CN113839388B - 一种基于混合负载的有源电力滤波器电流双环控制方法 - Google Patents

一种基于混合负载的有源电力滤波器电流双环控制方法 Download PDF

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CN113839388B CN202111430304.8A CN202111430304A CN113839388B CN 113839388 B CN113839388 B CN 113839388B CN 202111430304 A CN202111430304 A CN 202111430304A CN 113839388 B CN113839388 B CN 113839388B
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Abstract

本发明涉及一种基于混合负载的有源电力滤波器电流双环控制方法，控制方法基于混合负载的有源电力滤波器***电流双环控制***以及该***建立的谐波放大现象等效模型，方法包括补偿电流外环控制和阻尼内环控制，谐波电流控制器采用比例‑矢量谐振控制器，基波电流控制器采用比例谐振控制器，直流电压控制器采用比例积分控制器，阻尼内环采用比例控制方式，本发明可以很好地补偿由混合型非线性负载引起的谐波放大现象的谐波，并且同时抑制LCL滤波器的谐振问题，保证了APF的谐波补偿效果，增强***的稳定性，且APF的谐波补偿和直流侧稳压可以实现独立控制。

Description

一种基于混合负载的有源电力滤波器电流双环控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子控制领域，具体涉及一种基于混合负载的有源电力滤波器电流双环控制方法，适用于用电终端由非线性负载引起的电网电流波形畸变造成的谐波污染问题，所提出的基于改进型的比例-矢量(P-VR)谐振调节器的电流双环控制策略在混合型非线性负载背景下尤其适用。
背景技术
随着电力电子变换器的广泛使用，整流器、并网电源、开关电源等非线性负载大量接入电网，随之引发的谐波污染现象带来了许多的电能质量问题，为了解决这些问题，并联型有源电力滤波器(shuntactivepowerfilter,SAPF)是有效的解决手段，因此被广泛运用。LCL型并网滤波器由于具有更小的体积和更强的高频纹波衰减能力，因此相比L型并网滤波器被更为广泛的应用。但是由于LCL滤波器在谐振频率处存在谐振尖峰，相位产生了-180°跳变，导致开环***的右半平面存在一对极点导致***不稳定，如果不对谐振进行抑制，将会使得SAPF的谐波补偿效果大大降低。传统的无源阻尼方法会带来较大的功率损耗，在装置容量达到千瓦甚至兆瓦级别时，将在阻尼电阻上产生巨大的损耗，严重影响***效率。
传统的SAPF需要实时检测电网电压及有源电力滤波器的输出电流，然后通过采用锁相环提取电网电压的基波角频率，再经过谐波检测环节将提取的负载谐波电流成分和直流电压调节器的输出电流叠加，这样可以得到有源电力滤波器的输出参考电流。电流调节器根据有源电力滤波器反馈的输出电流和参考指令电流输出控制电压的实时给定值，最后经过调制模块输出相应的IGBT开关信号，控制有源电力滤波器输出与检测到的谐波电流大小相等，方向相反的补偿电流注入公共耦合点，使得电网电流不再含有谐波成分。为了使得LCL型的APF达到最佳的谐波补偿效果，通常将网侧电感电流作为控制变量，但是这种控制方式也会导致逆变器侧电感电流信息缺失，这对功率器件的保护不利，威胁装置的正常运行。并且这种方法的电流传感器数量过多，可靠性相对较差。
目前，对非线性负载的大多数讨论集中在不用整流桥串阻感性负载方面，缺少普遍性，有部分学者通过提取不同电流选取点的信息来进行反馈控制，本发明从数学模型构建角度出发，构建了混合谐波源的等效阻抗模型，定性及定量分析了谐波放大现象产生的原因。提出采用改进型的P-VR控制方式，采用多个矢量调节器并联的方式，充分考虑了被控对象的信息，具有良好的选择特性。控制方式采用网侧电流双环控制方式，由电网电流环和基波电流环并联构成APF控制***，补偿电流外环直接控制网侧电流形成闭环方式，将电网电流和逆变器侧电流作为反馈变量。电网电流环采用直接消除电网电流的谐波成分，不需要采用谐波分离算法。基波电流调节器采用改进型的P-VR调节器，其调节器谐振频率为电网基波频率可实现对给定电流的无差跟踪。由于基波控制回路与谐波控制回路中的谐振调节器针对的电流成分的频率不同，可实现分频独立控制。因此，APF 的谐波补偿和直流母线电压控制实现了相互独立控制。电流内环利用已有的逆变器侧电流传感器，采用比例控制方式，形成LCL滤波器阻尼内环。通过以上的控制方法在不增加电容电流传感器的情况下实现谐波电流补偿和谐振的阻尼。在保证谐波补偿效果的同时增强***稳定性。
发明内容
本发明的目的是为了克服现有技术的局限性，提出了基于电流双环控制的P-VR控制技术，该技术可以在不采用谐波分离算法的情况下及实现对谐波放大现象负载的谐波补偿，减少了传感器的使用，也能实现对LCL谐振峰的抑制。
本发明的上述技术问题主要是通过下述技术方案得以解决的：
一种基于混合负载的有源电力滤波器电流双环控制方法，其特征在于，控制方法基于混合负载的有源电力滤波器及电流双环控制***以及该***建立的谐波放大现象等效模型，方法包括补偿电流外环控制和阻尼内环控制，谐波电流控制器改进型的P-VR调节器，其中，P-VR表示比例-矢量谐振控制器，基波电流控制器采用比例谐振控制器，直流电压控制器采用比例积分控制器，阻尼内环采用比例控制方式，其中，
外环控制包括：
步骤1：当并联型有源电力滤波器接入电网后，利用电压电流传感器采集电网电流is、电网电压us、直流母线电容电压udc、逆变器侧电感电流i1、电网侧电感电流i2；
步骤2：将直流母线电容电压参考值udc *与电压传感器检测到的实际值udc做差，得到直流母线电压的误差值，再经过PI控制器得到直流侧电压调节量，与电网电压之积共同构成调节量馈入基波电流控制器得到基波电流指令值；
步骤3：将流入电源侧的电流目标值-ish*设置为0，直接控制电源侧电流的谐波分量为0，电流传感器将检测到的电网电流馈入谐波电流控制器，利用其在指定频率处具有很高的增益的特点﹐使得控制环路中在对应的谐波频率处具有较高的增益，以此抑制LCL滤波器的谐振峰，从谐波电流控制器输出端得到谐波电流指令值；
步骤4：将从谐波电流控制器输出的谐波电流参考值Ih_ref与基波电流控制器的输出If_ref叠加，得到电流参考值给定给阻尼内环；其中，LCL型并网滤波器在谐振峰对应的频率以下具有和L型滤波器近似的特性，故LCL滤波器传递函数表示如下
Figure 209377DEST_PATH_IMAGE001
（1）
Figure 64201DEST_PATH_IMAGE002
和
Figure 30889DEST_PATH_IMAGE003
分别为进线电抗等效串联电阻和电感，且
Figure 255459DEST_PATH_IMAGE004
=L1+L2+Ls，L1为逆变器侧电感，L2 为电源侧电感，Ls为等效电网阻抗，
Figure 7514DEST_PATH_IMAGE005
表示LCL滤波器的传递函数，
Figure 16928DEST_PATH_IMAGE006
表示LCL滤波器，
Figure 221644DEST_PATH_IMAGE007
表 示拉普拉斯变换中的微分算子；
VR调节器采用误差交叉控制，利用改进型P-VR调节器的复零点将被控对象的复极 点直接抵消；改进型P-VR调节器的传递函数
Figure 374539DEST_PATH_IMAGE008
如下：
Figure 246680DEST_PATH_IMAGE009
（2）
Figure 426994DEST_PATH_IMAGE008
表示改进型P-VR调节器的传递函数，
Figure 384586DEST_PATH_IMAGE010
为比例项系数，
Figure 810014DEST_PATH_IMAGE011
为谐波次数,
Figure 661295DEST_PATH_IMAGE012
为基 波角频率，
Figure 294402DEST_PATH_IMAGE013
、
Figure 224443DEST_PATH_IMAGE014
分别表示谐振系数，且
Figure 437249DEST_PATH_IMAGE013
=
Figure 2092DEST_PATH_IMAGE014
×(
Figure 274941DEST_PATH_IMAGE015
/
Figure 800600DEST_PATH_IMAGE016
)，
Figure 567830DEST_PATH_IMAGE017
表示谐振系数下标，
Figure 737912DEST_PATH_IMAGE018
表示谐振系 数下标；
采用基于
Figure 696509DEST_PATH_IMAGE019
静止坐标系下的改进型P-VR调节器；在控制器中加入比例项
Figure 319252DEST_PATH_IMAGE020
将控 制器整个幅值特性向上平移而不改变其在某一频次的增益，对单次制定谐波进行跟踪补 偿,对电流实现精确控制；
下面对改进型P-VR调节器的谐振部分进行分析；改进型P-VR调节器的传递函数可以看作
Figure 878454DEST_PATH_IMAGE021
（3）
其中，
Figure 168621DEST_PATH_IMAGE022
表示虚数单位，
Figure 32540DEST_PATH_IMAGE023
表示正整数，
Figure 408158DEST_PATH_IMAGE024
为正整数，
Figure 517191DEST_PATH_IMAGE025
；改进型P-VR调节器的传递 函数第一项和第二项形式相同，第二项与PR控制器的谐振项相同，是一个二阶谐振项；
内环控制包括：阻尼内环的比例控制器的输出值和电网前馈us补偿做差得到的结果即为输出调制波信号，将该调制波信号输入驱动电路，并基于驱动模块对IGBT进行驱动。
在上述的控制方法，谐波放大现象等效模型的建立包括以下步骤：
步骤1：基于补偿角度，将SAPF等效为一谐波电流源，对有源电力滤波器接入电网 前后的并联补偿***进行建模分析，如图3a所示，
Figure 786498DEST_PATH_IMAGE026
为并联型APF输出电流，
Figure 837631DEST_PATH_IMAGE027
，
Figure 684233DEST_PATH_IMAGE028
，
Figure 580645DEST_PATH_IMAGE029
构成非线性负载；
步骤2：基于负载电容两端的电压恒定，将电容等效为一电压源
Figure 330557DEST_PATH_IMAGE030
串联电阻
Figure 287012DEST_PATH_IMAGE031
，电 感等效为一电流大小为
Figure 886489DEST_PATH_IMAGE032
的受控电流源并联一电阻
Figure 852171DEST_PATH_IMAGE033
，
Figure 830491DEST_PATH_IMAGE033
、
Figure 443001DEST_PATH_IMAGE031
、
Figure 280507DEST_PATH_IMAGE034
的大小与电感、电容、电 阻的大小相关；受控电流源受电压源控制的控制系数为
Figure 33568DEST_PATH_IMAGE035
，则iL=
Figure 7340DEST_PATH_IMAGE035
UC，iout为APF的输出电流，
Figure 56330DEST_PATH_IMAGE032
为受控电流源电流，
Figure 115553DEST_PATH_IMAGE036
为非线性负载电流，
Figure 672305DEST_PATH_IMAGE037
表示非线性负载，UC为等效电容电压源电 压；
步骤3：定义电网电压us不含谐波成分，对于谐波频次电流为短路，将并联型有源 电力滤波器单相等效电路简化为单相单次谐波等效电路，
Figure 359638DEST_PATH_IMAGE038
，
Figure 94376DEST_PATH_IMAGE039
=
Figure 126048DEST_PATH_IMAGE030
Figure 237224DEST_PATH_IMAGE034
/(
Figure 169276DEST_PATH_IMAGE040
+
Figure 74916DEST_PATH_IMAGE034
)；
Figure 593884DEST_PATH_IMAGE040
为等效电容阻抗，
Figure 243171DEST_PATH_IMAGE034
为非线性负载电阻，
Figure 905096DEST_PATH_IMAGE041
为电容阻抗和电阻并联简化后 阻抗，
Figure 230904DEST_PATH_IMAGE042
为电网谐波电流，
Figure 752016DEST_PATH_IMAGE043
为受控电流源谐波电流，
Figure 424568DEST_PATH_IMAGE044
为非线性负载谐波电流，
Figure 347524DEST_PATH_IMAGE045
表示 非线性负载谐波，
Figure 844234DEST_PATH_IMAGE046
表示单相单次谐波电路等效后电容及电阻两端电压；
步骤4：当APF接入电网但不完全补偿谐波电流时，APF的补偿率为
Figure 587062DEST_PATH_IMAGE047
，0<
Figure 340603DEST_PATH_IMAGE047
<1，APF输 出的补偿电流
Figure 852487DEST_PATH_IMAGE048
，
Figure 129884DEST_PATH_IMAGE049
为接入APF后的非线性负载电流，
Figure 609276DEST_PATH_IMAGE050
为接入APF后的受控电 流源谐波电流，负载交流侧的电压源电压发生改变，
Figure 138477DEST_PATH_IMAGE051
=
Figure 521179DEST_PATH_IMAGE052
，
Figure 110424DEST_PATH_IMAGE053
为改变系数，
Figure 77112DEST_PATH_IMAGE051
表示APF接入后 单相单次谐波电路等效后电容及电阻两端电压；则根据APF接入后公共耦合点PCC电压列写 方程为
Figure 410004DEST_PATH_IMAGE054
（4）
Figure 381633DEST_PATH_IMAGE055
为APF接入后公共耦合点的电压,
Figure 266413DEST_PATH_IMAGE056
表示单相单次谐波等效阻抗，
Figure 471129DEST_PATH_IMAGE057
表示 APF接入后电网侧谐波，
Figure 591401DEST_PATH_IMAGE058
表示电网侧谐波，解得在APF的谐波补偿率为
Figure 932383DEST_PATH_IMAGE047
时，APF接入电网前 后负载谐波电流比值为
Figure 879742DEST_PATH_IMAGE059
（5）
APF接入电网前后负载谐波电流比值显然大于1，故在APF投入前后，在非线性负载侧可能出现谐波放大现象。
在上述的控制方法，混合负载的有源电力滤波器及电流双环控制***包括
主电路:用于采集脉冲信号驱动三相两电平逆变器，并向电网注入与谐波电流大小相等，方向相反的电流，给非线性负载制造的谐波进行补偿；
双环控制***:用于对谐波进行检测，并形成对LCL谐振峰的谐振有源阻尼；
直流侧母线电压检测电路：与电容电压检测装置连接，用于实现电压的稳定性控制；
驱动电路：与三相两电平逆变器连接，用于生成对应的调制信号驱动开关管动作。
在上述的控制方法，所述主电路包括
谐波源：采用三相二极管整流器串联电阻，电容，及电感负载，用于模拟实际混合型负载电路制造谐波电流，输出接三相电网；
三相两电平电压源逆变器: 用于接收脉冲信号，制造大小相等，相位相反的谐波补偿电流，输入接直流侧电容,输出接LCL型滤波器；
直流测电容：作为有源电力滤波器的储能元件，输出接三相逆变器。
在上述的控制方法，所述三相二极管整流器包括六个桥式连接二极管；三相两电平电压源逆变器包括由六个IGBT组成的桥臂和一个电容器；LCL型并网滤波器采用星形连接，包括逆变器侧电感L1、滤波电容Cf、电源侧电感L2，输出连接三相电网。
在上述的控制方法，双环控制***包括
补偿电流外环控制电路：采用基波电流控制器和谐波电流控制器并联的结构，用于控制电源侧电流闭环，并将输出信号值作为阻尼内环的给定值，实现装置的电流检测及谐波补偿功能；
阻尼电流内环控制电路：采用比例控制的方式，等效为补偿电流外环的控制对象；与逆变器侧电感L1相连，用于LCL滤波器有源阻尼，消除谐振峰，并实现装置电流检测与保护；
逆变器侧直流电压控制器：直流电压控制器采用比例积分控制器PI，输入为参考电压与逆变器直流侧电容电压差值，输出参考电流连接基波电流控制器，用于对直流母线电压的波动进行调节；
SPWM驱动模块：与比例控制器连接，用于对功率开关管实现驱动。
在上述的控制方法，
补偿电流外环控制电路包括
基波电流控制器：用于检测电网中的谐波电流成分，采用一个比例谐振控制器PR，并与直流电压控制器连接，与谐波电流控制器并联，输出基波参考电流If_ref，与谐波电流控制器的输出作和得到参考电流Iref；
谐波电流控制器：用于获取APF逆变器侧电流信息和母线电压控制器输出的参考电流，采用改进型P-VR调节器，通过与电流传感器相连直接提取电网的电流信息，并与基波电流控制器并联，输出谐波参考电流Ih_ref，与基波电流控制器的输出作和得到参考电流Iref；
阻尼电流内环控制电路包括
比例控制器:比例控制器输出值和电网前馈us补偿做差得到的结果即为输出调制波信号，将该调制波信号输入驱动电路，并基于SPWM技术对IGBT进行驱动。
在上述的控制方法，比例谐振控制器由一个比例控制器、一个谐振频率为600Hz的谐振控制器、一个谐振频率为1200Hz的谐振控制器、一个谐振频率为1800Hz的谐振控制器和一个谐振频率为2400Hz的谐振控制器共同并联组成；
改进型P-VR调节器由一个比例控制器和一个谐振频率为500Hz的谐振控制器、一个谐振频率为700Hz的谐振控制器、一个谐振频率为1100Hz的谐振控制器、一个谐振频率为1300Hz的谐振控制器、一个谐振频率为1700Hz的谐振控制器、一个谐振频率为1900Hz的谐振控制器、和一个谐振频率为2300Hz的谐振控制器共同并联组成。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：1、本发明可以很好地补偿由混合型非线性负载引起的谐波放大现象的谐波，并且同时抑制LCL滤波器的谐振问题，保证了APF的谐波补偿效果，增强***的稳定性，且APF的谐波补偿和直流侧稳压可以实现独立控制。2、本发明在基于改进型的P-VR调节器的基础上提出采用电流双环控制策略，具有更加优良的选择特性，充分利用了被控对象信息，有效的减少了传感器的数量，使得***具有更佳的暂态响应性能，增强了***的可靠性，并且在电网发生频率漂移时依然具有较高的稳态精度。
附图说明
图1为基于混合负载的有源电力滤波器电流双环控制方法的电流双环控制策略的APF控制结构框图。
图2为采用电流双环控制策略的***框图。
图3a是并联型有源电力滤波器简化单相负载等效电路。
图3b是并联型有源电力滤波器单相等效电路。
图3c是并联型有源电力滤波器单相单次谐波等效电路。
图4是改进型的P-VR调节器的矢量控制框图。
图5是有源电力滤波器投入前后电网电流的波形图。
图6是有源电力滤波器输出电流补偿参考电流波形图。
图7是投入后逆变器直流侧母线电压波形图。
图8a是有源电力滤波器投入前网侧电流FFT分析结果图。
图8b是采用传统谐波检测方法及无源阻尼方法网侧电流FFT分析结果图。
图8c是采用采用基于网侧电流双环控制的改进型的P-VR控制策略FFT分析结果图。
具体实施方式
下面通过实施例，并结合附图，对本发明的技术方案作进一步具体的说明
步骤1：从补偿角度出发，将SAPF等效为一谐波电流源，对有源电力滤波器接入电 网前后的并联补偿***进行建模分析，如图3a所示，
Figure 571754DEST_PATH_IMAGE026
为并联型APF输出电流，
Figure 495717DEST_PATH_IMAGE027
，
Figure 691206DEST_PATH_IMAGE028
，
Figure 809466DEST_PATH_IMAGE060
构成非线性负载。
步骤2：由于负载电容两端的电压几乎不变，故可将电容等效为一电压源
Figure 723195DEST_PATH_IMAGE030
串联电 阻
Figure 185269DEST_PATH_IMAGE061
，电感等效为一电流大小为
Figure 766423DEST_PATH_IMAGE032
的受控电流源并联一电阻
Figure 898327DEST_PATH_IMAGE033
，如图3b所示，其中
Figure 50085DEST_PATH_IMAGE033
、
Figure 66583DEST_PATH_IMAGE062
、
Figure 751511DEST_PATH_IMAGE034
的大小与电感、电容、电阻的大小相关。受控电流源受电压源控制的控制系数为
Figure 195262DEST_PATH_IMAGE035
，则
Figure 99895DEST_PATH_IMAGE032
=
Figure 654504DEST_PATH_IMAGE035
Figure 193939DEST_PATH_IMAGE030
，
Figure 74170DEST_PATH_IMAGE026
为APF的输出电流，
Figure 934941DEST_PATH_IMAGE032
为受控电流源电流，
Figure 293241DEST_PATH_IMAGE063
为非线性负载电流，
Figure 952762DEST_PATH_IMAGE037
表示非线性负 载；
步骤3：假设电网电压us不含谐波成分，那么对于谐波频次电流相当于短路，则可 以将图3b简化为如图3c所示的单相单次谐波等效电路，
Figure 597370DEST_PATH_IMAGE064
，
Figure 194704DEST_PATH_IMAGE039
=
Figure 361288DEST_PATH_IMAGE030
×
Figure 360468DEST_PATH_IMAGE034
/(
Figure 566190DEST_PATH_IMAGE040
+
Figure 916400DEST_PATH_IMAGE034
)；
Figure 367235DEST_PATH_IMAGE040
为等效电容阻抗，
Figure 220922DEST_PATH_IMAGE034
为非线性负载电阻，
Figure 863125DEST_PATH_IMAGE041
为电容阻抗和电阻并联简化后阻 抗，
Figure 559685DEST_PATH_IMAGE030
为等效电容电压源电压，非线性负载
Figure 797900DEST_PATH_IMAGE042
为电网谐波电流，
Figure 522404DEST_PATH_IMAGE065
为受控电流源谐波电流，
Figure 820662DEST_PATH_IMAGE044
为非线性负载谐波电流，
Figure 394731DEST_PATH_IMAGE045
表示非线性负载谐波；
步骤4：有源电力滤波器未接入电网时：此时APF不连接入电网时，SAPF进行补偿 前，电流源
Figure 171057DEST_PATH_IMAGE026
所在支路相当于开路。此时APF的输出电流
Figure 15648DEST_PATH_IMAGE026
=0，电网电流
Figure 609440DEST_PATH_IMAGE042
等于非线性负载 电流，根据PCC点的谐波电压可列方程
Figure 155959DEST_PATH_IMAGE066
（1）
其中，
Figure 516402DEST_PATH_IMAGE067
为APF进行补偿前的PCC点电压，
Figure 199187DEST_PATH_IMAGE068
表示单相单次谐波等效阻抗，
Figure 855559DEST_PATH_IMAGE069
为电 网谐波电流，
Figure 889374DEST_PATH_IMAGE070
表示电网侧谐波,
Figure 522350DEST_PATH_IMAGE071
为受控电流源谐波电流，
Figure 590800DEST_PATH_IMAGE072
表示非线性负载的电感支路 谐波，
Figure 418073DEST_PATH_IMAGE073
,表示电感等效后的等效并联电阻，
Figure 939184DEST_PATH_IMAGE074
为电容阻抗和电阻并联简化后阻抗，
Figure 110271DEST_PATH_IMAGE075
表示 单相单次谐波电路等效后电容及电阻两端电压；
步骤5：有源电力滤波器接入电网且电网谐波电流被完全补偿时：
此时电网谐波电流
Figure 33228DEST_PATH_IMAGE076
=0，APF输出电流
Figure 765823DEST_PATH_IMAGE026
和负载谐波电流
Figure 774230DEST_PATH_IMAGE049
相等，
Figure 624374DEST_PATH_IMAGE026
=
Figure 651105DEST_PATH_IMAGE077
，负载 交流侧的电压源电压发生改变，
Figure 69448DEST_PATH_IMAGE051
=
Figure 784725DEST_PATH_IMAGE052
，根据补偿后的PCC点电压列写方程为
Figure 579506DEST_PATH_IMAGE078
（2）
其中
Figure 867268DEST_PATH_IMAGE079
为谐波电流被完全补偿时的负载谐波电流，
Figure 218963DEST_PATH_IMAGE080
表示非线性负载谐波,
Figure 201963DEST_PATH_IMAGE081
为谐波电流被完全补偿时的受控电流源谐波电流,
Figure 393910DEST_PATH_IMAGE082
表示谐波电流被完全补偿时负载交 流侧电压源电压；
根据联立方程可解得接入电网前后负载谐波电流之比如下：
Figure 129653DEST_PATH_IMAGE083
（3）
其中
Figure 889799DEST_PATH_IMAGE084
为等效电容阻抗；
步骤6：当APF接入电网但不完全补偿谐波电流时：
由于在实际中，APF并不可能完全补偿电网的谐波电流，设APF的补偿率为
Figure 845248DEST_PATH_IMAGE047
(0<
Figure 450673DEST_PATH_IMAGE047
< 1)，那么APF输出的补偿电流
Figure 40923DEST_PATH_IMAGE048
，
Figure 237549DEST_PATH_IMAGE049
为接入APF后的非线性负载电流，
Figure 523037DEST_PATH_IMAGE050
为接入 APF后的受控电流源谐波电流，负载交流侧的电压源电压发生改变，
Figure 214043DEST_PATH_IMAGE051
=
Figure 409532DEST_PATH_IMAGE052
，
Figure 760748DEST_PATH_IMAGE085
为改变系数，则 根据APF接入后公共耦合点PCC电压列写方程为
Figure 674478DEST_PATH_IMAGE054
（4）
根据上述方程可解得在APF的谐波补偿率为
Figure 903596DEST_PATH_IMAGE047
时，APF接入电网前后负载谐波电流 比值为
Figure 953592DEST_PATH_IMAGE086
（5）
式（5）的值显然大于1，故在APF投入前后，在非线性负载侧可能出现谐波放大现象。
具体的双环控制方法包括：
步骤7：谐波电流调节器采用改进型的P-VR调节器，基波电流调节器采用比例谐振调节器，直流电压调节器采用比例积分调节器，阻尼内环采用比例控制方式。
步骤8：当并联型有源电力滤波器接入电网后，利用电压电流传感器采集电网电流is、电网电压us、直流母线电容电压udc、逆变器侧电感电流i1、电网侧电感电流i2。
步骤9：将直流母线电容电压参考值udc *与电压传感器检测到的实际值udc做差，得到直流母线电压的误差值，再经过PI调节器得到直流侧电压调节量，与电网电压之积共同构成调节量馈入基波电流调节器得到基波电流指令值。
步骤10：将流入电源侧的电流目标值-ish*设置为0，直接控制电源侧电流的谐波分量为0，电流传感器将检测到的电网电流馈入谐波电流调节器，利用其在指定频率处具有很高的增益的特点﹐使得控制环路中在对应的谐波频率处具有较高的增益，以此抑制LCL滤波器的谐振峰，从谐波电流调节器输出端得到谐波电流指令值。
步骤11：将从谐波电流调节器输出的谐波电流参考值Ih_ref与基波电流调节器输出的If_ref叠加，得到电流参考值给定给阻尼内环。
步骤12：阻尼内环的比例调节器的输出值和电网前馈us补偿做差得到的结果即为输出调制波信号，将该调制波信号输入驱动电路，并基于SPWM技术对IGBT进行驱动。其中，改进型的P-VR调节器的设计过程如下：
LCL型并网滤波器在谐振峰对应的频率以下具有和L型滤波器近似的特性，故可将LCL滤波器传递函数表示为
Figure 351075DEST_PATH_IMAGE087
（6）
Figure 1368DEST_PATH_IMAGE002
和
Figure 17865DEST_PATH_IMAGE015
分别为进线电抗等效串联电阻和电感，且
Figure 204258DEST_PATH_IMAGE016
=L1+L2+Ls，L1为逆变器侧电感，L2 为电源侧电感,Ls为等效电网阻抗，
Figure 648009DEST_PATH_IMAGE088
表示LCL滤波器的传递函数，
Figure 51178DEST_PATH_IMAGE089
表示LCL滤波器，
Figure 871366DEST_PATH_IMAGE007
表 示拉普拉斯变换中的微分算子；
VR调节器采用误差交叉控制，未引入电路参数L，利用改进型的P-VR调节器的复零 点将被控对象的复极点直接抵消。改进型的P-VR调节器的传递函数
Figure 646686DEST_PATH_IMAGE008
如下：
Figure 261338DEST_PATH_IMAGE090
（7）
Figure 886224DEST_PATH_IMAGE091
表示改进型的P-VR调节器的传递函数，
Figure 510103DEST_PATH_IMAGE092
为比例项系数，
Figure 139930DEST_PATH_IMAGE093
为谐波次数,
Figure 191062DEST_PATH_IMAGE094
为 基波角频率，
Figure 913031DEST_PATH_IMAGE013
、
Figure 324289DEST_PATH_IMAGE014
分别表示谐振系数，且
Figure 589049DEST_PATH_IMAGE013
=
Figure 702760DEST_PATH_IMAGE014
×(
Figure 36659DEST_PATH_IMAGE015
/
Figure 2341DEST_PATH_IMAGE016
),
Figure 860620DEST_PATH_IMAGE017
表示谐振系数下标，
Figure 253555DEST_PATH_IMAGE018
表示谐振 系数下标。根据谐波放大表达式，采用改进型的P-VR调节器由一个5次、7次、11次、13次、17 次、19次、21次和23次的基波频率的矢量谐振调节器并联构成；
步骤13、采用基于ab静止坐标系下的改进型的P-VR调节器。在调节器中加入比例 项
Figure 950116DEST_PATH_IMAGE095
将调节器整个幅值特性向上平移而不改变其在某一频次的增益，对单次制定谐波进行 跟踪补偿,对电流实现精确控制。
下面对改进型的P-VR调节器的谐振部分进行分析。改进型的P-VR调节器的传递函数可以看作
Figure 703177DEST_PATH_IMAGE096
（8）
其中
Figure 676949DEST_PATH_IMAGE097
为正整数。改进型的P-VR调节器的传递函数第一项和第二项形式相同，第二 项与PR调节器的谐振项相同，看作一个二阶谐振项；
进一步的，所述的基波电流调节器的比例谐振调节器具体包括：
一个比例调节器、一个谐振频率为600Hz的谐振调节器、一个谐振频率为1200Hz的谐振调节器、一个谐振频率为1800Hz的谐振调节器和一个谐振频率为2400Hz的谐振调节器。
进一步的，所述的谐波电流调节器的改进型的P-VR调节器具体包括：
一个比例调节器和一个谐振频率为500Hz的谐振调节器、一个谐振频率为700Hz的谐振调节器、一个谐振频率为1100z的谐振调节器、一个谐振频率为1300Hz的谐振调节器、一个谐振频率为1700Hz的谐振调节器、一个谐振频率为1900Hz的谐振调节器、和一个谐振频率为2300Hz的谐振调节器并联构成。
表1仿真参数
Figure 991518DEST_PATH_IMAGE098
根据本发明的流程进行控制方法设计，采用MATLAB/Simulink进行仿真实验，验证本发明的理论推导和所提出的控制策略的合理性和有效性，仿真参数表如表1所示。
图1展示了本发明的基于混合负载的有源电力滤波器电流双环控制方法的控制结构框图。SAPF接入电网后，利用电压电流传感器采集电网电流is、电网电压us、直流母线电容电压udc、逆变器侧电感电流i1、电网侧电感电流i2；将直流母线电容电压参考值udc *与电压传感器检测到的实际值udc做差，得到直流母线电压的误差值，再经过PI控制器得到直流侧电压调节量，与电网电压之积共同构成调节量馈入基波电流控制器得到基波电流指令值，将从谐波电流控制器输出的谐波电流参考值Ih_ref与基波电流控制器的输出If_ref叠加，得到电流参考值给定给阻尼内环，最终基于SPWM技术对IGBT进行驱动。
图2展示了本发明采用的双环控制策略的***框图。电网电流过检测后通过基波电流控制器后和经过由P-VR控制器组成的谐波电流控制器，内环控制器采用比例控制方式，比例系数设置为K。在控制回路中引入电网电压前馈补偿来消除网侧电压对输出电流的影响。此外本发明不考虑延时，K PWM=1。
图4展示了本发明采用的改进型的P-VR调节器的矢量控制框图，由一个比例调节器和一个谐振频率为500Hz的谐振调节器、一个谐振频率为700Hz的谐振调节器、一个谐振频率为1100z的谐振调节器、一个谐振频率为1300Hz的谐振调节器、一个谐振频率为1700Hz的谐振调节器、一个谐振频率为1900Hz的谐振调节器、和一个谐振频率为2300Hz的谐振调节器并联构成。
图5给出了SAPF投入前后电网电流的变化情况。可以看到，在SAPF接入电网后波形由原本的高度畸变状态变为了较为平滑的正弦波状态，补偿效果较为明显。
图6给出了SAPF投入前后电网谐波电流的变化情况。虚线为参考电流，实线为APF输出电流，可以看出在0.1s时APF接入电网后，出现了较为明显的谐波放大现象，这是SAPF与非线性负载、电网共同作用的结果。当APF接入电网时，负载电流突增，APF根据检测到的负载交流侧谐波电流指令调整输出电流，从而输出更大的补偿电流，进而控制电网电流波形为正弦。
图7给出了APF投入后逆变器直流侧母线电压波形图。可以看出电容电压从0.01s左右时开始上升，在约0.04s时波形稳定在800V附近。从0.1s-0.15s的直流母线电压局部放大图可以很明显的看到，***进入稳态以后，电流波动在2V以内，稳态精度较好。
图8a给出了SAPF投入前网侧电流FFT分析结果图。可以看到此时的谐波含量为62.58%，含有较高的6k±1次谐波。
图8b采用传统谐波检测方法及无源阻尼方法网侧电流FFT分析结果图，为了保证和本发明提出的控制策略对比的准确性，在传统谐波分离算法的基础上采用了无源阻尼方式，阻尼电阻的取值由仿真参数给出。直流侧使用PI控制器进行稳压。此时电网电流的THD由未接入APF时的62.58%下降到了3.70%，有一定的补偿效果，但电网电流中还是存在大量的5次,7次谐波。
图8c给出了采用基于网侧电流双环控制的改进型的P-VR控制策略FFT分析结果图。在不额外增加无源阻尼方法的情况下，本发明采用的双环控制策略中的阻尼回路起到有源阻尼的作用。SAPF补偿电网电流效果相比采用传统电流控制方法更佳，THD由62.58%下降到1.23%。由于本发明的电流控制方式是直接对采样到的电网电流进行闭环控制，因此补偿效果有了进一步的提升。同时直流母线稳压和APF的控制相互独立互不干扰。这证明了本发明的控制策略可以有效地实现对非线性负载引起的谐波进行补偿，同时保留了LCL型并网滤波器的优点，并且抑制了其谐振峰。进一步的充分利用了逆变器侧电流传感器，有良好的稳态精度和响应速度。表2所示为经过改进型的P-VR调节器补偿前后的负载侧电压，电网电流及非线性负载电流的FFT分析结果。
表2 仿真波形FFT分析结果
Figure 50741DEST_PATH_IMAGE099
以7次谐波为例，其谐波放大倍数的测量值为根据表2可以直接计算出各负载电流的放大倍数。
Figure 607493DEST_PATH_IMAGE100
(1-1)
有源电力滤波器对7次谐波电流的补偿率为
Figure 435772DEST_PATH_IMAGE101
(1-2)
负载交流侧电压7次谐波电流的变化率为
Figure 921242DEST_PATH_IMAGE102
(1-3)
根据本文的负载阻抗值可以计算得到控制系数b=4.58
当(ZR/(ZC+ZR))=5时，将式(1-2)代入式(5)中可得到负载的7次谐波放大倍数理论值为
Figure 202182DEST_PATH_IMAGE103
(1-4)
同理，计算得到5、11、13、17、19次谐波电流放大倍数可以得到表2所示的计算结果。由表4可知，式(5)计算的谐波放大倍数理论值和仿真测量值可以较好地吻合，证明了理论分析的正确性。
表3仿真计算结果
Figure 297046DEST_PATH_IMAGE104
本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (7)

1.一种基于混合负载的有源电力滤波器电流双环控制方法，其特征在于，控制方法基于混合负载的有源电力滤波器及电流双环控制***以及该***建立的谐波放大现象等效模型，方法包括补偿电流外环控制和阻尼内环控制，谐波电流控制器改进型的P-VR调节器，其中，P-VR表示比例-矢量谐振控制器，基波电流控制器采用比例谐振控制器，直流电压控制器采用比例积分控制器，阻尼内环采用比例控制方式，其中，
外环控制包括：
步骤1：当并联型有源电力滤波器接入电网后，利用电压电流传感器采集电网电流is、电网电压us、直流母线电容电压udc、逆变器侧电感电流i1、电网侧电感电流i2；
步骤2：将直流母线电容电压参考值udc *与电压传感器检测到的实际值udc做差，得到直流母线电压的误差值，再经过PI控制器得到直流侧电压调节量，与电网电压之积共同构成调节量馈入基波电流控制器得到基波电流指令值；
步骤3：将流入电源侧的电流目标值-ish*设置为0，直接控制电源侧电流的谐波分量为0，电流传感器将检测到的电网电流馈入谐波电流控制器，利用其在指定频率处具有很高的增益的特点，使得控制环路中在对应的谐波频率处具有较高的增益，以此抑制LCL滤波器的谐振峰，从谐波电流控制器输出端得到谐波电流指令值；
步骤4：将从谐波电流控制器输出的谐波电流参考值Ih_ref与基波电流控制器的输出If_ref叠加，得到电流参考值给定给阻尼内环；其中，LCL型并网滤波器在谐振峰对应的频率以下具有和L型滤波器近似的特性，故LCL滤波器传递函数表示如下
Figure FDA0003454621780000021
L和R分别为进线电抗等效串联电阻和电感，且L＝L1+L2+Ls，L1为逆变器侧电感，L2为电源侧电感，Ls为等效电网阻抗，GP(s)表示LCL滤波器的传递函数，P表示LCL滤波器，S表示拉普拉斯变换中的微分算子；
VR调节器采用误差交叉控制，利用改进型P-VR调节器的复零点将被控对象的复极点直接抵消；改进型P-VR调节器的传递函数GP-VR(s)如下：
Figure FDA0003454621780000022
GP-VR(s)表示改进型P-VR调节器的传递函数，Kp为比例项系数，n为谐波次数，ω0为基波角频率，kr1、kr2分别表示谐振系数，且kr1＝kr2·(R/L)，r1表示谐振系数下标，r2表示谐振系数下标；
采用基于αβ静止坐标系下的改进型P-VR调节器；在控制器中加入比例项Kp将控制器整个幅值特性向上平移而不改变其在某一频次的增益，对单次制定谐波进行跟踪补偿，对电流实现精确控制；
下面对改进型P-VR调节器的谐振部分进行分析；改进型P-VR调节器的传递函数可以看作
Figure FDA0003454621780000023
其中，j表示虚数单位，N*表示正整数，k为正整数，k∈N*；改进型P-VR调节器的传递函数第一项和第二项形式相同，第二项与PR控制器的谐振项相同，是一个二阶谐振项；
内环控制包括：阻尼内环的比例控制器的输出值和电网前馈us补偿做差得到的结果即为输出调制波信号，将该调制波信号输入驱动电路，并基于驱动模块对IGBT进行驱动；
谐波放大现象等效模型的建立包括以下步骤：
步骤1：基于补偿角度，将并联型APF等效为一谐波电流源，对有源电力滤波器接入电网前后的并联补偿***进行建模；
步骤2：基于负载电容两端的电压恒定，将电容等效为一电压源UC串联电阻ZC，电感等效为一电流大小为iL的受控电流源并联一电阻ZL，ZL、ZC、ZR的大小与电感、电容、电阻的大小相关；受控电流源受电压源控制的控制系数为β，则
Figure FDA0003454621780000031
iout为APF的输出电流，iL为受控电流源电流，inll为非线性负载电流，nll表示非线性负载，UC为等效电容电压源电压；
步骤3：定义电网电压us不含谐波成分，对于谐波频次电流为短路，将并联型有源电力滤波器单相等效电路简化为单相单次谐波等效电路，Z2＝ZCZR/(ZC+ZR)，U＝UCZR/(ZC+ZR)；ZC为等效电容阻抗，ZR为非线性负载电阻，Z2为电容阻抗和电阻并联简化后阻抗，ish为电网谐波电流，iLh为受控电流源谐波电流，inll_h为非线性负载谐波电流，nll_h表示非线性负载谐波，U表示单相单次谐波电路等效后电容及电阻两端电压；
步骤4：当APF接入电网但不完全补偿谐波电流时，APF的补偿率为α，0＜α＜1，APF输出的补偿电流iout＝αinll_h′，inll_h′为接入APF后的非线性负载电流，iLh′为接入APF后的受控电流源谐波电流，负载交流侧的电压源电压发生改变，U′＝δU，δ为改变系数，U′表示APF接入后单相单次谐波电路等效后电容及电阻两端电压；则根据APF接入后公共耦合点PCC电压列写方程为
UPCC′＝-Zshish′＝(inll_h′-iLn′)Z1+inll_h′Z2+δU (4)
UPCC′为APF接入后公共耦合点的电压，Zsh表示单相单次谐波等效阻抗，ish′表示APF接入后电网侧谐波，sh表示电网侧谐波，解得在APF的谐波补偿率为α时，APF接入电网前后负载谐波电流比值为
Figure FDA0003454621780000041
APF接入电网前后负载谐波电流比值显然大于1，故在APF投入前后，在非线性负载侧可能出现谐波放大现象。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，混合负载的有源电力滤波器及电流双环控制***包括
主电路：用于采集脉冲信号驱动三相两电平逆变器，并向电网注入与谐波电流大小相等，方向相反的电流，给非线性负载制造的谐波进行补偿；
双环控制***：用于对谐波进行检测，并形成对LCL谐振峰的谐振有源阻尼；
直流侧母线电压检测电路：与电容电压检测装置连接，用于实现电压的稳定性控制；
驱动电路：与三相两电平逆变器连接，用于生成对应的调制信号驱动开关管动作。
3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述主电路包括
谐波源：采用三相二极管整流器串联电阻，电容，及电感负载，用于模拟实际混合型负载电路制造谐波电流，输出接三相电网；
三相两电平电压源逆变器：用于接收脉冲信号，制造大小相等，相位相反的谐波补偿电流，输入接直流侧电容，输出接LCL型滤波器；
直流测电容：作为有源电力滤波器的储能元件，输出接三相逆变器。
4.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述三相二极管整流器包括六个桥式连接二极管；三相两电平电压源逆变器包括由六个IGBT组成的桥臂和一个电容器；LCL型并网滤波器采用星形连接，包括逆变器侧电感L1、滤波电容Cf、电源侧电感L2，输出连接三相电网。
5.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，双环控制***包括
补偿电流外环控制电路：采用基波电流控制器和谐波电流控制器并联的结构，用于控制电源侧电流闭环，并将输出信号值作为阻尼内环的给定值，实现装置的电流检测及谐波补偿功能；
阻尼电流内环控制电路：采用比例控制的方式，等效为补偿电流外环的控制对象；与逆变器侧电感L1相连，用于LCL滤波器有源阻尼，消除谐振峰，并实现装置电流检测与保护；
逆变器侧直流电压控制器：直流电压控制器采用比例积分控制器PI，输入为参考电压与逆变器直流侧电容电压差值，输出参考电流连接基波电流控制器，用于对直流母线电压的波动进行调节；
SPWM驱动模块：与比例控制器连接，用于对功率开关管实现驱动。
6.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于，
补偿电流外环控制电路包括
基波电流控制器：用于检测电网中的谐波电流成分，采用一个比例谐振控制器PR，并与直流电压控制器连接，与谐波电流控制器并联，输出基波参考电流If_ref，与谐波电流控制器的输出作和得到参考电流Iref；
谐波电流控制器：用于获取APF逆变器侧电流信息和母线电压控制器输出的参考电流，采用改进型P-VR调节器，通过与电流传感器相连直接提取电网的电流信息，并与基波电流控制器并联，输出谐波参考电流Ih_ref，与基波电流控制器的输出作和得到参考电流Iref；
阻尼电流内环控制电路包括
比例控制器：比例控制器输出值和电网前馈us补偿做差得到的结果即为输出调制波信号，将该调制波信号输入驱动电路，并基于SPWM技术对IGBT进行驱动。
7.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，比例谐振控制器PR由一个比例控制器、一个谐振频率为600Hz的谐振控制器、一个谐振频率为1200Hz的谐振控制器、一个谐振频率为1800Hz的谐振控制器和一个谐振频率为2400Hz的谐振控制器共同并联组成；
改进型P-VR调节器由一个比例控制器和一个谐振频率为500Hz的谐振控制器、一个谐振频率为700Hz的谐振控制器、一个谐振频率为1100Hz的谐振控制器、一个谐振频率为1300Hz的谐振控制器、一个谐振频率为1700Hz的谐振控制器、一个谐振频率为1900Hz的谐振控制器、和一个谐振频率为2300Hz的谐振控制器共同并联组成。
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