CN103404032B - 在低相位噪声vco 中的温度补偿和粗调组开关 - Google Patents

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Abstract

VCO的LC振荡回路包括主变容二极管电路和与主变容二极管电路并联耦合的温度补偿变容二极管电路。主变容二极管电路用于微调。温度补偿变容二极管电路具有与主变容二极管电路的电容‑电压特性不同的电容‑电压特性，以使得将在这两个变容二极管电路两端的共模噪声的影响最小化。LC振荡回路还具有设置成粗调的多个可切换电容器电路。为了防止在每个可切换电容器电路中的主薄氧化物开关的击穿，每个可切换电容器电路具有电容分压器电路，其在主开关被关断时减小了主薄氧化物两端的电压。

Description

在低相位噪声VCO中的温度补偿和粗调组开关
技术领域
所公开的实施例通常涉及在电压控制振荡器（VCO）中的用于微调的变容二极管电路和/或用于粗调的可切换电容器电路。
背景技术
图1（现有技术）是电压控制振荡器（VCO）1的标志。图2（现有技术）是图1的VCO 1的更详细的视图。VCO 1包括LC振荡回路（tank）2。LC振荡回路2的自然谐振频率主要确定由VCO 1输出到微分输出导线3和4上的微分VCO输出信号的振荡频率。在所示示例中，LC振荡回路2的电感由电感器5提供。LC振荡回路2的电容由包括变容二极管电路6和粗调电容器组7的电容元件的组合提供。粗调电容器组7由许多并联连接的可切换电容器电路构成。附图标记25标识一个可切换电容器电路。通过改变经由输入导线14和15提供到粗调电容器组7的数字输入信号EN[1:N]和ENB[1:N]，由可切换电容器电路中的单独的可切换电容器电路提供的电容可选择性地接入LC振荡回路2中和从LC振荡回路2断开。断开可切换电容器电路降低了LC振荡回路2的总电容，从而增大了VCO 1振荡频率。将电容器元件接入LC振荡回路2中增大了LC振荡回路2的总电容，从而降低了VCO 1振荡频率。
通过调节输入引线8上的微调模拟输入信号VTUNE来实现LC振荡回路2的电容的微调。微调模拟输入信号VTUNE影响变容二极管9和10两端的电压，且这将微调LC振荡回路2的电容。通过给变容二极管加偏压的方式来确定VTUNE影响变容变容器9和10的方式。在一个示例中，增大VTUNE降低了在主变容二极管两端的电压，从而降低了由主变容二极管9和10提供的电容，且从而增大了VCO 1的振荡频率。相反，降低VTUNE导致增大了主变容二极管两端的电压，从而增大了主变容二极管9和10所提供的电容，从而降低了VCO 1的振荡频率。
期望VCO 1的振荡频率是VTUNE和粗调数字输入信号EN[1:N]和ENB[1:N]的函数，而基本上与温度无关。然而，如果没有提供温度补偿电路，则对于给定的固定VTUNE电压，由于主变容二极管9和10的电容随着升高的温度而增大，而将会看到VCO 1的振荡频率随着升高的温度而降低。为了对此补偿，图2的VCO 1包括以变容二极管11和12的形式的温度补偿变容二极管电路。这些变容二极管11和12与VCO 1的LC振荡回路2的主变容二极管9和10并联耦合。温度补偿电压信号PTAT经由输入引线13施加到这些变容二极管11和12。电压信号PTAT随着升高的温度而增大。当温度升高时，电压PATA增大。增大的PTAT降低了温度补偿变容二极管11和12两端的电压，从而减小了它们的电容。当温度升高时，温度补偿变容二极管11和12的电容的降低抵消了升高的温度如何使主变容二极管9和10的电容增大的影响。
如图2所示，变容二极管电路6是耦合到电感器5的AC。变容二极管电路因此经由偏压电阻器16和17被加DC偏压。存在噪声源，例如由电阻器16和17引入的电阻器噪声和例如存在于电压供应导线18处的电压VBIAS中的电源噪声。电源噪声表现为在变容二极管两端的公共模式噪声。来自这些源的噪声以不希望有的方式影响变容二极管并增大VCO相位噪声。期望改进的VCO结构。
此外，VCO 1可能需要在宽频范围（例如从3.0GHz到5.0GHz）上操作。为了适应于这样的宽频范围，需要接入和断开由粗调电容器组7的可切换电容器电路提供的电容的能力。在一些应用中，具有在一些操作频率下强加在VCO 1上的严格的相位噪声要求。为了满足这个严格的相位噪声要求，使VCO 1以在节点19和20之间的LC振荡回路2两端摆动的大AC电压来操作。当VCO 1操作在4.0GHz时，AC电压摆动可以是例如2.5伏峰间值。现在常常使用薄栅极氧化物65nm或45nm MOS半导体制造工艺来制成RF收发机集成电路（VCO是该RF收发机集成电路的一部分）。由于使用这样的小几何工艺制成的晶体管的薄栅极氧化物，而导致晶体管两端的电压必须被维持在大约1.5伏以下，以便防止大电压引起击穿和以另外方式损坏晶体管。如果这样的半导体工艺的简单薄氧化物晶体管用于开关21，则晶体管可能被击穿并出故障。
图3（现有技术）是示出避免该问题的一种方法的视图。使用具有较厚的氧化物栅极电介质的特殊晶体管22。然而，为了实现与使用图2的薄栅极氧化物晶体管21实现的相同的性能，图3的厚栅极氧化物晶体管22被制造得更大。提供较大的晶体管增加了寄生现象，包括寄生电容。期望能够在粗调电容器组7的可切换电容器电路的许多电容器被关掉时减小LC振荡回路2的总电容，以使得VCO 1可在高频下振荡。然而，可切换电容器电路的许多晶体管中的全部的寄生电容会组合为这样的大电容，使得整个LC振荡回路电容不能减少得低至对于高频VCO 1操作所需的电容。
图4（现有技术）是示出避免图2的薄栅极氧化物晶体管21被击穿的问题的第二种方法的视图。在该第二种方法中，如所示提供串联的两个薄栅极氧化物晶体管23和24。这些晶体管中的每个仅受到在节点19和20之间摆动的AC电压的一半，并因此可幸免于VCO 1的高电压摆动，而不遭受击穿。然而，为了实现与图2的薄栅极氧化物晶体管21相同的性能，穿过两个晶体管的导通电阻应当是低的。由于存在串联的两个晶体管而并非一个晶体管，而导致将晶体管23和24的尺寸加倍以实现足够低的导通电阻。在晶体管尺寸上的这个增大再次增大了寄生电容。粗调电容器组7的所有可切换电容器电路的所有晶体管的寄生电容组合，而使得LC振荡回路2的电容的下限对于高频VCO 1操作而言太高。而且，图4的拓扑的串联连接的晶体管被观察到获得（pick up）或其它方式引入了增加的有害噪声量。还未完全了解引入这个噪声的确切机制，但期望改进的VCO架构。
发明内容
在第一方面中，电压控制振荡器（VCO）的LC振荡回路包括主变容二极管电路和与主变容二极管电路并联耦合的温度补偿变容二极管电路。主变容二极管电路用于微调VCO。温度补偿变容二极管电路具有与主变容二极管电路的电容-电压特性不同的电容-电压特性，以使得最小化在这两个变容二极管电路两端的共模噪声的影响。在第一示例中，温度补偿变容二极管电路具有与主变容二极管电路的电容-电压特性的斜率相反的斜率的电容-电压特性。通过使用P型变容二极管而不是如在主变容二极管中使用的N型变容二极管来使温度补偿变容二极管电路具有相反斜率的电容-电压特性。在第二示例中，通过使用N型变容二极管但通过反转变容二极管在温度补偿变容二极管电路中的连接方式（相比于变容二极管在主变容二极管电路中的连接方式）来使温度补偿变容二极管电路具有相反斜率的电容-电压特性。变容二极管连接方式的反转用来改变温度补偿变容二极管电路的电容-电压特性的斜率的符号。以这种方式最小化在这两个变容二极管电路两端的共模噪声的影响改善了VCO相位噪声，并减小VCO对共模噪声（例如电源噪声）的敏感性。
在第二方面中，VCO的LC振荡回路也具有多个可切换电容器电路。这些可切换电容器电路用于VCO的粗调。可控制每个可切换电容器电路以将其电容接入LC振荡回路中，或将其电容从LC振荡回路断开。通过以这种方式将电容接入LC振荡回路中或将电容从LC振荡回路断开，VCO被粗调。为了防止在每个可切换电容器电路中的主薄氧化物开关的击穿，每个可切换电容器电路具有耦合在主薄氧化物开关周围的电容分压器电路。电容分压器电路用来在主开关关断时减小主薄氧化物开关两端的最大电压。在可切换电容器电路中的电容分压器电路被使能，来用于VCO操作在高电压模式（低相位噪声模式）中。在可切换电容器电路中的电容分压器电路可被禁用，来用于VCO操作在较低功率模式中。
前述内容是概述，且因此必然包含细节的简化、概括和省略；因此，本领域技术人员将认识到，该发明内容仅仅是例证性的，且不以任何方式意味着是限制性的。如仅由权利要求定义的本文所述的设备和/或过程的其它方面、独创性特征和优点将在本文阐述的非限制性详细描述中变得明显。
附图说明
图1（现有技术）是电压控制振荡器（VCO）1的标志。
图2（现有技术）是图1的VCO 1的更详细视图。
图3（现有技术）是包括厚氧化物晶体管的粗调开关电路的视图。
图4（现有技术）是包括两个串联连接的薄氧化物晶体管的粗调开关电路的视图。
图5是根据一个新颖方面的移动通信设备100的简化高级框图。
图6是图5的RF收发机集成电路的更详细框图。
图7是图6的本地振荡器的更详细框图。
图8是根据第一新颖方面的第一个示例的图7的本地振荡器的VCO的电路图。
图9是更详细地示出图8的VCO的主变容二极管电路的视图。
图10是更详细地示出图8的VCO的温度补偿变容二极管电路的视图。
图11是示出在主变容二极管电路中和在温度补偿变容二极管电路中的变容二极管的电容-电压特性的视图。
图12是示出总的主变容二极管电路和总的温度补偿变容二极管电路的电容-电压特性的视图。
图13是示出相比于传统微调变容二极管电路而言图8的微调变容二极管电路如何对节点A和B上的共模噪声具有较小的敏感性的视图。
图14是示出现有技术的变容二极管电路如何易受到节点A和B上的共模噪声的影响的视图。
图15是根据第一新颖方面的第二示例的图7的本地振荡器中的VCO的电路图。
图16是示出针对双薄氧化物晶体管现有技术VCO和针对图8的VCO的VCO相位噪声的比较的表格。
图17是示出针对双薄氧化物晶体管现有技术VCO和针对图8的VCO的VCO相位噪声的比较的曲线图。
图18是对主变容二极管电路进行温度补偿的方法的流程图。
图19是传统粗调可切换电容器电路的视图。
图20是根据第二新颖方面的高击穿电压粗调可切换电容器电路的视图。
图21是阐述在传统的可切换电容器电路中和在图20的高击穿可切换电容器电路中的主晶体管两端的最大电压的表格。
图22是在图8的VCO中的粗调电容器组的更详细视图。
图23是示出图20的可切换电容器电路的操作的表格。
图24是其中电容分压电路一直被使能的粗调电容器组的视图。
图25是用于使用电容分压电路来保护可切换电容器电路中的主晶体管的方法的流程图。
具体实施方式
图5是根据第一新颖方面的移动通信设备100的简化高级框图。在本示例中，移动通信设备100是蜂窝电话。蜂窝电话100包括（在未示出的数个其它部件当中）天线101以及两个集成电路102和103。集成电路103被称为“数字基带集成电路”。集成电路102是射频（RF）收发机集成电路。RF收发机集成电路102被称为“收发机”，因为它包括发射机以及接收机。
图6是图5的RF收发机集成电路102的更详细的框图。接收机包括被称为“接收链”104的部件以及本地振荡器105。当蜂窝电话正接收时，在天线101上接收高频RF信号106。来自信号106的信息穿过双工器107、匹配网络108并穿过接收链104而传递。信号106由低噪声放大器（LNA）109放大并由混频器110进行降频转换。因而产生的降频转换的信号由基带滤波器111滤波，并传递到图1的数字基带集成电路103。数字基带集成电路103中的模数转换器112将信号转换成数字形式，且因而产生的数字信息由数字基带集成电路103中的数字电路来处理。数字基带集成电路103通过控制LO信号（LO1）113的频率来调谐接收机。
如果蜂窝电话正在发射，则待发射的信息由数字基带集成电路103中的数模转换器（DAC）114转换成模拟形式，并被提供到RF收发机集成电路102中的“发射链”115。基带滤波器116随后滤波出由于数模转换过程而产生的噪声。混频器块117在本地振荡器118的控制下随后将信号升频转换成高频信号。驱动器放大器119和外部功率放大器（PA）120将高频信号放大到驱动天线101，使得从天线101发射出高频RF信号121。数字基带集成电路103通过控制提供到混频器117的LO信号（LO2）的频率来控制发射机。数字基带集成电路103通过跨越数字串行总线123、穿过总线接口124以及控制总线125和126发送合适的控制信息来控制本地振荡器105和118。
图7是图6的本地振荡器105的更详细框图。本地振荡器105包括新颖的电压控制振荡器（VCO）139。本地振荡器105包括分频器130、锁相环路（PLL）131和分频器电路132。PLL131接收在导线133上的外部产生的参考信号REF CLK（例如，由外部本地振荡器产生的19.2MHz信号）并从其产生微分PLL输出信号VO。在这里使用的标签“VO”指示VO信号是微分VCO输出信号。信号VO包括在导线134上的信号VOP和在导线135上的信号VON。PLL 131在这种情况下包括相位比较器136、电荷泵137、环路滤波器138、新颖的VCO 139、环路分频器140和∑-△（Sigma-Delta）调制器141。微分VCO输出信号在频率上由分频器132划分以产生本地振荡器信号LO1。本地振荡器信号LO1包括微分同相（I）信号和微分求积（Q）信号。本地振荡器105由数字输入信号导线125上的多比特数字控制值CONTROL来控制。多比特数字控制值CONTROL包括导线143上的数字控制值ON 142和其在导线145上的补充ONB 144。多比特数字控制值CONTROL还包括导线147上的多比特数字控制值ENB[1:N]和导线149上的那些信号EN[1:N]148的补充。VCO 139从环路滤波器138接收微调模拟控制信号VTUNE 150。VCO 139从温度补偿偏压产生器电路152接收温度补偿控制信号151。VCO 139还从VBIAS供电电压控制器电路154接收变容二极管偏压供电电压VBIAS 153。
图8是根据第一新颖方面的第一个示例的图7的VCO 139的电路图。VCO 139包括LC振荡回路155和放大器电路156-159。LC振荡回路155包括电感器164、微调变容二极管电路160和粗调电容器组161。微调变容二极管电路160包括一对1k欧姆偏压电阻器169和170、主变容二极管电路162、温度补偿变容二极管电路163和一对耦合电容器171和172。粗调电容器组161是包括多个并联连接的可切换电容器电路的数字可编程电容器结构。这些可切换电容器电路中的相应可切换电容器电路在图8中以附图标记165来标识。VCO经由供电导线和偏压节点166接收VBIAS供电电压信号153。VCO经由微调电压输入导线167接收微调控制电压VTUNE信号150。温度补偿电压在这种情况下是VCO经由温度补偿电压输入导线168所接收的对绝对温度的互补（CTAT）的电压信号151。因此，当温度升高时，电压CTAT降低，而当温度降低时，电压CTAT增大。在微调变容二极管电路160内，主变容二极管电路162与温度补偿变容二极管电路163并联地耦合在节点A 173和节点B 174之间，如所示。微调VTUNE信号150被接收到在主变容二极管电路162内的节点C 175上。温度补偿控制信号151被接收到在温度补偿变容二极管电路163内的节点D 176上。主变容二极管电路162的第一变容二极管177和第二变容二极管178具有N型沟道区。温度补偿变容二极管电路163的第一变容二极管179和第二变容二极管180具有P型沟道区。
变容二极管177-180是具有绝缘栅极端子的MOS场效应变容二极管。术语“沟道区”在一般意义上被使用，并不表示导电沟道如在晶体管中的那样必须形成在源极区和漏极区之间，而术语“沟道区”指的是在栅极之下的半导体材料，其中耗尽区可形成以提供电荷的分离并从而改变变容二极管结构的电容。所示示例中的变容二极管177-180包括源极区和漏极区，但可也使用其它类型的变容二极管。在所示示例中，N型变容二极管177和178是N沟道晶体管结构，其包括作为相对浓的N型掺杂区（N+）的源极区和漏极区，而介于中间的沟道区是相对淡的N型掺杂区（N-）。类似地，P型变容二极管179和180是P型晶体管结构，其包括作为相对浓的P型掺杂区（P+）的源极区和漏极区，而介于中间的沟道区是相对淡的P型掺杂区（P-）。在每个变容二极管中，将源极区、漏极区和体区短路在一起。变容二极管的栅极端子由附图标记190-193来表示。变容二极管的公共源极-漏极端子由附图标记194-197来表示。
图9是更详细地示出主变容二极管电路162的视图。
图10是更详细地示出温度补偿变容二极管电路163的视图。
图11是示出变容二极管177-180的电容-电压特性的视图。线181表示主变容二极管电路162的变容二极管177和178的电容-电压特性。这些变容二极管177和178具有N型沟道区。线181的X轴的电压是在节点A和节点C之间的电压。线182表示温度补偿变容二极管电路163的变容二极管179和180的电容-电压特性。这些变容二极管179和180具有P型沟道区。线182的X轴的电压是在节点A和节点D之间的电压。变容二极管电容相对于P型变容二极管179和180的电压如何变化的斜率183具有与变容二极管电容相对于N型变容二极管177和178的电压如何变化的斜率184相反的符号。
图12是示出主变容二极管电路162的电容-电压特性和温度补偿变容二极管电路163的电容-电压特性的视图。线185表示主变容二极管电路162的电容-电压特性。该电容-电压特性的电容是在节点A和节点C之间的电容。该电容-电压特性的电压是在变容二极管电路两端的共模电压，即，在节点A和VTUNE电压节点C 175之间的电压差，其中在节点A和B上的电压是相同的。线186表示温度补偿变容二极管电路163的电容-电压特性。该电容-电压特性的电容是在节点A和节点D之间的电容。该电容-电压特性的电压是在变容二极管电路两端的共模电压，即，在节点A和CTAT电压节点D 176之间的电压差，其中在节点A和B上的电压是相同的。对于在这两个变容二极管电路两端的相同的共模电压，这两个变容二极管电路展示了不同斜率的电容-电压特性。主变容二极管电路162的斜率188是正的，而温度补偿变容二极管电路163的斜率187是负的。主变容二极管电路162和温度补偿变容二极管电路163可在给定的时间在不同的共模电压下操作，但两个不同的变容二极管电路对于共模电压中的给定变化以基本上相反的方式改变其电容。这两个变容二极管电路的电容-电压特性的斜率具有相反的符号。
图13是示出相比于图2的传统微调变容二极管电路而言图8的微调变容二极管电路160如何对节点A和B上的共模噪声具有较小的敏感性的视图。例如，如果VBIAS的电压由于电源噪声而增大（假设VTUNE和CTAT将保持不变），则节点A和B上的电压将增大。这被称为共模噪声，因为它对于节点A和B而言是共同的。由于主变容二极管电路162的电容-电压特性具有正斜率，节点A和B上的电压的增大将导致在节点A和B两端的电容增大。然而在图8的新颖电路中，在节点A和B上的电压的增大也将引起在由温度补偿变容二极管电路163所提供的节点A和B两端的电容的降低。温度补偿变容二极管电路163的由于共模噪声而对于在节点A和B两端的电容的影响可完全补偿或部分补偿主变容二极管电路162的由于共模噪声而对于在节点A和B两端的电容的影响。
图14是示出图2的现有技术的变容二极管电路6如何更易受到节点A和B上的共模噪声的影响的视图。VBIAS的增大将使在主变容二极管电路和温度补偿变容二极管电路的变容二极管两端的共模电压均增大。因为主变容二极管电路和温度补偿变容二极管电路的电容-电压特性的斜率都具有相同的符号，在节点A和B之间的电容由于主变容二极管电路而导致的增大未被温度补偿变容二极管电路抵消，而是该增大被进一步加重，这是因为温度补偿变容二极管电路的变容二极管的电容也增大。
图15是根据第一新颖方面的第二示例的VCO 139的微调变容二极管电路160的视图。并非通过提供在温度补偿变容二极管电路163中的P型变容二极管来抵消共模噪声电压对主变容二极管电路162的影响，而是提供N型变容二极管200和201，但将温度补偿变容二极管电路163的N型变容二极管200和201的连接反转，以使得将它们如图15所示的来连接。变容二极管是二端子设备。反转变容二极管的连接因此导致电容-电压特性的反转。这个影响可被认为将电容-电压特性绕着在y维度上的轴镜像。变容二极管的电容-电压特性的斜率因此在符号上改变。图11和图12的视图因此也描述图15的第二示例。注意，在图15中，变容二极管200和201具有与变容二极管177和178的N型沟道区相同的N型沟道区，但变容二极管200和201具有在节点D 176处连接在一起的其栅极端子202和203。变容二极管200的公共源极-漏极端子204耦合到在节点A处的变容二极管177的栅极端子。变容二极管201的公共源极-漏极端子205耦合到在节点B处的变容二极管178的栅极端子。
图16是示出对于图4的双薄氧化物晶体管现有技术VCO和图8的VCO 139的VCO相位噪声的比较的表格。“TT/55”表示在55摄氏度下的典型工艺角。“SS/110”表示在110摄氏度下的慢工艺角。
图17是示出对于图4的双薄氧化物晶体管现有技术VCO和图8的VCO 139的VCO相位噪声的比较的曲线图。线206表示图4的传统VCO的VCO相位噪声。线207表示图8的VCO 139的VCO相位噪声。对于操作在从大约1kHz到大约10MHz的范围内的任何地方的频率，相比于现有技术VCO，图8的VCO 139展示出大约1dB的相位噪声改善。
图18是对主变容二极管电路进行温度补偿的方法300的流程图。通过将微调信号提供到第一变容二极管电路来调节VCO（步骤301）。第一变容二极管电路具有第一斜率的第一电容-电压特性。在一个示例中，第一变容二极管电路是图8的主变容二极管电路162。在另一示例中，第一变容二极管电路是图15的主变容二极管电路162。通过向第二变容二极管电路提供温度补偿信号来对VCO进行温度补偿（步骤302）。第二变容二极管电路与第一变容二极管电路并联耦合。第二变容二极管电路具有与第一斜率相反的第二斜率的第二电容-电压特性。在一个示例中，第二变容二极管电路是图8的温度补偿变容二极管电路163。在另一示例中，第二变容二极管电路是图15的温度补偿变容二极管电路163。
图19是传统粗调可切换电容器电路的视图。当VCO振荡时，可能存在节点19和节点20之间摆动的3.0伏的大AC峰间电压。由于穿过晶体管21的泄漏和在节点27处的寄生现象以及其它影响，而导致在电容器26两端存在电压降。类似地，由于穿过晶体管21的泄漏和在节点29处的寄生现象以及其它影响而导致在电容器28两端存在电压降。然而，传统电路中的晶体管21可经受高达2.6伏的AC峰间源极到漏极电压。
图20是根据第二新颖方面的图8的VCO 139的高击穿电压粗调可切换电容器电路165的视图。第一电容器401的第一引线耦合到第一晶体管400的源极。第一电容器401的第二引线耦合到节点E 198。第二电容器402的第一引线耦合到第一晶体管400的漏极。第二电容器402的第二引线耦合到节点F 199。术语“源极”和“漏极”在这里可互换地使用。
除了第一晶体管400、第一电容器401、第二电容器402和电阻器403-405以外，还提供了用于提供在晶体管400两端的分压电容的电路406。电容分压器电路406包括如在图20中所示的互连的第二晶体管407、第三电容器408、第四电容器409和三个电阻器410-412。第三电容器408的第一引线耦合到第二晶体管407的源极。第三电容器408的第二引线耦合到第一晶体管400的源极。类似地，第四电容器409的第一引线耦合到第二晶体管407的漏极。第四电容器409的第二引线耦合到第一晶体管400的漏极。
第一晶体管400和第二晶体管407是薄氧化物晶体管。如果晶体管407是导通和导电的，则电容（串联连接的电容器408和409的等效电容）耦合在节点413和414两端。考虑到主开关晶体管400关断的情况，其中在节点E 198上存在+1.5伏，而在节点F 199上存在-1.5伏。这是当VCO正在振荡时当最大电压存在于节点198和199之间的状况。电容分压器由电容器401、电路406的电容和电容器402来形成。与在图19的传统电路中的晶体管21两端所存在的较高的2.6伏相比，该电容分压器将节点413和414之间的电压减小到如所示的大约2.0伏。为了从LC振荡回路断开电容器401和402的电容，通过将数字信号EN[1]设定为数字逻辑低并通过将数字信号ENB[1]设定为数字逻辑高来关断晶体管400。在导线415（图7的N个导线之一149）上接收EN[1]。在导线416（图7的N个导线之一147）上接收ENB[1]。将数字信号ON设定为数字逻辑高，而将数字信号ONB设定为数字逻辑低以将电路406使能。另一方面，如果将电容器401和402的电容接入LC振荡回路中，则通过将EN[1]设定为高而将ENB[1]设定为低来导通晶体管400。
VCO 139可具有第一模式（低相位噪声模式），在该第一模式中，在节点198和199之间摆动的AC峰间电压是高的（例如，3.0伏）；并可具有第二模式（低功率模式），在该第二模式中，在节点198和199之间摆动的AC峰间电压不那么高（例如，2.0伏）。在第二模式中，信号ON和ONB分别是低和高的，以禁用电路406。具有并联耦合在一起以形成粗调组161的基本相同的构造的多个可切换电容器电路。在所有这些可切换电容器电路中的电路406通过数字信号ON和ONB被一起控制。然而，独立控制可切换电容器电路的主晶体管。给每个可切换电容器电路的主晶体管提供其自己的使能信号EN和ENB。图8中的信号EN[1:N]和ENB[1:N]表示用于独立控制粗调电容器组161的N个可切换电容器电路的这些使能控制信号的N组。
图21是阐述在图2的传统可切换电容器电路中和在图20的高击穿可切换电容器电路中的主晶体管两端的最大电压的表格。表格中的值针对在节点E 198和节点F 199之间的3.0伏AC峰间电压。
图22是在粗调电容器组161的更详细视图。各个可切换电容器电路的第一和第二电容器的电容值一般是二进制加权。第一可切换电容器电路具有1pF的电容器，第二可切换电容器电路具有2pF的电容器，第三可切换电容器电路具有4pF的电容器，等等。
图23是示出图20的可切换电容器电路165的操作的表格。在第一模式（高电压模式或低相位噪声模式）中将电路406使能。在第二模式（低电压模式或低功率模式）中禁用电路406。可切换电容器电路165是可控的，以将其电容接入LC振荡回路或将其电容从LC振荡回路断开。在第一模式中，当电容从LC振荡回路断开时，可切换电容器电路165在节点198和199之间加上0.1pF，而当电容接入时，可切换电容器电路165在节点198和199之间加上0.5pF。在第二模式中，当电容被断开时，可切换电容器电路165在节点198和199之间加上0.02pF，而当电容被接入时，可切换电容器电路165在节点198和199之间加上0.5pF。虽然在表格中提供的等式假设使用理想电容器，在实际电路中，存在从各个节点到其它各个节点的许多寄生现象，且这些寄生现象是大量的。因此，通过构建实际电路并测试它或使用电路模拟器（例如SPICE）来模拟它来最佳地确定该电压。
图24是其中电容分压电路（例如，电路406）一直被使能的粗调电容器组161的视图。在图24的示例中，在电路406中没有设置晶体管，而如所示仅提供一个电容器417。该电容器417永久性地耦合在节点413处的主晶体管的源极与在节点414处的主晶体管400的漏极之间。
图25是用于保护可切换电容器电路中的主晶体管免受由于高电压的而导致击穿和损坏的方法500的流程图。提供第一晶体管、第一电容器和第二电容器（步骤501）。在一个示例中，第一晶体管是第一晶体管400，第一电容器是第一电容器401，而第二电容器是图20的第二电容器402。第一晶体管耦合在第一节点和第一晶体管的源极之间。第二晶体管耦合在第一晶体管的漏极和第二节点之间。提供第二晶体管、第三电容器和第四电容器（步骤502）。当第二晶体管是导通和导电的时，电容分压器形成在第一节点和第二节点之间。电容分压器包括第一电容器、第三和第四电容器的串联等效形式、以及第二电容器的串联耦合。当第一主晶体管关断时，该电容分压器用来减小第一主晶体管两端的最大电压。在一个示例中，第二晶体管是第二晶体管407，第三电容器是第三电容器408，而第四电容器是图20的第四电容器409。在一个示例中，可导通第二晶体管以操作在第一模式（高电压和低相位噪声模式）中，且可关断第二晶体管以操作在第二模式（低电压和低功率模式）中。
在一个或多个示例性实施例中，可在硬件、软件、固件或其任何组合中实现所述功能。如果在软件中实现，则功能可存储在计算机可读介质上或在计算机可读介质上作为一个或多个指令或代码来传输。计算机可读介质包括计算机存储介质和通信介质，该通信介质包括便于计算机程序从一个地方传输到另一地方的任何介质。存储介质可以是可由计算机访问的任何可用介质。作为示例而不是限制，这样的计算机可读介质可包括RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储器、磁盘存储器或其它磁性存储设备、或可用于携带或存储以指令或数据结构的形式的并可由计算机访问的期望程序代码的任何其它介质。此外，任何连接被合适地称为计算机可读介质。例如，如果使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字用户线（DSL）或无线技术（例如红外线、无线电和微波）从网站、服务器或其它远程源传输该软件，则同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL或无线技术（例如红外线、无线电和微波）被包括在介质的定义中。如本文使用的磁盘和盘片包括光盘（CD）、激光盘、光碟、数字通用盘（DVD）、软盘和蓝光盘，其中磁盘通常磁性地再现数据，而盘片使用激光光学地再现数据。上述部件的组合也应包括在计算机可读介质的范围内。在一个特定的示例中，图5的存储器208是存储一组处理器可读指令209的处理器可读介质。处理器210读取并执行处理器可读指令，从而经由串行总线接口211、串行总线123、串行总线接口124和数字控制信号ON、ONB、ON[1:N]和ONB[1:N]来控制VCO 139。处理器210以执行图18的方法和图25的方法的方式来控制VCO139。处理器210粗调VCO 139，并使VCO在高电压第一模式和低功率第二模式之间切换。
虽然上面为了教导目的描述了某些特定的实施例，本专利文件的教导具有一般适用性且不限于上述特定实施例。因此，在不背离下面阐述的权利要求的范围的情况下，所述特定实施例的各种特征的各种修改、改编和组合可被实践。

Claims (54)

1.一种用于电压控制振荡器(VCO)的电路，包括：
微调变容二极管电路，所述微调变容二极管电路包括：
第一变容二极管，其具有第一端子和第二端子；
第二变容二极管，其具有第一端子和第二端子，其中所述第二变容二极管的第二端子和所述第一变容二极管的第二端子在第三节点处耦合在一起；
第三变容二极管，其具有第一端子和第二端子，其中所述第三变容二极管的第一端子和所述第一变容二极管的第一端子在第一节点处耦合在一起；以及
第四变容二极管，其具有第一端子和第二端子，其中所述第四变容二极管的第一端子和所述第二变容二极管的第一端子在第二节点处耦合在一起，其中所述第四变容二极管的第二端子和所述第三变容二极管的第二端子在第四节点处耦合在一起；以及
粗调电容器电路，其经由所述第一节点连接到所述第一变容二极管并且经由所述第二节点连接到所述第二变容二极管，其中所述粗调电容器电路包括多个可切换电容器电路，其中所述多个可切换电容器电路中的第一可切换电容器电路包括：
第一晶体管，其对由数字基带集成电路产生的第一对控制信号进行响应，其中所述第一对控制信号是所述多个可切换电容器电路中的所述第一可切换电容器电路所独有的；以及
与包括所述第一晶体管的路径并联连接的第二晶体管，其中所述第二晶体管对由所述数字基带集成电路产生的第二对控制信号进行响应，其中所述第二对控制信号是所述多个可切换电容器电路中的各个可切换电容器电路所共有的，并且其中所述第一对控制信号中的每一个信号和所述第二对控制信号中的每一个信号是独立产生的。
2.如权利要求1所述的电路，其中所述第一变容二极管的第一端子是栅极端子，其中所述第二变容二极管的第一端子是栅极端子，其中所述第三变容二极管的第一端子是栅极端子，且其中所述第四变容二极管的第一端子是栅极端子。
3.如权利要求1所述的电路，其中所述第一变容二极管的第二端子是源极/漏极端子，其中所述第二变容二极管的第二端子是源极/漏极端子，其中所述第三变容二极管的第二端子是源极/漏极端子，且其中所述第四变容二极管的第二端子是源极/漏极端子。
4.如权利要求1所述的电路，还包括：
调谐电压输入导线，其将调谐电压提供到所述第三节点上；以及
温度补偿电压输入导线，其将温度补偿电压提供到所述第四节点上。
5.如权利要求1所述的电路，还包括：
偏压节点；
第一偏压电阻器，其将所述偏压节点电阻地耦合到所述第一节点；以及
第二偏压电阻器，其将所述偏压节点电阻地耦合到所述第二节点。
6.如权利要求1所述的电路，其中所述微调变容二极管电路和所述粗调电容器电路是具有被配置为接收电压信号的输入端的所述电压控制振荡器(VCO)的LC振荡回路的一部分，并且其中所述第一对控制信号和所述第二对控制信号不同于所述电压信号。
7.如权利要求1所述的电路，其中所述第一变容二极管是N沟道晶体管结构，所述N沟道晶体管结构的源极区和漏极区耦合在一起，其中所述第二变容二极管是N沟道晶体管结构，所述N沟道晶体管结构的源极区和漏极区耦合在一起，其中所述第三变容二极管是P沟道晶体管结构，所述P沟道晶体管结构的源极区和漏极区耦合在一起，且其中所述第四变容二极管是P沟道晶体管结构，所述P沟道晶体管结构的源极区和漏极区耦合在一起。
8.如权利要求1所述的电路，还包括：
电压产生电路，其将电压信号提供到所述第四节点，其中所述电压信号随着升高的温度而降低。
9.如权利要求1所述的电路，其中所述第一变容二极管和所述第二变容二极管具有第一导电类型的沟道区，其中所述第三变容二极管和所述第四变容二极管具有与所述第一导电类型相反的第二导电类型的沟道区，并且其中所述第三节点接收由环路滤波器电路产生的电压信号来作为输入。
10.如权利要求1所述的电路，其中所述第一变容二极管具有从所述第一节点到所述第三节点的电容-电压特性，其中从所述第一节点到所述第三节点的所述电容-电压特性具有第一斜率，其中所述第三变容二极管具有从所述第一节点到所述第四节点的电容-电压特性，其中从所述第一节点到所述第四节点的所述电容-电压特性具有第二斜率，其中所述第一斜率具有与所述第二斜率相反的符号，并且其中所述第三节点接收由环路滤波器电路产生的电压信号来作为输入。
11.一种用于电压控制振荡器(VCO)的电路：
微调变容二极管电路，所述微调变容二极管电路包括：
第一变容二极管，其具有第一端子和第二端子；
第二变容二极管，其具有第一端子和第二端子，其中所述第二变容二极管的第二端子和所述第一变容二极管的第二端子在第三节点处耦合在一起；
第三变容二极管，其具有第一端子和第二端子，其中所述第三变容二极管的第二端子和所述第一变容二极管的第一端子在第一节点处耦合在一起；以及
第四变容二极管，其具有第一端子和第二端子，其中所述第四变容二极管的第二端子和所述第二变容二极管的第一端子在第二节点处耦合在一起，其中所述第四变容二极管的第一端子和所述第三变容二极管的第一端子在第四节点处耦合在一起；以及
粗调电容器电路，其经由所述第一节点连接到所述第一变容二极管并且经由所述第二节点连接到所述第二变容二极管，其中所述粗调电容器电路包括多个可切换电容器电路，其中所述多个可切换电容器电路中的第一可切换电容器电路包括：
第一晶体管，其对由数字基带集成电路产生的第一对控制信号进行响应，其中所述第一对控制信号是所述多个可切换电容器电路中的所述第一可切换电容器电路所独有的；以及
与包括所述第一晶体管的路径并联连接的第二晶体管，其中所述第二晶体管对由所述数字基带集成电路产生的第二对控制信号进行响应，其中所述第二对控制信号是所述多个可切换电容器电路中的各个可切换电容器电路所共有的，并且其中所述第一对控制信号中的每一个信号和所述第二对控制信号中的每一个信号是独立产生的。
12.如权利要求11所述的电路，其中所述第一变容二极管具有导电类型的沟道区，其中所述第二变容二极管具有所述导电类型的沟道区，其中所述第三变容二极管具有所述导电类型的沟道区，其中所述第四变容二极管具有所述导电类型的沟道区，且其中所述导电类型从由N型导电和P型导电组成的组中获取。
13.如权利要求11所述的电路，其中所述第一变容二极管的第二端子是源极/漏极端子，其中所述第二变容二极管的第二端子是源极/漏极端子，其中所述第三变容二极管的第二端子是源极/漏极端子，且其中所述第四变容二极管的第二端子是源极/漏极端子。
14.如权利要求11所述的电路，还包括：
温度补偿电压输入导线，其将温度补偿电压提供到所述第四节点上。
15.如权利要求11所述的电路，还包括：
偏压节点；
第一偏压电阻器，其将所述偏压节点电阻地耦合到所述第一节点；以及
第二偏压电阻器，其将所述偏压节点电阻地耦合到所述第二节点。
16.如权利要求11所述的电路，其中所述微调变容二极管电路和所述粗调电容器电路是所述电压控制振荡器(VCO)的LC振荡回路的一部分。
17.如权利要求11所述的电路，其中所述第一变容二极管是N沟道晶体管结构，所述N沟道晶体管结构的源极区和漏极区耦合在一起，其中所述第二变容二极管是N沟道晶体管结构，所述N沟道晶体管结构的源极区和漏极区耦合在一起，其中所述第三变容二极管是N沟道晶体管结构，所述N沟道晶体管结构的源极区和漏极区耦合在一起，且其中所述第四变容二极管是N沟道晶体管结构，所述N沟道晶体管结构的源极区和漏极区耦合在一起。
18.如权利要求11所述的电路，还包括：
电压产生电路，其将电压信号提供到所述第四节点，其中所述电压信号随着升高的温度而降低。
19.如权利要求11所述的电路，其中所述第一变容二极管的第一端子、所述第二变容二极管的第一端子、所述第三变容二极管的第一端子和所述第四变容二极管的第一端子是栅极端子，并且其中所述第三节点接收由环路滤波器电路产生的电压信号来作为输入。
20.如权利要求11所述的电路，还包括：
调谐电压输入导线，其将调谐电压提供到所述第三节点上；以及
温度补偿电压输入导线，其将温度补偿电压提供到所述第四节点上。
21.一种用于电压控制振荡器(VCO)的方法，包括：
通过将电压信号提供到所述电压控制振荡器的微调变容二极管电路的第一变容二极管电路的第三节点来调谐所述电压控制振荡器，其中所述第一变容二极管电路提供第一节点和第二节点之间的第一电容；
通过将温度补偿信号提供到所述微调变容二极管电路的第二变容二极管电路的第四节点上来对所述电压控制振荡器进行温度补偿，其中所述第二变容二极管电路与所述第一变容二极管电路并联耦合，以使得所述第二变容二极管电路提供所述第一节点和所述第二节点之间的第二电容；以及
经由粗调电容器电路来选择性地提供第三电容到所述电压控制振荡器，其中所述粗调电容器电路经由所述第一节点连接到所述第一变容二极管电路，并且经由所述第二节点连接到所述第二变容二极管电路，其中所述粗调电容器电路包括多个可切换电容器电路，其中所述多个可切换电容器电路中的第一可切换电容器电路包括：
第一晶体管，其对由数字基带集成电路产生的第一对控制信号进行响应，其中所述第一对控制信号是所述多个可切换电容器电路中的所述第一可切换电容器电路所独有的；以及
与包括所述第一晶体管的路径并联连接的第二晶体管，其中所述第二晶体管对由所述数字基带集成电路产生的第二对控制信号进行响应，其中所述第二对控制信号是所述多个可切换电容器电路中的各个可切换电容器电路所共有的，并且其中所述第一对控制信号中的每一个信号和所述第二对控制信号中的每一个信号是独立产生的。
22.如权利要求21所述的方法，其中所述第一变容二极管电路包括一对第一变容二极管，其中所述第一变容二极管中的每个具有第一导电类型的沟道区，其中所述第二变容二极管电路包括一对第二变容二极管，其中所述第二变容二极管中的每个具有与所述第一导电类型相反的第二导电类型的沟道区。
23.如权利要求21所述的方法，其中所述第一变容二极管电路包括一对第一变容二极管，其中所述第一变容二极管中的一个具有耦合到所述第一节点的栅极端子，其中所述第二变容二极管电路包括一对第二变容二极管，其中所述第二变容二极管中的一个具有耦合到所述第四节点的栅极端子。
24.如权利要求21所述的方法，其中所述第一变容二极管电路具有第一斜率的第一电容-电压特性，其中所述第一电容-电压特性的电容是从所述第一节点到所述第二节点，并且其中所述第一电容-电压特性的电压是在所述第一节点和所述第三节点之间的共模电压，其中所述第二变容二极管电路具有第二斜率的第二电容-电压特性，其中所述第二电容-电压特性的电容是从所述第一节点到所述第二节点，其中所述第二电容-电压特性的电压是在所述第一节点和所述第四节点之间的共模电压，且其中所述第一斜率和所述第二斜率具有基本上相反的符号。
25.一种用于电压控制振荡器(VCO)的方法，包括：
经由在第一节点和第二节点之间的主变容二极管电路来调谐所述电压控制振荡器，其中所述主变容二极管电路包括具有耦合到所述第一节点的第一端子和耦合到第三节点的第二端子的第一变容二极管，其中所述主变容二极管电路还包括具有耦合到所述第二节点的第一端子和耦合到所述第三节点的第二端子的第二变容二极管；以及
接收在所述第一节点和所述第二节点之间的温度补偿变容二极管电路处的温度补偿信号，其中所述温度补偿变容二极管电路包括具有耦合到所述第一节点的第一端子和耦合到第四节点的第二端子的第三变容二极管，其中所述温度补偿变容二极管电路还包括具有耦合到所述第二节点的第一端子和耦合到所述第四节点的第二端子的第四变容二极管；以及
经由粗调电容器电路来选择性地提供第三电容到所述电压控制振荡器，其中所述粗调电容器电路经由所述第一节点连接到所述第一变容二极管，并且经由所述第二节点连接到所述第二变容二极管，其中所述粗调电容器电路包括多个可切换电容器电路，其中所述多个可切换电容器电路中的第一可切换电容器电路包括：
第一晶体管，其对由数字基带集成电路产生的第一对控制信号进行响应，其中所述第一对控制信号是所述多个可切换电容器电路中的所述第一可切换电容器电路所独有的；以及
与所述第一晶体管并联连接的第二晶体管，其中所述第二晶体管对由所述数字基带集成电路产生的第二对控制信号进行响应，其中所述第二对控制信号是所述多个可切换电容器电路中的各个可切换电容器电路所共有的，并且其中所述第一对控制信号中的每一个信号和所述第二对控制信号中的每一个信号是独立产生的。
26.如权利要求25所述的方法，其中所述第一变容二极管和所述第二变容二极管具有第一导电类型的沟道区，且其中所述第三变容二极管和所述第四变容二极管具有与所述第一导电类型相反的第二导电类型的沟道区。
27.如权利要求25所述的方法，其中所述第一变容二极管的第一端子是栅极端子，其中所述第二变容二极管的第一端子是栅极端子，其中所述第三变容二极管的第二端子是栅极端子，且其中所述第四变容二极管的第二端子是栅极端子。
28.如权利要求25所述的方法，其中所述第一变容二极管是N沟道晶体管结构，所述N沟道晶体管结构的源极区和漏极区耦合在一起，其中所述第二变容二极管是N沟道晶体管结构，所述N沟道晶体管结构的源极区和漏极区耦合在一起，其中所述第三变容二极管是P沟道晶体管结构，所述P沟道晶体管结构的源极区和漏极区耦合在一起，其中所述第四变容二极管是P沟道晶体管结构，所述P沟道晶体管结构的源极区和漏极区耦合在一起。
29.如权利要求25所述的方法，其中所述第一变容二极管是N沟道晶体管结构，所述N沟道晶体管结构的源极区和漏极区耦合在一起，其中所述第二变容二极管是N沟道晶体管结构，所述N沟道晶体管结构的源极区和漏极区耦合在一起，其中所述第三变容二极管是N沟道晶体管结构，所述N沟道晶体管结构的源极区和漏极区耦合在一起，其中所述第四变容二极管是N沟道晶体管结构，所述N沟道晶体管结构的源极区和漏极区耦合在一起。
30.如权利要求25所述的方法，其中环路滤波器电路将电压信号提供到所述第三节点上，其中所述第一变容二极管具有从所述第一节点到所述第三节点的第一斜率的电容-电压特性，其中所述第三变容二极管具有从所述第一节点到所述第四节点的第二斜率的电容-电压特性，并且其中所述第二斜率具有与所述第一斜率的符号相反的符号。
31.如权利要求25所述的方法，还包括：
通过第一电阻器将所述第一节点电阻地耦合到偏压节点；以及
通过第二电阻器将所述第二节点电阻地耦合到所述偏压节点。
32.如权利要求25所述的方法，其中所述温度补偿信号是对绝对温度的互补(CTAT)的电压信号。
33.如权利要求25所述的方法，其中所述温度补偿信号随着升高的温度而降低。
34.一种用于电压控制振荡器(VCO)的电路，包括：
微调变容二极管电路，所述微调变容二极管电路包括：
主变容二极管电路，其耦合在第一节点和第二节点之间，其中所述主变容二极管电路接收在调谐电压输入导线上的电压信号；以及
用于对所述主变容二极管电路进行温度补偿的装置，其中所述装置与在所述第一节点和所述第二节点之间的所述主变容二极管电路并联耦合，其中所述装置也用于接收在温度补偿电压输入导线上的温度补偿电压；以及
粗调电容器电路，其连接到所述主变容二极管电路，其中所述粗调电容器电路包括多个可切换电容器电路，其中所述多个可切换电容器电路中的第一可切换电容器电路包括：
第一晶体管，其对由数字基带集成电路产生的第一对控制信号进行响应，其中所述第一对控制信号是所述多个可切换电容器电路中的所述第一可切换电容器电路所独有的；以及
与包括所述第一晶体管的路径并联连接的第二晶体管，其中所述第二晶体管对由所述数字基带集成电路产生的第二对控制信号进行响应，其中所述第二对控制信号是所述多个可切换电容器电路中的各个可切换电容器电路所共有的，并且其中所述第一对控制信号中的每一个信号和所述第二对控制信号中的每一个信号是独立产生的。
35.如权利要求34所述的电路，其中所述主变容二极管电路包括第一变容二极管和第二变容二极管，其中所述第一变容二极管和所述第二变容二极管具有第一导电类型的沟道区，其中所述装置包括第三变容二极管和第四变容二极管，且其中所述第三变容二极管和所述第四变容二极管具有与所述第一导电类型相反的第二导电类型的沟道区。
36.如权利要求34所述的电路，其中所述主变容二极管电路包括第一变容二极管和第二变容二极管，其中所述第一变容二极管的栅极端子耦合到所述第一节点，其中所述第二变容二极管的栅极端子耦合到所述第二节点，其中所述装置包括第三变容二极管和第四变容二极管，其中所述第三变容二极管的栅极端子耦合到所述第四变容二极管的栅极端子。
37.如权利要求34所述的电路，其中假设在所述调谐电压输入导线上的固定电压，所述主变容二极管电路对于在所述第一节点和所述第二节点之间的电容具有第一斜率的电容-电压特性，其中假设在所述温度补偿电压输入导线上的固定电压，所述装置对于在所述第一节点和所述第二节点之间的电容具有第二斜率的电容-电压特性，并且其中所述第二斜率具有与所述第一斜率的符号相反的符号。
38.一种数字可编程电容器，包括：
多个可切换电容器电路，其中所述多个可切换电容器电路选择性地提供电容到电压控制振荡器(VCO)的元件，其中所述电压控制振荡器接收电压信号作为输入，其中所述多个可切换电容器电路中的第一可切换电容器电路包括：
第一晶体管，其对由数字基带集成电路产生的第一对控制信号进行响应，其中所述第一对控制信号是所述多个可切换电容器电路中的所述第一可切换电容器电路所独有的；
第一电容器，其具有耦合到所述第一晶体管的源极的引线；
第二电容器，其具有耦合到所述第一晶体管的漏极的引线；以及电容分压器，其与包括所述第一晶体管的路径并联连接，所述电容分压器包括：
第二晶体管；
第三电容器，其具有耦合到所述第二晶体管的源极的第一引线，其中所述第三电容器具有耦合到所述第一晶体管的源极的第二引线；以及
第四电容器，其具有耦合到所述第二晶体管的漏极的第一引线，其中所述第四电容器具有耦合到所述第一晶体管的漏极的第二引线，其中所述电容分压器被配置为降低在所述第一晶体管关断而所述第二晶体管导通时在所述第一晶体管上的电压降，其中所述电容分压器对由所述数字基带集成电路产生的第二对控制信号进行响应，其中所述第二对控制信号是所述多个可切换电容器电路中的各个可切换电容器电路所共有的，其中所述第一对控制信号中的每一个信号和所述第二对控制信号中的每一个信号是独立产生的，并且其中所述第一对控制信号和所述第二对控制信号不同于所述电压信号。
39.如权利要求38所述的数字可编程电容器，其中所述多个可切换电容器电路中的第二可切换电容器电路包括：
第三晶体管，其对第三对控制信号进行响应，其中所述第三对控制信号是所述多个可切换电容器电路中的所述第二可切换电容器电路所独有的；
第五电容器，其具有耦合到所述第三晶体管的源极的引线，其中所述第二可切换电容器电路的第五电容器的第二引线耦合到所述第一可切换电容器电路的第一电容器的第二引线；
第六电容器，其具有耦合到所述第三晶体管的漏极的引线，其中所述第二可切换电容器电路的第六电容器的第二引线耦合到所述第一可切换电容器电路的第二电容器的第二引线；
第四晶体管；
第七电容器，其具有耦合到所述第四晶体管的源极的第一引线，且其中所述第七电容器具有耦合到所述第三晶体管的源极的第二引线；以及
第八电容器，其具有耦合到所述第四晶体管的漏极的第一引线，且其中所述第八电容器具有耦合到所述第三晶体管的漏极的第二引线。
40.如权利要求39所述的数字可编程电容器，还包括：
输入信号导线，其电阻地耦合到所述第一可切换电容器电路的第二晶体管的栅极和所述第二可切换电容器电路的第四晶体管的栅极。
41.如权利要求39所述的数字可编程电容器，还包括：
多个输入信号导线，其中存在于所述多个输入信号导线中的第一个上的第一数字信号被提供到所述第一可切换电容器电路的所述第一晶体管的栅极，且其中存在于所述多个输入信号导线中的第二个上的第二数字信号被提供到所述第二可切换电容器电路的第三晶体管的栅极。
42.如权利要求41所述的数字可编程电容器，其中所述第一数字信号通过第一电阻器被提供到所述第一可切换电容器电路的第一晶体管的栅极，且其中所述第二数字信号通过第二电阻器被提供到所述第二可切换电容器电路的第三晶体管的栅极。
43.如权利要求38所述的数字可编程电容器，其中所述数字可编程电容器是电压控制振荡器(VCO)的LC振荡回路的一部分。
44.如权利要求38所述的数字可编程电容器，其中所述电压信号由环路滤波器电路来提供，并且其中所述电容分压器被配置为降低在所述第一晶体管关断而所述第二晶体管导通时在所述第一晶体管上的电压降。
45.一种用于电压控制振荡器(VCO)的方法，包括：
选择性地从多个可切换电容器电路提供电容到所述电压控制振荡器的元件，其中所述电压控制振荡器从环路滤波器电路接收电压信号作为输入，其中所述多个可切换电容器电路中的第一可切换电容器电路包括：
第一晶体管，其对由数字基带集成电路产生的第一对控制信号进行响应，其中所述第一对控制信号是所述多个可切换电容器电路中的所述第一可切换电容器电路所独有的；
耦合在所述第一晶体管的源极和第一节点之间的第一电容器；
耦合在所述第一晶体管的漏极和第二节点之间的第二电容器；以及
电容分压器，其与所述第一晶体管并联连接，所述电容分压器包括：
第二晶体管；
耦合在所述第二晶体管的源极和所述第一晶体管的源极之间的第三电容器；以及
耦合在所述第二晶体管的漏极和所述第一晶体管的漏极之间的第四电容器，其中所述电容分压器被配置为降低在所述第一晶体管关断而所述第二晶体管导通时在所述第一晶体管上的电压降，并且其中所述电容分压器对由所述数字基带集成电路产生的第二对控制信号进行响应，其中所述第二对控制信号是所述多个可切换电容器电路中的各个可切换电容器电路所共有的，其中所述第一对控制信号中的每一个信号和所述第二对控制信号中的每一个信号是独立产生的，并且其中所述第一对控制信号和所述第二对控制信号不同于所述电压信号。
46.如权利要求45所述的方法，其中所述多个可切换电容器电路中的第二可切换电容器电路包括：
第三晶体管；
耦合在所述第三晶体管的源极和所述第一节点之间的第五电容器；
耦合在所述第三晶体管的漏极和所述第二节点之间的第六电容器；
第四晶体管；
耦合在所述第四晶体管的源极和所述第三晶体管的源极之间的第七电容器；以及
耦合在所述第四晶体管的漏极和所述第三晶体管的漏极之间的第八电容器。
47.如权利要求46所述的方法，其中所述第一可切换电容器电路和所述第二可切换电容器电路是数字可编程电容器的一部分，其中所述数字可编程电容器是振荡回路的一部分，且其中所述振荡回路是所述电压控制振荡器的一部分。
48.如权利要求47所述的方法，其中所述第一对控制信号中的第一信号被提供到所述第一晶体管的栅极上，并且其中所述第二对控制信号中的第一信号被提供到所述第二晶体管的栅极上。
49.如权利要求48所述的方法，还包括：
将所述第二晶体管的栅极电阻地耦合到所述第二对控制信号中的第一信号；以及
将所述第四晶体管的栅极电阻地耦合到所述第二对控制信号中的所述第一信号。
50.一种用于电压控制振荡器(VCO)的电路，包括：
多个可切换电容器电路，其中所述多个可切换电容器电路选择性地提供电容到所述电压控制振荡器，其中所述电压控制振荡器接收电压信号作为输入，其中所述多个可切换电容器电路中的第一可切换电容器电路包括：
第一晶体管，其对由数字基带集成电路产生的第一对控制信号进行响应，其中所述第一对控制信号是所述多个可切换电容器电路中的所述第一可切换电容器电路所独有的；
第一电容器，其具有耦合到所述第一晶体管的源极的引线；
第二电容器，其具有耦合到所述第一晶体管的漏极的引线；以及
第一装置，其用于在第一模式中在所述第一晶体管的源极和所述第一晶体管的漏极之间提供第一电容，并用于在第二模式中断开所述第一电容以使得在所述第一晶体管的源极和所述第一晶体管的漏极之间未提供所述第一电容，其中所述第一装置与包括所述第一晶体管的路径并联连接，其中所述第一装置对由所述数字基带集成电路产生的第二对控制信号进行响应，其中所述第二对控制信号是所述多个可切换电容器电路中的各个可切换电容器电路所共有的，其中所述第一对控制信号中的每一个信号和所述第二对控制信号中的每一个信号是独立产生的，并且其中所述第一对控制信号和所述第二对控制信号不同于所述电压信号。
51.如权利要求50所述的电路，其中所述第一装置包括在所述第一模式中导通和在所述第二模式中关断的第二晶体管，其中所述第一装置还包括耦合在所述第二晶体管的源极和所述第一晶体管的源极之间的第三电容器，且其中所述第一装置还包括耦合在所述第二晶体管的漏极和所述第一晶体管的漏极之间的第四电容器。
52.如权利要求50所述的电路，其中所述多个可切换电容器电路中的第二可切换电容器电路包括：
第二晶体管，其对第三对控制信号进行响应，其中所述第三对控制信号是所述多个可切换电容器电路中的所述第二可切换电容器电路所独有的；
第三电容器，其具有耦合到所述第二晶体管的源极的引线；
第四电容器，其具有耦合到所述第二晶体管的漏极的引线；以及；
第二装置，其用于在第一模式中在所述第二晶体管的源极和所述第二晶体管的漏极之间提供第二电容，并用于在第二模式中断开所述第二电容以使得在所述第二晶体管的所述源极和所述第二晶体管的所述漏极之间未提供所述第二电容。
53.如权利要求52所述的电路，其中所述第一电容器具有耦合到所述第三电容器的第二引线的第二引线，且其中所述第二电容器具有耦合到所述第四电容器的第二引线的第二引线。
54.如权利要求50所述的电路，其中所述电压信号由环路滤波器电路来提供。
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Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8493114B2 (en) * 2011-07-06 2013-07-23 Mediatek Inc. Temperature compensation circuit and synthesizer using the temperature compensation circuit
TWI482434B (zh) * 2012-04-17 2015-04-21 Realtek Semiconductor Corp 切換式電容電路以及控制切換式電容電路的方法
KR101456207B1 (ko) * 2013-08-05 2014-11-03 숭실대학교산학협력단 스위칭 커패시터를 이용한 슬루 레이트 조절 장치
EP3289686B1 (en) * 2015-04-27 2021-01-13 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Digital phase controlled plls
JP6595844B2 (ja) * 2015-08-26 2019-10-23 ルネサスエレクトロニクス株式会社 デジタル可変容量回路、共振回路、増幅回路、及び送信機
CN105119580B (zh) * 2015-09-14 2017-11-03 哈尔滨工业大学 旁路电容补偿晶振传感器放大电路及利用该放大电路进行旁路电容补偿的方法
US9673753B1 (en) * 2016-01-19 2017-06-06 Cavium, Inc. Voltage-controlled oscillator with improved tuning curve linearization
US10483911B2 (en) * 2016-09-16 2019-11-19 Intel Corporation MOS transistor-based RF switch topologies for high speed capacitive tuning of oscillators
JP6656195B2 (ja) * 2017-03-15 2020-03-04 株式会社東芝 電圧制御発振器
US10546647B2 (en) * 2017-06-26 2020-01-28 Sandisk Technologies Llc Wide range zero temperature coefficient oscillators and related devices and methods
CN109495075A (zh) * 2017-12-29 2019-03-19 深圳市国电科技通信有限公司 一种带温度补偿的晶体振荡电路
CN108233923B (zh) * 2018-01-09 2021-09-14 上海顺久电子科技有限公司 Vco及其频率校准方法、电子设备及计算机存储介质
CN108900163B (zh) * 2018-06-21 2020-04-28 西安交通大学 一种低电源灵敏度的电感电容压控振荡器及其应用
CN113330682B (zh) * 2019-04-09 2022-11-04 华为技术有限公司 一种差分振荡器
KR102273842B1 (ko) * 2019-05-02 2021-07-06 주식회사 웨이브피아 온도 보상이 가능한 lc 오실레이터
US11356058B1 (en) * 2020-12-17 2022-06-07 Cypress Semiconductor Corporation Oscillator with frequency variation compensation
KR20220135269A (ko) * 2021-03-29 2022-10-07 삼성전자주식회사 가변 커패시터 회로 및 이를 포함하는 디지털 제어 오실레이터
US11569814B1 (en) * 2021-10-15 2023-01-31 Analog Bits, Inc. Variable capacitance circuit for phase locked loops
US20230124141A1 (en) * 2021-10-20 2023-04-20 Qualcomm Incorporated Iterative phase-noise cancellation
CN116545381B (zh) * 2023-05-24 2024-02-02 香港中文大学（深圳） 一种补偿温度变化导致频率漂移的压控振荡器及校准方法

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8089324B2 (en) * 2006-08-05 2012-01-03 Min Ming Tarng Varactor-free amplitude controlled oscillator(ACO) for system on chip and system on card Xtaless clock SOC
US7221921B2 (en) 1998-05-29 2007-05-22 Silicon Laboratories Partitioning of radio-frequency apparatus
JP2003068571A (ja) * 2001-08-27 2003-03-07 Nec Corp 可変コンデンサおよび可変インダクタ並びにそれらを備えた高周波回路モジュール
JP2003318732A (ja) * 2002-04-26 2003-11-07 Hitachi Ltd 通信用半導体集積回路および無線通信システム
CN1297073C (zh) * 2002-10-03 2007-01-24 松下电器产业株式会社 电压控制振荡器、无线电通信设备和电压控制振荡的方法
JP2004260301A (ja) * 2003-02-24 2004-09-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd 差動周波数制御端子を有する電圧制御発振器
DE10338092A1 (de) * 2003-08-19 2005-04-21 Infineon Technologies Ag Verfahren und Vorrichtung zum Ansteuern eines Oszillators
KR100551477B1 (ko) * 2004-02-20 2006-02-14 삼성전자주식회사 커패시터 뱅크 회로 및 그것을 구비한 전압제어 오실레이터
US7084713B2 (en) 2004-03-29 2006-08-01 Qualcomm Inc. Programmable capacitor bank for a voltage controlled oscillator
US7164325B2 (en) * 2004-03-30 2007-01-16 Qualcomm Incorporated Temperature stabilized voltage controlled oscillator
US7292115B2 (en) * 2005-04-22 2007-11-06 International Business Machines Corporation Method to differentially control LC voltage-controlled oscillators
JP2007074271A (ja) * 2005-09-06 2007-03-22 Oki Electric Ind Co Ltd インピーダンス調整回路
US7772934B2 (en) 2005-09-14 2010-08-10 Silicon Laboratories Inc. Calibration of phase locked loop parameters based on static band information
JP2007110504A (ja) 2005-10-14 2007-04-26 Nec Electronics Corp 半導体集積回路装置
JP2007158891A (ja) * 2005-12-07 2007-06-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd 周波数シンセサイザ及び無線通信機器並びに制御方法
JP2007173961A (ja) * 2005-12-19 2007-07-05 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 無線受信回路および無線受信回路の制御方法
DE102006011285B4 (de) 2006-03-10 2019-09-05 Intel Deutschland Gmbh Schwingkreisanordnung mit digitaler Steuerung, Verfahren zur Erzeugung eines Schwingungssignals und digitaler Phasenregelkreis mit der Schwingkreisanordnung
KR100935969B1 (ko) * 2007-09-11 2010-01-08 삼성전기주식회사 광대역 전압 제어 발진기
US8022780B2 (en) * 2008-04-22 2011-09-20 Qualcomm Incorporated Auxiliary varactor for temperature compensation
JP2009284329A (ja) * 2008-05-23 2009-12-03 Toshiba Corp 半導体集積回路装置
JP2010219709A (ja) * 2009-03-16 2010-09-30 Alps Electric Co Ltd 増幅回路
JP2010239527A (ja) * 2009-03-31 2010-10-21 Panasonic Corp 電圧制御発振器、並びにそれを用いたｐｌｌ回路、ｆｌｌ回路、及び無線通信機器

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