CN106208138A - 一种基于虚拟阻抗的分布式电源无交流传感器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于虚拟阻抗的分布式电源无交流传感器控制方法，适应于微电网的并网和孤岛双模式运行，在微电网并网运行时，在下垂控制的基础上加入了虚拟阻抗控制，在无需电压传感器的情况下控制***精度和稳定性不受电网谐波的影响；在微电网孤岛运行时，通过进一步改进虚拟阻抗和加入主动阻尼法，从而抑制了非线性负载及LCL滤波环节造成的谐波干扰，同时避免了滤波器共振的问题。通过本发明提出的控制方法，降低了***成本和控制***的计算负担，提高了谐波干扰情况下控制***的精确性和稳定性，对于分布式发电及微电网的进一步推广有着重要的意义。

Description

一种基于虚拟阻抗的分布式电源无交流传感器控制方法

技术领域

本发明属于分布式电源控制的技术领域，尤其涉及一种基于虚拟阻抗的分布式电源无交流传感器控制方法。

背景技术

一般认为，分布式发电DG(Distribute Generation)指满足用户特定的需要、支持现有的配电网经济运行或者同时满足这两方面要求，在用户现场或靠近用户现场配置的功率为小型，与环境兼容的发电机组，由此提出了微电网的概念，微电网是指由分布式电源、储能装置、能量转换装置、负荷、监控和保护装置等组成的小型发配电***。微电网是一个能够实现自我控制、保护和管理的自治***，既可以与外部电网并网运行，也可以孤立运行。微电网的提出旨在实现分布式电源的灵活、高效应用，解决数量庞大、形式多样的分布式电源并网问题。

以往，微电网中的分布式电源输出电流或电压通过锁相环与外部电网电压实现同步，在这种控制策略下需要精确地测量分布式电源并网点处的电压，通过交流电压传感器检测电压的同步相位角，但是，采用交流电压采样成本高，且分布式电源控制***的运算负担大；若采用无交流电压传感器控制策略可以有效降低交流电压的测量和锁相环，同时降低分布式电源控制***的计算负担。在现有技术中，已经存在无需电压传感器的控制策略，申请号为CN201010109338.2的专利提出了无交流电压传感器并网逆变器的直接功率控制方法。

但是，上述专利文献所述的无交流电压传感器并网逆变器的直接功率控制方法，存在以下不足之处：该专利的控制方法本质上是利用了间接获得电网电压和相位的算法，且算法复杂，计算工作量大；此外，该专利提到的方法对于电网谐波干扰较为敏感，如果电网中接入谐波畸变率较大的负载时，***控制的精确性和稳定性都会受到影响。同时，分布式电源越来越重视适应微电网并网和孤岛的双模式运行的需要，在孤岛运行模式下，微网内的分布式电源需要提供电压支撑并抵制非线性负载谐波的影响。

发明内容

本发明为了解决上述问题，提出了一种基于虚拟阻抗的分布式电源无交流传感器控制方法，有力解决了微电网在并网和孤岛双模式运行下采用交流电压传感器及锁相环成本高，控制***运算量大并且交流电压计算精度受电网或者负载谐波的影响的问题。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种基于虚拟阻抗的分布式电源无交流传感器控制方法，包括以下步骤：

(1)：分布式电源的功率控制环节：通过有功功率-频率和无功功率-电压幅值的控制环节获得***当前周期的基准频率f_ref和基准电压幅值E_ref，再经正弦信号发生器得到基准电压

(2)：电压控制环节：首先检测分布式电源的输出电流I₁，采用基于虚拟阻抗的控制策略，得到PWM参考电压

(3)：通过当前周期步骤(1)中的基准电压和步骤(2)中的输出电流I₁计算下一周期的分布式电源输出有功功率P_DG和无功功率Q_DG，用于下一周期步骤(1)中的有功功率-频率和无功功率-电压幅值的控制环节的计算。

所述步骤(1)中，具体步骤包括：

(1-1):在微电网并网运行模式下，分布式电源的功率控制环节通过有功功率-频率和无功功率-电压幅值的下垂控制可以获得***当前周期的基准频率f_ref和基准电压幅值E_ref：

f_ref＝D_P(P_ref-P_DG)

其中，P_ref和Q_ref为有功功率和无功功率的参考值，根据分布式电源的容量进行设置；D_P为有功功率-频率的比例系数；D_q和K_i为无功功率-电压幅值的比例系数和积分系数；P_DG和Q_DG为分布式电源输出的实时的有功功率和无功功率；f_ref和E_ref为基准电压的频率和幅值，经正弦信号发生器产生基准电压

(1-2)：在微电网孤岛运行模式下，分布式电源功率控制环节通过有功功率-频率和无功功率-电压幅值的下垂控制可以获得***当前周期的基准频率f_ref和基准电压幅值E_ref：

f_ref＝D_P·P_DG

E_ref＝D_q·Q_DG

其中，D_P为有功功率-频率的比例系数；D_q为无功功率-电压幅值的比例系数；P_DG和Q_DG为分布式电源输出的实时的有功功率和无功功率；f_ref和E_ref为基准电压的频率和幅值，经正弦信号发生器产生基准电压

所述步骤(2)中，采用基于虚拟阻抗的控制策略的具体步骤包括：

(2-1)在微电网并网运行模式下，分布式电源的电压控制环节采用虚拟阻抗控制策略，通过谐振谐波电流观测器来获取特定次数的谐波，通过在分布式电源输出侧串联虚拟电阻来计算PWM参考电压：

其中，I₁为输出电流，h为谐波的次数，R_v,h为h次谐波上的虚拟电阻，ω_c为截止频率，ω_o为输出电压频率，ω_o＝2π·50＝100πrad/s；

(2-2)在微电网孤岛运行模式下，分布式电源的电压控制环节采用虚拟阻抗控制，虚拟阻抗产生的电压压降为

式中R_v,h为谐波次数为h的虚拟电阻，L_v,h为谐波次数为h的虚拟电抗。

为避免LCL滤波器的共振问题，利用主动阻尼理论来产生一个合适的高频增益

R_AD为高频时的主动阻尼，ω_HPF为高通滤波器的截止频率，I₁为当前周期的输出电流。

最终，经改进后的PWM参考电压为：

所述步骤(3)中，P_DG和Q_DG为分布式电源输出的有功功率和无功功率，其计算公式为：

其中，和I_{1_delay}分别为上一个计算周期的基准电压和输出电流。

本发明的有益效果为：

(1)该分布式电源控制方法可适用于微电网的并网运行方式和孤岛运行方式。微电网并网运行时，在电网谐波比较严重情况下仍然可以精确计算电压幅值和相位，实现能够实现负荷在分布式电源之间合理分配；在微电网孤岛运行模式下，能够提供精确的电压支撑并抵制非线性负载谐波的影响。

(2)分布式电源控制***无需交流电压采样，可以省去交流电压检测部分和锁相环，降低了成本、减小了控制***的运算负担。

(3)分布式电源电压控制环节采用虚拟阻抗控制，在物理特性上相当于在分布式电源输出谐波频段上串联了适当阻抗，使得分布式电源具有很好的抗谐波干扰能力，保证了控制***的稳定性和准确性。

(4)在孤岛运行时，通过进一步改进虚拟阻抗和加入主动阻尼法，从而抑制了负载及LCL滤波环节造成的干扰，以及避免了滤波器共振的问题。

附图说明

图1为含多分布式电源的微电网结构示意图；

图2(a)为微电网并网模式下单个分布式电源电路图；

图2(b)为微电网并网模式下单个分布式电源控制***结构框图；

图3(a)为微电网孤岛模式下两个分布式电源电路图；

图3(b)为微电网孤岛模式下两个分布式电源控制***结构框图；

图4(a)为微电网并网模式下分布式电源的仿真波形图；

图4(b)为微电网并网模式下未加入虚拟阻抗分布式电源的仿真波形图；

图4(c)为微电网并网模式下加入虚拟阻抗分布式电源的仿真波形图；

图5(a)为微电网孤岛模式下分布式电源的仿真波形图；

图5(b)为微电网孤岛模式下未加入虚拟阻抗分布式电源的仿真波形图；

图5(c)为微电网孤岛模式下加入虚拟阻抗分布式电源的仿真波形图。

具体实施方式：

下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。

含多分布式电源的微电网结构如图1所示，当静态开关闭合时，微电网并网运行，微电网向大电网馈电；当大电网出现故障时，静态开关断开，微电网独立运行，通过分布式电源向微电网内的负荷供电。然而，在向微电网内负荷供电时，非线性负荷会产生谐波，影响控制***的电能质量，严重时会影响***的稳定性。因此需要一种控制方法，适应在微电网的并网和孤岛双模式下运行，无需交流电压传感器并且交流电压计算精度不受电网或者负载谐波的影响，且减少分布式电源***投入成本，抵制谐波的不利影响，提高***运行的稳定性；微电网并网运行时，在电网谐波比较严重情况下仍然可以精确计算电压幅值和相位，实现能够实现负荷在分布式电源之间合理分配；在微电网孤岛运行模式下，能够提供精确的电压支撑并抵制非线性负载谐波的影响。

一种基于虚拟阻抗的分布式电源无交流传感器控制方法，包括以下步骤：

(1)：分布式电源的功率控制环节，通过有功功率-频率和无功功率-电压幅值的控制环节可以获得***当前周期的基准频率f_ref和基准电压幅值E_ref，再经正弦信号发生器可得瞬时基准电压

(2)：电压控制环节，采用基于虚拟阻抗的控制策略，得到PWM参考电压

(3)：通过当前周期的电压参考值和输出电流值计算下一周期的分布式电源输出有功功率P_DG和无功功率Q_DG，用于下一周期的步骤(1)中的有功功率-频率和无功功率-电压幅值的控制环节。

步骤(1)的分布式电源的功率控制环节与步骤(2)的电压控制环节分别分为微电网并网运行时与微电网孤岛运行时两方面：

本发明微电网并网运行时单个分布式电源的典型等效电路结构如图2(a)所示，分布式电源是由四个功率开关模块组成的单相逆变全桥拓扑，分布式电源通过LCL滤波器连接到公共连接点PoC与大电网相连，LCL滤波器由滤波电感L₂、滤波电阻R₂、滤波电容C_f组成。图2(a)中的V_dc是直流侧电压，V_PWM是脉宽调制电压，V_c是滤波电容电压，I₁是分布式电源的输出电流，I₂是滤波电感电流，CB是静态开关，V_grid是电网电压。本方法只检测了分布式电源的输出电流I₁和直流侧电压V_dc，相比传统的方法，无需检测分布式电源的输出电压。

本发明电网并网模式下单个分布式电源控制***结构框图如图2(b)所示，在微电网并网模式下：

(1)功率控制环节通过有功功率-频率和无功功率-电压幅值的下垂控制可以获得***当前周期的基准频率f_ref和基准电压幅值E_ref：

f_ref＝D_P(P_ref-P_DG)

其中，f_ref和E_ref为基准电压的频率和幅值，经正弦信号发生器产生基准电压

P_ref和Q_ref为有功功率和无功功率的参考值，可以根据分布式电源的容量进行设置；D_P为有功功率-频率的比例系数；D_q和K_i为无功功率-电压幅值的比例系数和积分系数；P_DG和Q_DG为分布式电源输出的实时的有功功率和无功功率，其计算公式为：

其中，和I_{1_delay}分别为上一个计算周期的基准电压值和输出电流值。

通过上述步骤，可以通过低成本的方式获得有功功率和无功功率，而且不需要测量交流电压。

(2)为了避免电网谐波对控制***准确性和稳定性的不利影响，电压控制环节采用虚拟阻抗控制策略，通过谐振谐波电流观测器来获取特定次数的谐波，通过在分布式电源输出侧串联虚拟电阻来计算PWM参考电压：

其中，R_v,h为h次谐波上的虚拟电阻，ω_c为截止频率。

通过虚拟阻抗控制，在物理特性上相当于在分布式电源输出的谐波频段上串联了合适的阻抗，使得分布式电源具有很好的抗谐波干扰能力，保证了控制***的稳定性和准确性。

本发明在微电网模式下，取微电网中两个分布式电源作为典型结构进行分析，典型等效电路结构如图3(a)所示，分布式电源是由四个功率开关模块组成的单相逆变全桥拓扑，分布式电源通过LCL滤波器与负载相连，Load负载是微电网中的非线性负载，在孤岛模式下会产生大量非线性负载谐波LCL滤波器由滤波电感L₂、滤波电阻R₂、滤波电容C_f组成。图3(a)中的V_dc是直流侧电压，V_PWM是脉宽调制电压，V_c是滤波电容电压，I₁是滤波电感电流，I₁同时是分布式电源的输出电流，CB是静态开关，I_Load是负载电流。本发明的方法依然只检测了分布式电源的输出电流和直流电压，相比传统的方法，无需检测分布式电源的输出电压。

本发明电网孤岛模式下两个分布式电源控制***结构框图如图3(b)所示，在微电网孤岛模式下：

(1)功率控制环节通过有功功率-频率和无功功率-电压幅值的下垂控制可以获得***当前周期的基准频率f_ref和基准电压幅值E_ref：

f_ref＝D_P·P_DG

E_ref＝D_q·Q_DG

其中，f_ref和E_ref为基准电压的频率和幅值，经正弦信号发生器产生基准电压

D_P为有功功率-频率的比例系数；D_q为无功功率-电压幅值的比例系数；P_DG和Q_DG为分布式电源输出的实时的有功功率和无功功率，其计算公式为：

其中，和I_{1_delay}分别为上一个计算周期的电压基准值和输出电流值。

通过上述步骤，可以通过低成本的方式获得有功功率和无功功率，而且不需要测量交流电压。

(2)为了避免非线性负载谐波对控制***准确性和稳定性的不利影响，电压控制环节采用虚拟阻抗控制，虚拟阻抗产生的电压压降为：

式中R_v,h为谐波次数为h的虚拟电阻，L_v,h为谐波次数为h的虚拟电抗。

为避免LCL滤波器的共振问题，利用主动阻尼理论来产生一个合适的高频增益

R_AD为高频时的主动阻尼，ω_HPF为高通滤波器的截止频率。

最终，经改进后的PWM参考电压为：

通过虚拟阻抗控制，在物理特性上相当于在分布式电源输出的谐波频段上串联了合适的阻抗，使得分布式电源具有很好的抗谐波干扰能力，保证了控制***的稳定性和准确性。加入主动阻尼，避免了LCL滤波器的共振问题。

在完成以上一个周期的计算后，通过当前周期的电压参考值和输出电流值计算下一周期的分布式电源输出的有功功率P_DG和无功功率Q_DG：

其中，和I_1delay分别为上一个计算周期的电压基准值和输出电流值。

本发明通过试验验证该方法的正确性和有效性：

用Matlab/simulink搭建如图2(a)、图3(a)所示的仿真模型，主电路及控制***参数详见表1。

电路参数	数值
		电网额定电压	220V/50HZ
直流侧电压	450V
		LCL滤波环节	L2＝＝6.5MH；R2＝8MΩ；Cf＝6UF；
控制参数	数值
		开关频率	10KHZ
谐振滤波器截止频率	ωc＝2.5RAD/S
		Rv,h(并网模式)	50Ω
下垂控制(并网模式)	DP＝1/500；DP＝1/1500；Ki＝1/500
		Rv,h(孤岛模式)	1Ω
Lv,h(孤岛模式)	5MH

表1

图4(a)、图4(b)及图4(c)为微电网并网模式下分布式电源***的仿真波形图。

图4(a)为0.5s到5s的时间内的仿真波形图，在初始阶段只利用下垂控制，在0.6s时加入虚拟阻抗环节，在3.5s时有功功率从2500W越变到3500W。由图3(a)可得，虚拟阻抗未导致任何的明显的瞬变电流，而且功率控制的动态响应迅速。

图4(b)与图4(c)为在未加虚拟阻抗和加入虚拟阻抗后的波形放大后的图形，通过结果的对比，可得在未加虚拟阻抗环节前线电流的THD为11.41％，加入后THD为4.36％。

图5(a)、图5(b)及图5(c)为微电网孤岛模式下并联分布式电源***的仿真波形图。

图5(a)显示了孤岛运行时的波形。设定基准电压幅值和频率，虚拟阻抗环节缺省。如图5(b)所示，电压幅值仅有213V，明显低于设定值，同时THD为8.51％。同时因变流器1和2的输出阻抗不匹配导致存在明显的不均流现象。

相对而言，当利用基于虚拟阻抗的下垂控制策略，如图5(c)所示，电压质量得以改善THD仅为4.71％，电压幅值变为218V接近设定值220V，而且可以较好地实现双通道的功率分配。

本发明中所提出的基于虚拟阻抗的下垂控制，可以省去电容电压检测部分和锁相环，降低了成本、减小了控制***的运算负担以及有效地抑制谐波，并且在孤岛模式时，能较好的实现功率的分配，是一种值得推广的适用于微电网的分布式电源变控制方法。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (7)

1.一种基于虚拟阻抗的分布式电源无交流传感器控制方法，其特征是：包括以下步骤：

(1)：分布式电源的功率控制环节：通过有功功率-频率和无功功率-电压幅值的控制环节可以获得***当前周期的基准频率f_ref和基准电压幅值E_ref，再经正弦信号发生器可得基准电压

(2)：电压控制环节：首先检测分布式电源输出电流I₁，采用基于虚拟阻抗的控制策略，得到PWM参考电压

(3)：通过当前周期的基准电压和输出电流I₁计算下一周期的分布式电源输出有功功率P_DG和无功功率Q_DG，用于下一周期的步骤(1)中的有功功率-频率和无功功率-电压幅值的控制环节。

2.如权利要求1所述的一种基于虚拟阻抗的分布式电源无交流传感器控制方法，其特征是：所述步骤(1)中的分布式电源功率控制环节包括微电网并网运行模式与微电网孤岛模式。

3.如权利要求2所述的一种基于虚拟阻抗的分布式电源无交流传感器控制方法，其特征是：

在微电网并网运行模式下，分布式电源的功率控制环节通过有功功率-频率和无功功率-电压幅值的下垂控制可以获得***当前周期的基准频率f_ref和基准电压幅值E_ref：

f_ref＝D_P(P_ref-P_DG)

$E_{ref}=(D_q+\frac{K_i}{s})(Q_{ref}-Q_{DG})$

其中，P_ref和Q_ref为有功功率和无功功率的参考值，根据分布式电源的容量进行设置；D_P为有功功率-频率的比例系数；D_q和K_i为无功功率-电压幅值的比例系数和积分系数；P_DG和Q_DG为分布式电源输出的实时的有功功率和无功功率；f_ref和E_ref为基准电压的频率和幅值，经正弦信号发生器产生基准电压

$V_{ref}^{*}=E_{ref}sin(2{\mathrm{\πf}}_{ref}\·t).$

4.如权利要求2所述的一种基于虚拟阻抗的分布式电源无交流传感器控制方法，其特征是：在微电网孤岛运行模式下，分布式电源功率控制环节通过有功功率-频率和无功功率-电压幅值的下垂控制可以获得***当前周期的基准频率f_ref和基准电压幅值E_ref：

f_ref＝D_P·P_DG

E_ref＝D_q·Q_DG

其中，D_P为有功功率-频率的比例系数；D_q为无功功率-电压幅值的比例系数；P_DG和Q_DG为分布式电源输出的实时的有功功率和无功功率；f_ref和E_ref为基准电压的频率和幅值，经正弦信号发生器产生基准电压

$V_{ref}^{*}=E_{ref}sin(2{\mathrm{\πf}}_{ref}\·t).$

5.如权利要求1所述的一种基于虚拟阻抗的分布式电源无交流传感器控制方法，其特征是：在微电网并网运行模式下，分布式电源的电压控制环节采用虚拟阻抗控制策略，通过谐振谐波电流观测器来获取特定次数的谐波，通过在分布式电源输出侧串联虚拟电阻来计算PWM参考电压：

$V_{PWM}^{*}=V_{ref}^{*}-\underset{h=3,\mathrm{....11}}{\Σ}{R}_{v,h}\·\frac{2{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{(h\·{\mathrm{\ω}}_o)}^2}\·I_1$

其中，I₁为输出电流，h为谐波的次数，R_v,h为h次谐波上的虚拟电阻，ω_c为截止频率，ω_o为输出电压频率，ω_o＝2π·50＝100πrad/s。

6.如权利要求1所述的一种基于虚拟阻抗的分布式电源无交流传感器控制方法，其特征是：在微电网孤岛运行模式下，分布式电源的电压控制环节采用虚拟阻抗控制，虚拟阻抗产生的电压压降为

$V_{VI}^{*}=\underset{h=1,\mathrm{....11}}{\Σ}{R}_{v,h}\·\frac{2{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{(h\·{\mathrm{\ω}}_o)}^2}\·I_1+\underset{h=1,\mathrm{....11}}{\Σ}h\·{\mathrm{\ω}}_o{L}_{v,h}\·\frac{-2{\mathrm{\ω}}_c}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{(h\·{\mathrm{\ω}}_o)}^2}\·I_1$

式中R_v,h为谐波次数为h的虚拟电阻，L_v,h为谐波次数为h的虚拟电抗；

为避免LCL滤波器的共振问题，利用主动阻尼理论来产生一个合适的高频增益

$V_{AD}^{*}=R_{AD}\·\frac{s}{s+{\mathrm{\ω}}_{HPF}}\·I_1$

R_AD为高频时的主动阻尼，ω_HPF为高通滤波器的截止频率，I₁为当前周期的输出电流值；

最终，经改进后的PWM参考电压为：

$V_{PWM}^{*}=V_{ref}^{*}-V_{VI}^{*}-V_{AD}^{*}.$

7.如权利要求1所述的一种基于虚拟阻抗的分布式电源无交流传感器控制方法，其特征是：所述步骤(3)中，P_DG和Q_DG为分布式电源输出的有功功率和无功功率，其计算公式为：

$P_{DG}=\frac{1}{3(\mathrm{\τ}s+1)}(V_{ref}^{*}{I}_1+V_{ref\_delay}^{*}{I}_{1\_delay})$

$Q_{DG}=\frac{1}{3(\mathrm{\τ}s+1)}(V_{ref}^{*}{I}_{1\_delay}+V_{ref\_delay}^{*}{I}_1)$

其中，和I_{1_delay}分别为上一个周期的电压基准值和输出电流值。