(根据阵列内的虚拟元件的密度)。
如果天线元件10-16以均匀的间距布置，则虚拟天线元件中的一些的位置会重合。然而，这在所示出的实施方式中通过以下避免：天线元件之间的间距不相等：d4-d3>d3-d2>d2。在实践中，以下值已经证明为适合(以波长的单位λ)：
d1＝0
d2＝1.2
d3＝5.5
d4＝10.2
对于虚拟阵列中的每一个可以创建一个天线图，所述天线图根据雷达回波的所假设的入射角θ描述在四个分析处理通道中接收的信号的振幅关系和/或相位关系。一般而言，所定位的对象的方位角、即实际的入射角α相应于所假设的入射角θ，对此得到在分析处理通道中实际测量的振幅关系和/或相位关系和天线图中的相应值之间的最好的一致性。为了分析处理，可以计算DML函数(确定最大似然)，所述DML函数将实际测量的值和天线图中的值之间的相关性描述为入射角θ的函数。DML函数的函数值在0(没有相关性)和1(完全一致)之间变化。在四个分析处理通道(在所述示例中)中测量的振幅和/或相位(复数振幅)可以理解为四分量向量。相应地，天线图中的值也对于每一个入射角θ构成四分量向量。然后可以计算DML函数，其方式是，将所述两个向量分别标准化到1并且随后构成标量积或者标量积的数值或者数值平方。DML函数的最大值则提供用于对象的方位角的最好的估计值。
为了确定所述估计值，角度估计器38对于啁啾44、52中的每一个并且对于每一个在其中所发现的峰(即对于所定位的每一个对象)构成四分量振幅向量并且根据用于在周期1和3中使用的虚拟阵列的天线图来计算DML函数。相应地，对于啁啾46和54，根据用于在周期2和4中使用的虚拟阵列的天线图来计算DML函数。
在图9(a)和(b)中示出所述两个DML函数的示例，分别在雷达辐射在前方入射(实际入射角α＝0°)并且所接收的信号未受干扰的假设下。上示图(a)示出用于周期2和4的DML函数，而示图(b)示出用于周期1和3的DML函数。如期望的那样，所述函数在θ＝9时具有主最大值。然而，在其他角度时也出现旁最大值(Nebenmaxima)。
图9中的示图(c)示出DML函数，所述DML函数相应于示图(a)和(b)的组合(加权和)。在所述示例中，两倍地加权示图(a)，因为在所属的开关状态中分别借助两个天线元件(10和12或者14和16)同时发射。然而，也可以设想其他类型的加权以及其他形式的组合(例如均值)。
识别到，在所述和中在θ＝0时仅仅还存在尖锐地构型的最大值，而如此程度地抑制其余最大值，使得所述其余最大值在考虑噪声的情况下也不达到值1。
对于实际入射角α的其他值，得到另外的(非对称的)DML函数，其中最大值位于其他位置处。每一个函数在位置θ＝α处具有主最大值。

Claims (7)

1.一种角度分辨的FMCW雷达传感器，所述FMCW雷达传感器具有多个天线元件(10，12，14，16)，所述多个天线元件以雷达传感器角度分辨的方向布置在不同的位置处并且构成至少三个发射阵列以及至少一个接收阵列；并且所述FMCW雷达传感器具有控制与分析处理装置(30)，所述控制与分析处理装置设计用于以下运行方式：在所述运行方式中所述至少三个发射阵列周期地发射信号，所述信号的频率根据调制斜坡的序列(44，46；52，54)调制并且在所发射的信号的雷达回波时分别由所述至少一个接收阵列的多个天线元件接收并且所定位的对象的角度(9)根据雷达回波之间的振幅关系和/或相位关系来确定，所述振幅关系和/或相位关系相应于发射阵列和接收阵列的不同组合，其特征在于，所述雷达传感器的测量循环(P)包括至少两个周期(1，2，3，4)，在所述至少两个周期中分别在发射阵列和接收阵列的至少两个组合之间进行切换，并且发射阵列和接收阵列的所参与的组合对于所述至少两个周期彼此不同。
2.根据权利要求1所述的雷达传感器，其中，每一个周期(1，2，3，4)包含调制斜坡的序列(44，46；52，54)，并且在每一个单个调制斜坡之后切换到另一发射阵列。
3.根据权利要求1或2所述的雷达传感器，其中，在单个周期(1，2，3，4)内交替地在两个发射阵列之间进行切换。
4.根据以上权利要求中任一项所述的雷达传感器，其中，用于在至少一个周期(1，3)中发射的发射阵列中的至少一个由单个天线元件(10；16)组成，而用于在至少一个周期(2，4)中发射的至少一个另外的发射阵列由至少两个天线元件(10，12；14，16)组成，所述至少两个天线元件同时以频率相同的信号馈给。
5.根据以上权利要求中任一项所述的雷达传感器，其中，所述天线元件(10，12，14，16)中的每一个能够可选择地作为接收阵列的一部分以及发射阵列的一部分运行。
6.根据以上权利要求中任一项所述的雷达传感器，其中，能够作为发射阵列的一部分运行的天线元件(10，12，14，16)从相邻到相邻地具有不同的间距。
7.根据以上权利要求中任一项所述的雷达传感器，其中，为了确定所定位的对象的间距(D)分析处理在所接收的雷达回波的相位位置方面的差，所述雷达回波属于不同的调制模式(M1，M2，M3)，其中，为了辨识同时定位的多个对象的雷达回波相互均衡对于多个相继的调制模式得到的结果，其中，所述调制模式中的至少一个分别来自之前的测量循环(P)。
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