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Die Erfindung betrifft ein MIMO-Radarsystem, insbesondere für Kraftfahrzeuge.
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Stand der Technik
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Radarsysteme werden in Kraftfahrzeugen in zunehmendem Umfang zur Erfassung des Verkehrsumfelds eingesetzt und liefern Informationen über Abstände, Relativgeschwindigkeiten und Richtungswinkel georteter Objekte, wie Fahrzeugen oder Hindernisse, an eine oder mehrere Sicherheits- oder Komfortfunktionen, die dem Fahrer bei der Führung des Kraftfahrzeugs entlasten oder den menschlichen Fahrer ganz oder teilweise ersetzen. Dabei finden zunehmend MIMO-(multiple input - multiple output)-Systeme Verwendung, bei denen mehrere Sende- und Empfangsantennen eingesetzt werden, um eine hohe Winkelauflösung zu erreichen.
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WO 2018/076005 A1 erwähnt verschiedene Arten von MIMO-Radarsystemen: Sender und/oder Empfänger können an unterschiedlichen Positionen angeordnet werden. Durch Verwendung von Codes, die orthogonal zueinander sind, können virtuelle Kanäle erzeugt werden. Zur Kanaltrennung kann ein Zeit-Multiplex-Verfahren, TDMA (Time Division Multiple Access), oder ein Frequenz-Multiplex-Verfahren, FDMA (Frequency Division Multiple Access) verwendet werden.
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Aus
DE 10 2014 212 284 A1 ist ein MIMO-Radarmessverfahren bekannt, bei dem ein gesendetes Signal rampenförmig frequenzmoduliert wird mit einem Modulationsmuster, bei dem Sequenzen von Rampen unterschiedlichen Sende-Schaltzuständen, die sich in der Auswahl der zum Senden verwendeten Antennenelemente unterscheiden, zugeordnet sind und zeitlich ineinander verschachtelt sind. Einem Sende-Schaltzustand sind wiederum mehrere Sequenzen zugeordnet, die zeitlich ineinander verschachtelt sind. Anhand einer Peakposition in einem zweidimensionalen Spektrum eines für eine Sequenz erhaltenen Signals werden Werte für eine Relativgeschwindigkeit eines Radarziels bestimmt, die mit einer vorbestimmten Geschwindigkeitsperiode periodisch sind. Phasenbeziehungen von Spektralwerten in den Spektren für die Sequenzen eines Sende-Schaltzustands werden mit für jeweilige periodische Werte der Relativgeschwindigkeit erwarteten Phasenbeziehungen verglichen, und anhand des Vergleichsergebnisses wird ein Schätzwert für die Relativgeschwindigkeit ausgewählt.
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US 2017/0160380 A1 beschreibt ein MIMO-Radarsystem, bei dem mehrere Sendeantennen gleichzeitig senden. Mittels Pseudozufallsphasenmodulation (PRPM, Pseudo-Random Phase Modulation) wird die Phase eines zu einer jeweiligen Sendeantenne geleiteten Signals zufällig variiert, um einen Grad der Orthogonalität zwischen den gleichzeitig abgestrahlten und empfangenen Signalen zu erhalten.
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Digitale Modulationsverfahren mit mehreren Trägerfrequenzen sind als OFDM-(orthogonal frequency division multiplex)-Verfahren bekannt. Ein Einsatz von OFDM-Verfahren für Radarsysteme wird zunehmend untersucht. Bei einem OFDM-Verfahren wird das Frequenzband in mehrere orthogonale Unterbänder oder sub-carriers aufgeteilt (FDM, frequency division multiplexing), und es werden OFDM-Symbole sequentiell nacheinander gesendet. Das gesendete Signal eines OFDM-Symbols ist zusammengesetzt aus gemäß einem Modulationsschema des Symbols modulierten, zueinander orthogonalen Unterträger-Signalen (sub-carrier signals), die gleichzeitig innerhalb der OFDM-Symbol-Periode gesendet werden.
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Von der Anmelderin wurde bereits ein MIMO-Radarsystem vorgeschlagen, bei dem die Wiederholrate der Multiplex-Sequenzen unterhalb der Nyquist-Grenze für eindeutige Dopplermessung liegt, so dass die Ergebnisse der Relativgeschwindigkeitsmessungen zwar hoch aufgelöst aber mehrdeutig sind. Zur Auflösung dieser Mehrdeutigkeit wird bei dem vorgeschlagenen Verfahren der Umstand ausgenutzt, dass die Demultiplex-Verfahren, mit denen aus den empfangenen Signalen wieder Signale rekonstruiert werden, die sich eindeutig den einzelnen Sendeantennen des Sendearrays zuordnen lassen, nur dann Resultate von hoher Güte liefern, wenn der durch den Dopplereffekt verursachte Phasenversatz angemessen korrigiert wird. Dazu muss jedoch die Relativgeschwindigkeit des betreffenden Objekts bekannt sein. Die Auflösung der Mehrdeutigkeit erfolgt dadurch, dass man die verschiedenen Mehrdeutigkeitshypothesen testet und dann diejenige Hypothese auswählt, die beim Demultiplexing das Signal mit dem höchsten Gütemaß liefert.
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Offenbarung der Erfindung
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Aufgabe der Erfindung ist es, ein MIMO-Radarsystem mit einem einfach aufgebauten Antennenarray zu schaffen, bei dem Relativgeschwindigkeiten und Ortungswinkel von Radarobjekten in kurzer Messzeit und mit hoher Genauigkeit und großem Eindeutigkeitsbereich bestimmt werden können.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch ein MIMO-Radarsystem mit:
- - einem Sendearray, das mehrere in einer Winkelauflösungsrichtung in Abstand zueinander angeordnete Sendeantennen aufweist,
- - einem Empfangsarray, das mehrere in der Winkelauflösungsrichtung in Abstand zueinander angeordnete Empfangsantennen aufweist,
- - wobei die Antennenabstände in einem der Sende- und Empfangsarrays oberhalb der Nyquist-Grenze für eindeutige Winkelmessungen liegen (Raumfrequenz unterhalb der Nyquist-Grenze), jedoch die Antennenabstände in der Kombination der der Sende- und Empfangsarrays unterhalb dieser Nyquist-Grenze liegen (Raumfrequenz oberhalb der Nyquist-Grenze), und mit
- - einer Steuer- und Auswerteeinrichtung, die dazu ausgebildet ist:
- - in jedem von mehreren wiederholt ausgeführten Messzyklen eine Folge von Sendesignalen, die in mehrere Messblöcke unterteilt ist, über das Sendearray zu senden, wobei innerhalb jedes Messblockes ein einheitliches Multiplexschema angewandt wird und die Multiplexschemata von Messblock zu Messblock variieren,
- - an den in jedem Messblock empfangenen Signalen eine Dopplerschätzung und eine Winkelschätzung auf der Basis des Empfangsarrays vorzunehmen,
- - auf der Basis der Dopplerschätzungen eine Doppler-Korrektur der Empfangssignale vorzunehmen,
- - die dopplerkorrigierten Empfangssignale zu demultiplexen und
- - die Doppler- und Winkelschätzungen auf der Basis der in den verschiedenen Messblöcken des Messzyklus empfangenen Signale unter Berücksichtigung der Phasen der von verschiedenen Sendeantennen gesendeten Signale zu verfeinern.
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Durch die Erfindung wird das früher vorgeschlagene Verfahren dahingehend modifiziert, dass eine Unterabtastung, also eine Abtastung unterhalb der Nyquist-Grenze, nicht bei der Dopplermessung, sondern bei der Winkelmessung erfolgt. Dazu wird entweder die Apertur des Sendearrays oder die Apertur des Empfangsarrays so gewählt, dass man eine hohe Winkeltrennfähigkeit erreicht, dafür aber mehrdeutige Ergebnisse erhält. Die Apertur des jeweiligen anderen Arrays wird dagegen so gewählt, dass in dem virtuellen Array, das die verschiedenen Kombinationen von Sende- und Empfangsantennen repräsentiert, die Lücken zwischen den einzelnen Antennen so weit aufgefüllt sind, dass man ein eindeutiges und dennoch hochaufgelöstes Ergebnis erhält.
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Die Winkelschätzung auf der Basis des virtuellen Arrays macht es allerdings erforderlich, die Empfangssignale zu demultiplexen, d.h., Signale zu rekonstruieren, die sich den einzelnen Sendeantennen eindeutig zuordnen lassen, wozu eine Korrektur des durch den Dopplereffekt bedingten Phasenfortschritts erforderlich ist.
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Eine Besonderheit des hier vorgeschlagenen Systems besteht darin, dass die Periodendauer, mit der sich die Multiplexschemata wiederholen, auf die gesamte Dauer des Messzyklus gestreckt ist und somit eine Vielzahl von Messblöcken umfasst. Für die Zwecke einer hochaufgelösten und eindeutigen Dopplermessung kann man die in den verschiedenen Messblöcken erhaltenen Signale kombinieren, so dass für eine gegebene Gesamtdauer des Messzyklus die für eine genaue Dopplermessung zur Verfügung stehende Messzeit maximiert wird. Dementsprechend können die Relativgeschwindigkeiten der georteten Objekte, mit höherer Genauigkeit bestimmt werden. Da diese Werte die Grundlage für die Dopplerkorrektur bilden, wird bei der Rekonstruktion der von den einzelnen Sendeantennen gesendeten Signale (Demultiplexing) eine höhere Signalqualität erreicht, wodurch insgesamt bei gegebener Komplexität des Antennenarrays und gegebenem Rechenaufwand bei der Signalauswertung die Genauigkeit der Messergebnisse verbessert wird.
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Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
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In Anbetracht der verlängerten des Multiplex-Zyklus ist es zweckmäßig, bei der Signalauswertung Migrationseffekte zu korrigieren, die daraus resultieren, dass sich die Abstände der georteten Objekte während der verlängerten Messdauer verändern. Zu dem Zweck können in dem mehrdimensionalen Detektionsraum die Koordinaten, die die Relativgeschwindigkeit und den Abstand repräsentieren, für die in den verschiedenen Messblöcken erhaltenen Signale so transformiert werden, dass die Signalpeaks, die die Schätzwerte für die Abstände und Relativgeschwindigkeiten der georteten Objekte repräsentieren, in allen Messblöcken an den gleichen Positionen auftreten. Dadurch werden die Migrationseffekte kompensiert, so dass sie sich nicht schädlich auswirken, wenn die in den verschiedenen Messblöcken erhaltenen Signale gemeinsam ausgewertet werden.
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In einer Ausführungsform ist das Radarsystem ein FMCW- oder Chirp-Sequence Radar, bei dem die Frequenz der gesendeten Signale entsprechend einer Folge von steilen Frequenzrampen, sogenannten Chirps, moduliert wird, deren Steigung so groß ist, dass der Dopplereffekt auf der Rampe vernachlässigbar ist und somit eine reine Laufzeitmessung, d. h., eine Abstandsmessung durchgeführt wird. Die Messung der Relativgeschwindigkeit erfolgt dann durch Auswertung des durch den Dopplereffekt bedingten Phasenversatzes von Rampe zu Rampe.
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Einsprechend dem MIMO-Prinzip werden geeignete Multiplex- und Demultiplex-Verfahren benötigt, mit denen sich die von den verschiedenen Sendeantennen gesendeten Signale voneinander trennen lassen. Insbesondere kommen hier Codemultiplex- und Zeitmultiplex-Verfahren in Frage.
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Bei einem Codemultiplex-Verfahren sind die Signale, die gleichzeitig von den Sendeantennen gesendet werden, mit orthogonalen oder quasi-orthogonalen Codes codiert, die in einer Codematrix festgelegt sind. Die Aufteilung der Codes auf die verschiedenen Sendeantennen bleibt innerhalb jedes Messblockes unverändert, unterscheidet sich jedoch von Messblock zu Messblock.
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Wenn ein kompletter Messzyklus beispielweise nM Messblöcke enthält, die jeweils eine andere Aufteilung der Codes auf die Sendeantennen vorgeben, so bilden die Phasen der in den verschiedenen Messblöcken empfangenen Signale einen Vektor mit nM Komponenten. Im Fall einer quadratischen Codematrix ist nM gleich der Anzahl der gleichzeitig sendenden Antennen des Sendearrays. Das empfangene Signal lässt sich dann decodieren, indem der Vektor mit dem Inversen der Codematrix multipliziert wird. Voraussetzung ist allerdings, dass die Orthogonalität der codierten Signale bei der Reflexion am Radarziel erhalten bleibt oder zumindest wiederhergestellt werden kann. Wenn die Relativgeschwindigkeit des Radarziels von null verschieden ist, führt der Dopplereffekt zu einer gewissen Störung der Orthogonalität, mit der Folge, dass das dekodierte Signal für eine gegebene Sendeantenne jeweils auch einen Signalanteil enthält, der von anderen Sendeantennen stammt.
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Um Messergebnisse mit einem hohen Gütemaß zu erhalten, müssen deshalb die empfangenen Signale entsprechend dem Dopplereffekt korrigiert werden.
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In einer anderen Ausführungsform kann anstelle eines Codemulitplex-Verfahrens ein Zeitmultiplex-Verfahren verwendet werden. In dem Fall ist in jedem Messblock nur eine einzige Sendeantenne des Sendearrays aktiv, und es wird nach einem festen Schema messblockweise zwischen den verschiedenen Sendeantennen umgeschaltet. Die Reihenfolge, in der die einzelnen Antennen aktiviert werden, ist dabei im allgemeinen nicht identisch mit der Reihenfolge, in der die Antennen räumlich im Sendearray angeordnet sind. Eine Relativbewegung des Radarziels führt deshalb aufgrund des Zeitversatzes, mit dem die Signale gesendet wurden, zu charakteristischen Phasenverschiebungen zwischen den von verschiedenen Sendeantennen erhaltenen Signalen, und diese Phasenverschiebungen sind unterscheidbar von Phasenverschiebungen, die sich durch winkelabhängige Laufzeitunterschiede bei Signalabstrahlung unter einem bestimmten Winkel relativ zur normalen des Sendearrays ergeben. Auch in diesem Fall lassen sich die durch die Relativbewegung verursachten Phasenfehler aufgrund der hochaufgelösten Dopplermessungen korrigieren.
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Es sind auch Ausführungsformen der Erfindung denkbar, bei denen mit einer Kombination aus Codemultiplex und Zeitmultiplex gearbeitet wird.
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Ebenso sind auch Ausführungsformen denkbar, bei denen die Codematrix nicht quadratisch ist. Wenn die Anzahl der Spalten der Codematrix (Code-Instanzen) kleiner ist als die Anzahl der Sendeantennen, so erhält man bei der Dekodierung ein unterbestimmtes Gleichungssystem, das jedoch mit Hilfe plausibler Zusatzannahmen (beispielsweise bezüglich der Anzahl der gleichzeitig georteten Radarziele) lösbar ist. Umgekehrt kann ein überbestimmtes Gleichungssystem erreicht werden, wenn mehr Code-Instanzen als Sendeantennen vorhanden sind. In dem Fall wird eine größere Robustheit der Mehrdeutigkeitsauflösung, z. B. gegenüber Signalrauschen oder anderen Störeinflüssen erreicht.
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In einer Ausführungsform hat das Empfangsarray eine große, nicht vollständig aufgefüllte Apertur, so dass die Winkelschätzung auf der Basis des Empfangsarrays hoch aufgelöst aber mehrdeutig ist, während das Sendearray eine vollständig aufgefüllte aber kleinere Apertur hat und somit eindeutige Winkelmessungen mit geringerer Auflösung ermöglicht. In einer anderen Ausführungsform kann jedoch auch das Sendearray die große Apertur und das Empfangsarray die kleinere Apertur haben.
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Im folgenden werden Ausführungsbeispiele anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
- 1 eine schematische Darstellung des analogen Teils eines MIMO-Radarsystems mit unabhängiger Abstands- und Geschwindigkeitsbestimmung;
- 2 Diagramme der Frequenz von FMCW-Sendesignalen und eines Modulationsschemas der Sendesignale;
- 3 ein Diagramm eines Antennenarrrays des Radarsystems;
- 4 ein Diagramm eines Ortungswinkelbereiches des Radarsystems;
- 5 ein Blockdiagramm einer digitalen Signalauswertungseinrichtung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung; und
- 6 und 7 Blockdiagramme von digitalen Signalauswertungseinrichtung gemäß anderen Ausführungsformen der Erfindung.
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Anhand der 1 bis 4 wird ein Ausführungsbeispiel eines Fast-Chirp-MIMO-Radarsystems als Beispiel eines FMCW-MIMO-Radarsystems erläutert, bei dem eine Codierung von Sendesignalen mittels Phasenmodulation erfolgt. 1 zeigt schematisch und vereinfacht den Aufbau des analogen Teils des Radarsystems.
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Eine Frequenzmodulationseinrichtung 10 steuert einen HF-Oszillator 12, der Folgen von identischen Signalen in Form von Frequenzrampen für mehrere Sendeantennen 14 erzeugt. In jedem der mehreren Sendekanäle moduliert ein jeweiliger Phasenmodulator 16, der einem Verstärker 18 vorgeschaltet ist, die Phasen der Signale gemäß einem jeweiligen Code 20, der von einem Codegenerator 22 erzeugt wird. Das phasenmodulierte Signal wird über eine der Sendeantennen 14 abgestrahlt. Das gesendete und an einem Objekt 24 reflektierte Signal wird von mehreren Empfangsantennen 26 empfangen und in jedem Empfangskanal durch einen Mischer 28 mit einem Anteil des nicht phasenmodulierten Signals des HF-Oszillators 12 gemischt und in einen niederfrequenten Bereich gebracht. Es erfolgt dann in üblicher Weise eine A/D-Wandlung durch einen A/D-Wandler 30.
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In 2 ist schematisch der Frequenzverlauf der während eines Messzyklus gesendeten Signale gezeigt. Der Messzyklus ist in eine Anzahl von Messblöcken 32 unterteilt. Es wird ein „fast chirp“-Frequenzmodulationsschema mit einer Folge von relativ „schnellen“ Frequenzrampen 34 verwendet, so dass die Auswertung von Abstand und Geschwindigkeit im wesentlichen unabhängig voneinander erfolgen kann, beispielsweise mittels zweidimensionaler FourierTransformation. Insbesondere kann die Dopplerverschiebung innerhalb einer Rampe vernachlässigt werden. Jede Frequenzrampe 34 hat die Dauer TR.
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Gemäß 2 sind die Codes 20 für die einzelnen Sendeantennen 14 in einer Codematrix M festgelegt. Die Codematrix ordnet jedem Signal für eine einzelne Sendeantenne einen Codewert A, B, C, ... des betreffenden Codes 20 zu. Der einzelne Codewert definiert eine Phase, mit welcher der Phasenmodulator 18 das Signal moduliert. Jede Spalte der Codematrix, auch als Code-Instanz I bezeichnet, definiert ein Codemultiplex-Schema, das jeder der Sendeantennen einen bestimmten Codewert zuweist und damit eine bestimmte Phasenmodulation festlegt. Die Anzahl der Code-Instanzen entspricht der Anzahl der Sendeantennen, die gleichzeitig senden.
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Innerhalb jedes Messblocks 32 bleibt die Code-Instanz - und damit das Multiplexschema - unverändert, und jeweils beim Übergang zum nächsten Messblock wird auf die nächste Code-Instanz umgeschaltet. Die Anzahl der Code-Instanzen ist gleich der Anzahl der Messblöcke 32 innerhalb eines Messzyklus.
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In der Folge der Messblöcke 32 durchläuft das Multiplexschema sämtliche Code-Instanzen I = 1, ..., m der Codematrix M. In dem in 2 gezeigten Beispiel folgen die Messblöcke 32 lückenlos aufeinander und haben eine einheitliche Blockdauer TM entsprechend einer Taktrate 1/TM. Ein Index C# = 1 ... m in 2 zählt die Messblöcke, während ein Index TX = 1 .. n (n = m) die Sendeantennen nummeriert. Die Codes 20 der Codematrix sind orthogonal (vorzugsweise perfekt orthogonal oder alternativ quasi-orthogonal, d.h. kleine Kreuz-Korrelationen zwischen den Codes) zueinander. Somit werden die Signale der einzelnen Sendeantennen durch die Codes codiert; die gesendeten Signale sind orthogonal zueinander, um im Empfangskanal eine Signaltrennung zu ermöglichen.
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In anderen Ausführungsformen können die Messblöcke auch durch gleich oder unterschiedlich lange Pausen voneinander getrennt sein.
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Wie 3 zeigt, bilden die Sendeantennen 14 ein Sendearray 36, und die Empfangsantennen 26 bilden ein Empfangsarray 38. Im gezeigten Beispiel sind beide Arrays zweidimensional, so dass MIMO-Winkelmessungen sowohl im Azimut als auch in Elevation möglich sind.
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Im Empfangsarray 38 sind die Empfangsantennen 26 in einer Winkelauflösungsrichtung y, z. B. in Richtung des Azimuts, in gleichmäßigen Abständen angeordnet. Die Abstände zwischen den einzelnen Empfangsantennen sind dabei so groß, dass schon mit wenigen Antennen eine große Apertur und eine entsprechend hohe Winkelauflösung erreicht wird. Die Abstände von Antenne zu Antenne sind dabei jedoch größer als die halbe Wellenlänge der Radarstrahlung, so dass das Nyquist-Eindeutigkeitskriterium nicht erfüllt ist.
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In 4 ist ein Gesichtsfeld des Radarsensors gezeigt, das Winkel von -θ bis +θ einschließt, bezogen auf die Achse x, die senkrecht auf der Ebene des Empfangsarrays 38 steht. Die Winkelmessergebnisse sind nur dann eindeutig, wenn der Ortungswinkel innerhalb eines deutlich kleineren Intervalls von -θa bis +θa liegt. Wenn größere Ortungswinkel nicht ausgeschlossen werden können, so gibt es mehrere Winkel, für die man die gleichen Phasenbeziehungen zwischen den Signalen an den Empfangsantennen erhält, so dass die Messung nicht mehr eindeutig ist.
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In dem in 3 gezeigten Beispiel sind die Empfangsantennen 26 auch in Elevation (in der Winkelauflösungsrichtung z) in gleichmäßigen Abständen angeordnet, und auch in dieser Richtung sind die Antennenabstände so groß, dass eine nicht-eindeutige Unterabtastung erfolgt.
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Die Sendeantennen 14 des Sendearrays 36 sind im Azimut in ungleichmäßigen Abständen angeordnet, doch sind die Abstände so gewählt, dass eine eindeutige Winkelmessung möglich ist. Dafür ist allerdings die Apertur deutlich kleiner als bei dem Empfangsarray 38, so dass die Winkelauflösung geringer ist. Auch in Elevation ist das Sendearray 36 für eindeutige Winkelmessungen mit kleiner Apertur ausgelegt.
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In 3 ist zusätzlich ein synthetisches Array 40 gezeigt, das man erhält, wenn man jede der Empfangsantennen 26 mit jeder der Sendeantennen 14 kombiniert, so dass sich die Laufzeitunterschiede der Signale von den Sendeantennen zum Objekt und vom Objekt zu den Empfangsantennen addieren. Letztlich ist es die Apertur dieses virtuellen Arrays 40, die das Auflösungsvermögen des Radarsensors bestimmt. Allerdings ist es erforderlich, die von den verschiedenen Sendeantennen 14 stammenden Signalanteile im Empfangssignal voneinander zu trennen, damit sich die Mehrdeutigkeit des Empfangsarrays auflösen lässt.
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In dem in 3 gezeigten Beispiel sind außerdem die beiden Winkelauflösungsrichtungen y und z im Empfangsarray 38 voneinander entkoppelt, da für jede y-Position der Empfangsantennen auch alle z-Positionen mit Empfangsantennen belegt sind. Das Sendearray 36 ist dagegen ein Beispiel für ein nicht-entkoppeltes Array, bei dem für einige y-Positionen (die beiden rechten Positionen in 3) nicht alle z-Positionen besetzt sind. Generell erleichtert ein entkoppeltes Array die Datenauswertung, während ein nicht-entkoppeltes Array weniger Antennenelemente benötigt. Die Entscheidung zwischen entkoppelten und nicht-entkoppelten Arrays kann sowohl für die Sendeseite als auch für die Empfangsseite entsprechend den jeweiligen Anforderungen unterschiedlich getroffen werden.
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Auch die äquidistante Anordnung der Antennenelemente (im Azimut und/oder in Elevation) erleichtert die Auswertung der Daten, da sie z. B. den Einsatz einer Schnellen Fouriertransformation (FFT) ermöglicht. Andererseits hat die nichtäquidistante Anordnung der Antennen, wie hier bei den Sendeantennen 14, den Vorteil, dass bei gegebener Apertur der Eindeutigkeits-Winkelbereich (4) optimiert werden kann.
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Generell sind bei dem hier beschriebenen Radarsystem alle Kombinationen von äquidistanter und nicht-äquidistanter Anordnung und entkoppelter oder nichtentkoppelter Anordnung denkbar. Ebenso sind auch Ausführungsformen möglich, bei denen das Sendearray für mehrdeutige hochauflösende Winkelmessungen ausgelegt ist, während das Empfangsarray für eindeutige Winkelmessungen mit geringerer Winkelauflösung ausgelegt ist.
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Ein Beispiel für eine Auswertungseinrichtung zur Auswertung der mit den Antennenarrays nach 3 und mit dem Multiplex-Schema nach 2 erhaltenen Empfangssignale soll nun anhand von 5 erläutert werden.
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Die vom A/D-Wandler 30 gelieferten digitalen Daten werden jeweils über einen kompletten Messzyklus gesampelt. Die Anzahl der insgesamt in dem Messzyklus aufgenommenen (komplexen) Signalwerte ist gegeben durch das Produkt aus der Anzahl nRX der Empfangsantennen 26 des Empfangsarrays 38, der Anzahl nM der Messblöcke, der Anzahl ns der Wiederholungen der Frequenzrampen 34 innerhalb jedes Messblocks, und der Anzahl nf der Abtastpunkte auf einer einzelnen Frequenzrampe 34. In einer Verarbeitungsstufe 42 werden die über den Messzyklus gesampelten Daten einer vierdimensionalen Fouriertransformation (4D-FFT) unterzogen. Das Ergebnis ist ein vierdimensionales Spektrum mit den Dimensionen: „Azimut1“, „Elevation1“, „Doppler1“ und „Abstand“. Die Dimension „Azimut1“ gibt die Verteilung der komplexen Amplituden über den Ortungswinkelbereich im Azimut an, basierend auf den Daten der Empfangsantennen 26, die in Azimutrichtung in derselben Zeile angeordnet sind. Entsprechend gibt die Dimension „Elevation1“ die Verteilung über den Elevationswinkelbereich an, basierend auf den Daten der Empfangsantennen 26, die in Elevationsrichtung in derselben Spalte angeordnet sind. Die Dimension „Doppler1“ gibt das Dopplerspektrum an, das man erhält durch die „langsame“ Abtastung mit der Taktrate ns/TM (Kehrwert der Rampendauer TR) der Frequenzrampen. Es ist zu bemerken, dass die Resultate in allen den Dimensionen „Azimut1” und „Elevation1“ aufgrund der jeweiligen Unterabtastung mehrdeutig sind. Die Resultate in der Dimension „Doppler1“ sind aufgrund der gewählten Taktrate eindeutig, haben aber wegen der relativ geringen Dauer der einzelnen Messblöcke nur eine gering Auflösung. Die Dimension „Abstand“ gibt das Abstandsspektrum an, basierend auf der „schnellen“ Abtastung auf den einzelnen Frequenzrampen 34. Auch in dieser Dimension sind die Resultate eindeutig. Für jede gesendete Rampe erhält man ein eigenes Spektrum.
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In dem vierdimensionalen Spektrum zeichnet sich jedes geortete Radarziel als ein Peak bei einer bestimmten Koordinatenposition ab. Wenn alle Radarziele relativ zum Radarsensor in Ruhe sind, sind die Leistungsspektren, die man für jeden der aufeinanderfolgenden Messblöcke erhält, miteinander identisch. Wenn jedoch eines der Radarziele eine nicht verschwindende Relativgeschwindigkeit hat, so kann es über die Dauer des Messzyklus zu einer spürbaren Änderung des Abstands dieses Objekts kommen. Es entsteht dann ein sogenannter Migrationseffekt, der dazu führt, dass sich die Lage der Abstandskoordinate des Peaks im Spektrum von Messblock zu Messblock etwas verschiebt, wobei das Ausmaß der Verschiebung von der Relativgeschwindigkeit abhängig ist. Dieser Effekt lässt sich mit vergleichsweise geringem Rechenaufwand kompensieren, indem man in den Abstands-Geschwindigkeits-Unterraum die Abstandskoordinate so verschiebt, dass die Migration des Radarziels im Spektrum rückgängig gemacht wird. Das Ergebnis dieser Korrektur ist ein Satz von Spektren, in denen alle Peaks die gleichen Positionen einnehmen.
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Diese korrigierten vierdimensionalen Spektren können dann nicht-kohärent integriert werden (Addition der Absolutbeträge der komplexen Amplituden), ohne das die Peaks verwischt werden. Das Ergebnis ist eine Amplitudenverteilung in einem vierdimensionalen Detektionsraum 44. Jedem Punkt in diesem vierdimensionalen Raum ist ein bestimmter Betrag der Amplitudensumme zugeordnet, und jedes geortete Objekt zeichnet sich in diesem Raum in der Form eines ausgeprägten Maximums bei einem bestimmten Abstand, einer bestimmten Dopplerverschiebung, einem bestimmten Azimutwinkel und einem bestimmten Elevationswinkel ab, wobei die letzteren beiden Größen mehrdeutig sind, so dass man dem Objekt nur eine von mehreren Hypothesen bezüglich Azimutwinkel und Elevationswinkel zuordnen kann. In diesem Detektionsraum 44 werden dann die vierdimensionalen Koordinaten der gefundenen Peaks aufgesucht, die jeweils ein Detektionsergebnis repräsentieren. Für jeden dieser Punkte gibt es (vor der nicht-kohärenten Integration) nM komplexe Amplituden, die einen Vektor mit nM Komponenten bilden und nun weiter ausgewertet werden, um die Messung der Relativgeschwindigkeit zu verfeinern und zugleich die verbleibenden Mehrdeutigkeiten bei der Winkelmessung aufzulösen.
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Dazu werden in einer Fusionsstufe 46 für jedes detektierte Objekt die in den verschieden Messblöcken erhaltenen Amplituden (kohärent) addiert, so dass man aufgrund der auf den gesamten Messzyklus ausgedehnten Messdauer ein höher aufgelöstes Dopplerspektrum und damit genauere Resultate „Doppler2“ für die Relativgeschwindigkeiten erhält.
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Diese genaueren Werte für die Relativgeschwindigkeiten können nun dazu benutzt werden, die in dem Signalvektor auftretenden Phasen entsprechend der Relativgeschwindigkeit zu korrigieren. Dadurch wird die Orthogonalität der Codes in den Code-Instanzen wiederhergestellt, so dass eine korrekte Decodierung möglich ist und man einen dekodierten Signalvektor erhält, dessen Komponenten jeweils die Phase für das Signal angeben, das von einer der Sendeantennen 14 stammt. Anhand der Komponenten dieses Vektors, die zu den in Azimutrichtung angeordneten Sendeantennen 14 gehören, lässt sich dann ein eindeutiger (aber niedrig aufgelöster) Wert für den Azimutwinkel bestimmen, und entsprechend kann anhand der Komponenten, die zu den in Elevationsrichtung angeordneten Sendeantennen gehören, ein eindeutiger Wert für den Elevationswinkel bestimmt werden.
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Anhand dieser Kriterien kann nun die Auflösung der Mehrdeutigkeiten in einer zweiten Detektionsstufe 48 erfolgen. Dazu werden die in der Fusionsstufe 46 erhaltenen phasenkorrigierten und dekodierten Signalvektoren zu einem dreidimensionalen Spektrum zusammengefasst, beispielswiese kohärent addiert. Dieses Spektrum hat die Dimensionen „Doppler2“, „Azimut2“ und „Elevation2“, und der schärfste (und höchste) Peak in diesem Spektrum gibt die wahren und eindeutigen Werte für die Relativgeschwindigkeit, den Azimutwinkel und den Elevationswinkel des Objekts an. Auf gleiche Art können auch mehrere Ziele in diesem 3D Raum aufgelöst werden.
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Die Resultate „Azimut1“ und „Elevation1“, die man in der ersten Detektionsstufe 14 erhalten hat, sind hoch aufgelöst aber mehrdeutig, während die Resultate, die man in der zweiten Detektionsstufe 48 erhält, niedrig aufgelöst aber eindeutig sind. Man kann nun diese Resultate fusionieren, indem man als den endgültigen und eindeutigen Wert für den Azimutwinkel denjenigen der mehreren hochaufgelösten Werte für „Azimut1“ auswählt, der am besten mit „Azimut2“ übereinstimmt. Auf entsprechende Weise werden auch die Werte für die Elevationswinkel fusioniert.
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Beim Durchsuchen des Spektrums nach „Doppler2“, „Azimut2“ und „Elevation2“ kann man sich den Umstand zunutze machen, dass aufgrund der bereits vorliegenden Ergebnisse für „Doppler1“, „Azimut1“ und „Elevation1“ nur noch relativ kleine Bereiche des Detektionsraumes in Frage kommen, in denen die gesuchten Werte liegen müssen, so dass die Suche auf diese Bereiche beschränkt werden kann.
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Da jedes geortete Objekt eine andere Relativgeschwindigkeit haben kann, werden die Berechnung in der Fusionsstufe 46 und in der zweiten Detektionsstufe 48 für jedes im Detektionsraum 44 erhaltene Detektionsergebnis gesondert durchgeführt.
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Ein besonderer Vorteil bei der gemeinsamen Geschwindigkeits- und Winkelschätzung ergibt sich daraus, dass die Mehrdimensionalität des Detektionsraumes zu einer Entzerrung der einzelnen Peaks führt. Wenn beispielsweise zwei Radarziele annähernd die gleiche Relativgeschwindigkeit haben, werden die Peaks bei alleiniger Betrachtung der Dimension „Relativgeschwindigkeit“ schwer zu trennen sein. In dem zwei- oder dreidimensionalen Detektionsraum mit den Dimensionen „Relativgeschwindigkeit“, „Azimut“ und „Elevation“ werden die Peaks dagegen im allgemeinen einen deutlich größerem Abstand aufweisen, so dass sie leichter voneinander zu trennen sind, so dass dann auch der vergleichsweise kleine Unterschied in den Relativgeschwindigkeiten erkennbar und bestimmbar wird.
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Die in 1 gezeigte Architektur des Radarsystems erlaubt auch eine alternative Betriebsweise, bei der die Sendesignale nicht im Codemultiplex, sondern im Zeitmultiplex gesendet werden. In dem Fall steuert der Codegenerator 22 die einzelnen Verstärker 18 so an, dass zu jedem Zeitpunkt nur eine einzige Sendeantenne aktiv ist und in einer bestimmten Reihenfolge zwischen den Sendeantennen umgeschaltet wird. Diese Umschaltungen separieren dann die einzelnen Messblöcke voneinander. Eine Codierung der Sendesignale ist in diesem Fall nicht erforderlich, da die Sendesignale schon dadurch voneinander getrennt sind, dass sie zeitversetzt gesendet werden. Dennoch ist auch im Zeitmultiplex eine Phasenkorrektur der empfangenen Signale erforderlich, um den Zeitversatz zwischen den nacheinander von den Sendeantennen 14 gesendeten Signalen auszugleichen. Ähnlich wie die Phasenkorrektur zur Wiederherstellung der Orthogonalität im Codemultiplex beruht auch in diesem Fall die Phasenkorrektur auf den mit hoher Genauigkeit bestimmbaren Resultaten für die Relativgeschwindigkeit.
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Ebenso ist auch eine Betriebsweise denkbar, bei der Codemultiplex und Zeitmultiplex miteinander kombiniert werden. In dem Fall werden die Sendeantennen 14 in Gruppen eingeteilt, die jeweils gleichzeitig senden und deren Signale mit einer entsprechend kleineren Codematrix codiert sind.
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Auch zu der in 5 gezeigten Art der Signalauswertung gibt es verschiedene Alternativen.
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6 zeigt ein Beispiel, bei dem die über einen Messzyklus gesampelten digitalen Daten in der Verarbeitungsstufe 42 zunächst nur einer zweidimensionalen Fouriertransformation unterzogen werden, in den Dimensionen „Doppler1“ und „Abstand“. Dementsprechend liefert die erste Detektionsstufe für jedes detektierte Objekt einen Wert „Abstand“ und einen niedrig aufgelösten Wert „Doppler1“ für die Relativgeschwindigkeit .
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In der Fusionsstufe 46 werden die Relativgeschwindigkeitsmessungen auf der Basis der Signale alle Messblöcke verfeinert, und es erfolgen dann die Phasenkorrekturen für die jeweiligen Relativgeschwindigkeiten und anschließend die Decodierung des phasenkorrigierten Signalvektors. Auf diese Weise erhält man einen hochaufgelösten Wert „Doppler2“ für die Relativgeschwindigkeit sowie einen Satz von Signalen TX, die den gleichzeitig aktiven Sendeantennen 14 zugeordnet sind. Anhand dieser Signale erfolgt dann in einer Winkelschätzstufe 52 eine Winkelschätzung sowohl auf der Basis des Sendearrays 36 als auch auf der Basis des Empfangsarrays 38 , wodurch man eindeutige und hochaufgelöste Werte „Azimut“ für die Azimutwinkel erhält. In der zweiten Detektionsstufe 48 erhält man so für jedes Detektionsergebnis der ersten Stufe ein zweidimensionales Spektrum in den Dimensionen „Doppler2“, „Azimut“.
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Eine weitere Variante des Auswertungsverfahrens ist in 7 dargestellt. Bei diesem Verfahren erfolgt in der Verarbeitungsstufe 42 eine dreidimensionale Fouriertransformation in den Dimensionen „Doppler1”, „Abstand“ und „Azimut1“, so dass man im Detektionsraum 44 einen eindeutigen Abstandswert, einen eindeutigen Wert „Doppler1“ für die Relativgeschwindigkeit und mehrdeutige Werte „Azimut1“ erhält. In der Fusionsstufe 46 erfolgt dann für jedes Detektionsergebnis die Phasenkorrektur und Decodierung. An den decodierten Signalen wird dann in der Winkelschätzstufe 52 eine Winkelschätzung auf der Basis des Sendearrays 36 vorgenommen, so dass man einen eindeutigen Wert „Azimut2“ für den Azimutwinkel erhält. außerdem liefert diese Stufe die höher aufgelösten Werte „Doppler2“. In der zweiten Detektionsstufe 48 werden dann für jedes Detektionsergebnis die Peaks in einem zweidimensionalen Spektrum in den Dimensionen „Doppler2“ und „Azimut2“ aufgesucht, wonach die in den Detektionsstufen 44 und 48 erhaltenen Detektionsergebnisse in der bereits beschriebenen Weise fusioniert werden.
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In einem Radarsystem, in dem anders als in 3 das Sendearray eine große, nicht aufgefüllte Apertur und das Empfangsarray die kleinere Apertur hat, können die beschriebenen Auswerteverfahren ebenfalls angewandt werden, allerdings mit vertauschten Rollen für das Sendearray und das Empfangsarray. Bei den Winkelschätzungen wird man dann im ersten Schritt eindeutige aber niedrig aufgelöste Werte erhalten, und im zweiten Schritt braucht nur noch die Umgebung dieser Werte untersucht zu werden, um die Genauigkeit zu verbessern.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- WO 2018/076005 A1 [0003]
- DE 102014212284 A1 [0004]
- US 2017/0160380 A1 [0005]
