CN103312179A - 电源设备及图像形成装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电源设备及图像形成装置。电源设备包括变压器、用于驱动变压器的初级侧的开关单元、用于检测对应于在初级侧上流动的电流的输出的检测单元、用于将输出电压从次级侧传输到初级侧的传输单元及用于根据来自传输单元的输出来控制开关单元的操作的控制单元，其中，当用于驱动开关单元的开关频率落在包括变压器的谐振频率的预定频率范围内时，控制单元根据来自检测单元的输出来控制开关单元，从而缩短该开关器件的接通时间。

Description

电源设备及图像形成装置

技术领域

本发明涉及用于将通过对商用电源进行整流和平滑而获得的高直流电压转换成设备所需的低直流电压的自激式回扫开关电源设备，并且涉及包括所述电源设备的图像形成装置。

背景技术

近年来，在各种电子设备中都要求省电。按照这种需求，对于电子设备的电源而言也要求进一步省电。作为电子设备的电源的一个例子，使用开关模式的电源（下文中称为“开关电源”），用于通过以预定的频率驱动例如场效应晶体管（FET）的开关元件来输出目标电压。在一些类型的开关电源中，开关元件的开关操作次数在省电操作（下文中也称为“轻负载操作”）中减少，以提高效率。省电的规范每年都发生变化，并且需要通过在正常操作及轻负载操作中省电来提高效率。

在轻负载操作中开关电源的大部分损耗是由开关操作造成的。因此，在轻负载操作中开关操作次数的减少大大有助于开关电源获得较高的效率。因而，常常采取以下措施。为了减少在轻负载操作中由开关操作造成的损耗，开关元件的接通时间延长。这增加了每次开关操作的能量，由此延长了开关操作的休止时段，以减少每单位时间开关的次数。

但是，开关操作的长休止时段导致低开关频率。因此，在开关操作中变压器的运行声音变得人耳都可以听到。这是因为与开关操作同步驱动的变压器的机械振动噪声由于开关频率的减小而移动到人可以听到的频带（大约20Hz到20kHz）。

用于减小来自变压器的振动噪声的一种众所周知的方法是抑制变压器的磁场振动，以减小噪声。例如，对变压器使用具有大横截面积的芯材料的方法或缩短开关元件的接通时间以便减小每次开关时变压器电流的方法已经被用于抑制变压器的磁场振动。

用于适当地产生变压器的驱动电流波形以减轻变压器的振动噪声的一种已知方法是在开关电源设备中提供软启动电路及在激活开始时在跨电容器的电压的上升和下降沿逐步改变占空比。通过将变压器的驱动电流波形设置成逐步变大或者逐步变小，变压器的磁通量不容易改变，由此可以减少振动噪声的产生。这种传统方法在例如日本专利No.3665984中描述。

但是，以上提到的减小变压器的振动噪声的方法有以下问题。根据对变压器使用具有大横截面积的芯材料的方法，变压器的尺寸增加，因此难以减小电源设备的尺寸。根据一致地缩短开关元件接通时间的方法，接通时间减小了，从而减小了变压器磁场的变化，并且因此减轻了变压器的振动噪声。但是，每单位时间的开关次数增加了，并且开关损耗增加了，这导致不利于省电的控制。另外，将变压器的驱动电流波形改变成逐步变大或逐步变小的方法难以应用到其中提供给变压器次级侧上的负载的能量很小的轻负载操作的情况。换句话说，因为开关操作的休止时段是在轻负载操作中提供的，所以这种方法难以应用，并且因此软启动电路难以将电流波形改变成逐步变大或者逐步变小。

在轻负载操作中驱动变压器的情况下，需要考虑变压器的谐振频率。在轻负载操作中产生的变压器的振动噪声的声压水平依赖于开关元件的驱动频率而改变。特别地，当开关元件的驱动频率与变压器的谐振频率匹配时，声压水平变得非常高。在开关电源中使用的变压器的机械谐振频率依赖于变压器芯的形状，但是具有大约几kHz到十几kHz的峰值谐振频率（f0）。这个频带是人可以听到的频带，并且也是在轻负载操作中可以操作的开关元件的驱动频带。因此，如果开关元件在变压器的谐振频率下被驱动，就会从变压器产生明显可以识别出的刺耳噪声。在以上提到的传统方法中，根据变压器的特性，不执行减小振动噪声的控制，因此存在轻负载操作中的开关操作中不能有效抑制振动噪声的问题。

发明内容

本发明的一个目的是减小轻负载操作中从变压器产生的振动噪声并且降低功耗。

本发明的另一个目的是提供一种电源设备，该电源设备包括其中初级侧和次级侧彼此绝缘的变压器、用于驱动变压器的初级侧的开关单元、用于检测在初级侧上流动的电流以便输出对应于该电流的输出值的检测单元、用于将输出电压从次级侧传输到初级侧的传输单元及根据来自传输单元的输出控制开关单元的操作的控制单元，其中，当驱动开关单元的开关频率落在包括变压器的谐振频率的预定频率范围内时，控制单元控制开关单元。

本发明的又一个目的是提供一种图像形成装置，该图像形成装置包括用于在记录材料上形成图像的图像形成器件、用于驱动该图像形成器件的驱动器件及用于向驱动器件提供电力的电源，其中，该电源包括其中初级侧和次级侧彼此绝缘的变压器、用于驱动变压器的初级侧的开关器件、用于检测在初级侧上流动的电流以便输出对应于该电流的输出值的检测器件、用于将输出电压从次级侧传输到初级侧的传输器件及根据来自传输器件的输出控制开关器件的操作的控制器件。

本发明的又一个目的是提供一种图像形成装置，该图像形成装置包括用于在记录材料上形成图像的图像形成单元、用于控制该图像形成单元的操作的控制器及用于向控制器提供电力的电源，其中，该电源包括其中初级侧和次级侧彼此绝缘的变压器、用于驱动变压器的初级侧的开关单元、用于检测在初级侧上流动的电流以便输出对应于该电流的输出值的检测单元、用于将输出电压从次级侧传输到初级侧的传输单元及根据来自传输单元的输出控制开关单元的操作的控制单元。

参考附图，本发明的进一步特征将从以下对示例实施方式的描述变得显而易见。

附图说明

图1示出了根据本发明的第一实施方式的DC电源设备的电路配置。

图2A示出了根据本发明的第一实施方式的IS端子电压校正电路的电路配置。

图2B是显示IS端子电压波形的图。

图3A示出了根据本发明的第一实施方式的DC电源设备在轻负载操作中的时序图。

图3B示出了在轻负载操作中变压器的声压水平。

图4A示出了根据本发明的第二实施方式的DC电源设备的电路配置。

图4B示出了调节电阻校正电路的电路配置。

图5A示出了根据本发明的第二实施方式的DC电源设备在轻负载操作中的时序图。

图5B示出了在轻负载操作中变压器的声压水平。

图6示出了根据本发明的第三和第四实施方式的DC电源设备的电路配置。

图7A示出了根据本发明的第三实施方式的控制IC的功能性框图。

图7B示出了DC电源设备在轻负载操作中的时序图。

图8A示出了根据本发明的第四实施方式的控制IC的功能性框图。

图8B示出了DC电源设备在轻负载操作中的时序图。

图9示出了根据本发明的第五实施方式的激光束打印机的示意性配置。

图10A示出了传统DC电源设备的电路配置。

图10B示出了电源IC的功能性框图。

图11A示出了传统DC电源设备在重负载操作中的时序图。

图11B示出了传统DC电源设备在轻负载操作中的时序图。

图12示出了传统DC电源设备在轻负载操作中变压器的声压水平。

具体实施方式

通过以下实施方式描述用于解决以上所提到问题的本发明的具体配置。所述实施方式仅仅是例子，并且本发明的技术范围不希望限定到所述实施方式。

[DC电源设备的概述]

首先，为了与本发明的电源设备进行比较，参考图10A描述传统的直流电源设备（下文中称为“DC电源设备”）的电路配置与操作。以下描述的DC电源设备是回扫开关电源。

从入口101输入的AC电压要经由熔丝102、共模线圈103和整流二极管桥104进行全波整流，然后在初级平滑电解电容器105中充电，作为直流电压（下文中称为“DC电压”）。然后，该DC电压经由用于启动电源IC109的启动电阻器106提供给电源IC109，由此启动电源IC109。电源IC109是用于控制执行开关操作的场效应晶体管107（下文中称为“FET107”）的间歇操作的电源IC。当电源IC109被启动时，预定的电压从电源IC109经限流电阻器110施加到FET107的栅极端子，并且FET107变成导通状态（接通状态）。当FET变成导通状态时，初级平滑电解电容器105的DC电压施加到回扫变压器108（下文中称为“变压器108”）的初级绕组Np，并且在辅助绕组Nb中感应出在与初级绕组Np相同极性侧、极性为正的电压。在这种情况下，在初级侧和次级侧彼此绝缘的变压器108的次级绕组Ns中也感应出电压。但是，该感应出的电压在二极管116的阳极侧是负的（-），并且因此该电压不传输到变压器108的次级侧。因此，只有变压器108的激励电流流经变压器108的初级绕组Np，并且，与该激励电流的平方成比例的能量在变压器108中累积。激励电流与时间成比例地增加。在变压器108的辅助绕组Nb中感应出的电压经二极管111给电容器113充电，以整流在辅助绕组Nb和电阻器112中感应出的电压。以这种方式，电源电压提供给电源IC109。

接下来，当停止电压从电源IC109施加到FET107的栅极端子并且FET107变成关断状态（不导通状态）以便中断到初级绕组Np的电流时，其极性与上面提到启动时的极性相反的电压在变压器108的每个绕组中感应出来。因此，二极管116的阳极侧上其极性为正（+）的电压在次级绕组Ns中感应出来，在变压器108中累积的能量被二极管116和次级平滑电解电容器117平滑并整流，并且作为DC电压输出，以提供给负载119。另外，当变压器108工作时，在变压器108的辅助绕组Nb中感应出的电压作为电源IC109的电源电压提供。因此，电源IC109可以继续工作，以持续地执行FET107的开关操作。因而，变压器108可以继续稳定的操作。

从变压器108输出的DC电压是如下控制的。首先，通过调节电阻器123和124划分输出DC电压所获得的电压输入到分路调节器125的参考端子（输入端子），其中，分路调节器125充当错误检测器件并且还构成由电阻器121和电容器122形成的相位校正电路。分路调节器125比较参考端子的输入电压与预先设定的参考电压，并且根据对应于两个电压的误差的比较结果从阴极端子输出作为反馈信号的电压。经限流电阻器120流经光电耦合器115中的发光二极管（LED）的电流的值是根据分路调节器125的阴极端子的输出电压而变化的。类似地，流经光电耦合器115中的光电晶体管的电流也是根据流经LED的电流的值而变化的，从而控制输入到电源IC109的端子403的电压。以这种方式，电源IC109基于分路调节器125的反馈信号执行FET107的开关控制，并由此可以执行控制以输出稳定DC电压。图10A的电源IC109中的标号400至406代表电源IC109的端子号。

[电源IC的概述]

接下来，描述用于控制DC电源设备的FET107的电源IC109。下述电源IC109是以电流控制模式工作的电源IC109，具有可变的频率和可变的占空比，这也是用在以上描述中的典型电源IC109。图10B示出了电源IC109的内部功能性框图。在图10B中，标号400至406代表电源IC109的端子，这些与图10A中所示出的电源IC109的端子号相同。

首先，描述电源IC109的各个端子。在图10B中，端子400是用于启动启动电路415的VH端子，端子401是用于向电源IC109提供电源电压的电源电压（VCC）端子，而端子402是用于输入在变压器108的辅助绕组Nb中感应出的电压的BOTTOM端子。端子403是用于经光电耦合器115输入反馈信号的端子，该反馈信号代表从变压器108输出的DC电压中的波动。端子404是用于输入FET107的漏极电流Id的IS（电流检测）端子，该漏极电流Id流经用于检测流经变压器108的电流的电流检测电阻器114。端子405是电源IC109的GND端子。端子406是连接到FET107的栅极端子并且连接到内部RS触发器413（下文中称为“FF413”）的Q端子的输出的OUT端子。

接下来，描述在图10B的电源IC109的框图中示出的各个部件。启动电路415是用于当向其提供初级电压时启动电源IC109的电路。比较器407具有连接到BOTTOM端子402的反相输入和连接到参考电压408的非反相输入。当BOTTOM端子402的输入电压降至低于参考电压408时，比较器407向与电路411输出高电平信号。比较器407构成用于检测次级绕组Ns再生结束的电路。比较器409具有连接到FB端子403的非反相输入和连接到参考电压410的反相输入。当FB端子403的输入电压超过参考电压410时，比较器409向与电路411输出高电平信号。比较器409构成用于比较次级侧DC电压与参考电压以便检测FET107的休止时段结束的电路。与电路411输入比较器407和409的输出，并且，当比较器407和409的输出都为高电平时，向FF413的S（设置）端子输出设置信号。比较器412具有连接到FB端子403的反相输入和连接到IS端子404的非反相输入，并且比较FB端子和IS端子的输入电压。当IS端子的输入电压更高时，比较器412向FF413的R（复位）端子输出高电平的复位信号。另外，当IS端子404的输入电压变得比参考电压414高时，比较器412停止电源IC109的振荡操作。

[DC电源设备的操作的概述]

图11A示出了图10A和10B中所示出的DC电源设备在正常操作中（即，重负载操作中）的时序图，而图11B示出其在省电操作中（即，轻负载操作中）的时序图。图11A和11B示出了FET107的源极-漏极电压Vds和漏极电流Id、流经二极管116的电流If、在变压器108的次级侧上输出的DC电压、电源IC109的FB和IS端子电压及FF413的S、R和Q端子电压的波形。参考图11A和11B，以下描述DC电源设备在正常操作和省电操作中的操作。

（1）DC电源设备在正常操作中的操作

参考图11A来描述DC电源设备在正常操作中的操作。

1）能量的累积（图11A从定时P1到P2的时段）

定时P1表示FET107变成导通状态的定时。换句话说，在电源IC109中，高电平信号（设置信号）输入到FF413的S端子，并且其Q端子的输出变成高电平。相应地，高电平信号从电源IC109的端子406输出，并且预定的电压施加到FET107的栅极端子。于是，FET107变成导通状态，并且FET107的漏极电流Id线性增加。因此，能量通过FET107的漏极电流Id在变压器108中累积。在次级绕组Ns中感应出的电压的电位是反向偏置二极管116的电位，并且因此电流If不流经二极管116并且在次级侧上输出的DC电压减小。另一方面，电源IC109的FB端子403的输入电压经光电耦合器115逐步增加。类似于FET107的漏极电流Id的增加，电源IC109的IS端子404的输入电压也线性增加。

2）能量的再生（图11A从定时P2到P3的时段）

定时P2表示FET107变成关断状态的定时。当电源IC109的IS端子404的输入电压变得高于FB端子403的输入电压时，比较器412输出要输入到FF413的R端子的高电平信号（复位信号），当高电平信号输入到FF413的R端子时，FF413的Q端子，即，电源IC109的OUT端子406，变成低电平。然后，FET107变成关断状态，因为预定的电压没有施加到FET107的栅极端子，并且因此FET107的漏极电流Id不再流动。因此，其极性与FET107处于导通状态时的极性相反的电压在次级绕组Ns中感应出来。于是，二极管116变成导通状态，并且在变压器108中累积的能量开始作为二极管116的电流If流动，从而增加DC电压输出。相应地，电源IC109的FB端子403的输入电压经光电耦合器115逐步减小。电源IC109的IS端子404的输入电压也变成0V，因为FET107变成了关断状态并且漏极电流Id不再流动。

3）能量再生的结束→重新累积（图11A的定时P3）

定时P3表示FET107再次变成导通状态的定时。当电源IC109的BOTTOM端子402的输入电压，即，在辅助绕组Nb中感应出的电压，变得等于或小于参考电压408并且当FB端子403的输入电压变得高于参考电压410时，与电路411输出高电平信号。然后，当该高电平信号作为设置信号输入到FF413的S端子时，连接到Q端子的电源IC109的OUT端子406变成高电平，并且FET107再次变成导通状态。在FET107再次变成导通状态的定时P3，操作与定时P1处于相同的状态，并且重复以上提到的一系列操作循环。以这种方式，执行典型的DC电源设备（电源IC：运行在具有可变的频率和可变的占空比的电流控制模式中）的一系列操作。

（2）DC电源设备在省电操作中的操作

接下来，参考图11B描述DC电源设备在省电操作中的操作，省电操作是作为一种通过减少FET107的开关操作的次数来减小开关损耗的工作模式。DC电源设备在定时P1和定时P2的操作与以上提到的正常操作中的操作相同，因此省略对其的描述。

1）能量再生的结束（图11B从定时P3到P4的时段）

定时P3代表直到定时P2时变压器108中累积的能量作为回扫电流完全再生到次级侧的定时，即，二极管116的电流If不再流动的定时。当DC电源设备执行省电操作时，在二极管116的电流If停止流动之后，电源IC109的FB端子403的输入电压降到低于参考电压410，如图11B中所示出的。相应地，比较器409的输出保持低电平，并且不满足将FF413的S端子设置成高电平的条件。因而，FF413的Q端子也保持低电平，并且FET107不能转变成导通状态。因此，即使在二极管116的电流If停止流动之后，FET107的关断状态也继续。在这个时候，FET107的漏极-源极电压Vds执行自激式振荡，从而会聚到变压器108的初级侧上的DC电压Vb，并且电源IC109的FB端子403的输入电压的电位随着次级侧DC电压输出的减小而逐步增加。

2）能量的重新累积（图11B的定时P4）

定时P4代表FET107再次变成导通状态的定时。在二极管116的电流If停止流动之后，电力被连接到变压器108的次级侧的负载119消耗，并且因此DC电压输出减小。相应地，电源IC109的FB端子403的输入电压经光电耦合器115逐步增加。其后，FB端子403增加的输入电压超过参考电压410，并且因此比较器409输出高电平信号。当电源IC109的BOTTOM端子402的输入电压，即，在辅助绕组Nb中感应出的电压，等于或小于参考电压408时，比较器407输出高电平信号，其结果是与电路411输出高电平信号。因此，高电平信号（设置信号）输入到FF413的S端子，并且连接到Q端子的电源IC109的OUT端子406变成高电平。然后，预定的电压施加到FET107的栅极端子，并且FET107再次变成导通状态。在FET107再次变成导通状态的定时P4，操作与定时P1时处于相同的状态，并且重复从定时P1到定时P4的一系列操作循环。

现在，给出DC电源设备在轻负载状态下操作的补充描述。如上所述，FET107变成导通状态的定时是电源IC109的BOTTOM端子402的输入电压变得等于或小于参考电压408并且FB端子403的输入电压变得高于参考电压410的定时。如图11A中所示出的，在重负载状态下，FB端子403的输入电压充分高于参考电压410，并且因此，在BOTTOM端子402的输入电压变得等于或低于参考电压408的定时，DC电源设备将FET107带入导通状态。但是，在轻负载状态下，FB端子403的输入电压低，并且，在变压器108中所累积的能量作为回扫电流再生到次级侧的时段中变得低于参考电压410。因此，除非在回扫电流停止流动之后FB端子403的输入电压变得高于参考电压410，否则FET107不变成导通状态。因而，在轻负载状态下，执行如图11B中所示出的、具有长关断状态时段的间歇操作。在轻负载操作中，DC电源设备如上所述那样工作，从而能够减少开关操作的次数，以便节省能量。

接下来，图12示出了在轻负载操作中变压器108的声压水平的例子。在图12中，水平轴代表频率（Frequency）（单位为千赫兹（kHz））而垂直轴代表声压水平（声功率谱）（单位为分贝（dB））。图12示出了在轻负载操作中FET107的开关频率与变压器的谐振频率（f0千赫兹）匹配的情况。相应地，如图12中所示，在变压器108的谐振频率（f0千赫兹）产生具有高声压水平峰值的振动噪声。当谐振频率（f0）处于人可以听到的频率范围内时，振动噪声听起来就是刺耳的噪声。

第一实施方式

在这种实施方式中，以下给出一种DC电源设备的描述，其中，在特定的开关频率，FET107的接通时间缩短，以便减少要在变压器中累积的能量，由此减小变压器的振动噪声。

[校正电路的概述]

图1示出了在这种实施方式中DC电源设备的电路配置。图1的电路配置与上述图10A的传统电路配置的区别在于：在电源IC109的IS端子404的前面提供了用于检测FET107的漏极电流Id的IS端子电压校正电路500。IS端子电压校正电路500（下文中称为“校正电路500”）是用于在FET107处于关断状态时根据开关频率改变输入到IS端子404的电压波形的电路。除校正电路500之外，图1中所示出的电路配置和电源IC109的内部配置分别与图10A和10B中的那些相同。因此，省略对其的描述。

图2A示出了校正电路500的电路配置。在图2A中，电阻器514（第二电阻器）和电阻器515（第一电阻器）是分压电阻器。串联连接的线圈517和电容器516构成用于在FET107处于关断状态的时候使IS端子404的输入电压（下文中也称为“IS电压”）振荡的串联LC电路。串联LC电路的线圈517和电容器516的对应常量设置成使得振荡频率变得等于变压器108的谐振频率（f0）。

图2B是示出电源IC109中所包括的FF413的Q端子的输出波形和电源IC109的IS端子404的输入电压的波形之间关系的图，其中该输出波形是对FET107的栅极端子的输入。水平轴代表时间（单位为μsec（微秒））。图2B示出了在FET107的间歇操作时间足够长的情况下IS端子404的输入电压的波形。根据图2B可以理解，当电源IC109的FF413的Q端子的输出从高电平变成低电平并且FET107相应地从导通状态变成关断状态时，IS端子404的输入电压的波形执行以大约0V为中心的自激式振荡并且逐步会聚到0V。根据图2B还可以理解，IS端子404的输入电压在谐振循环附近（图2B的定时Pt）具有正电压值，其中所述谐振循环是作为变压器108的谐振频率（f0）的倒数来计算的。

在以上提到的传统例子中，如图11A和11B中所示出的，不管开关频率是多少，在FET107关断的状态中IS电压具有常量值（=0V）。另一方面，在这种实施方式中，因为校正电路500的自激式振荡，所以在FET107关断的状态中IS电压是可变的，而不是常量。在这种实施方式中，通过利用可变的IS电压，根据FET107的开关频率调整FET107的接通时间。

[DC电源设备操作的概述]

接下来，参考图3A的时序图描述在DC电源设备工作在省电状态并且FET107的开关频率基本上与变压器的谐振频率匹配的情况下根据该实施方式在图1中所示出的DC电源设备的操作。FET107的开关频率基本上与变压器的谐振频率匹配的情况是指FET107的开关频率落在中心在变压器的谐振频率附近的预定频带中的情况。这对于以下的实施方式也是成立的。在图3A中示出的各个信号和电源IC在定时P1至P4的操作与图11B的传统例子中的那些相同，因此省略对其的描述。

（1）变压器108谐振频率附近的操作

在图3A中，在FET107的开关频率与变压器谐振频率（f0）的循环（例如T10或者T12）匹配的定时（定时P4），由于以上所述的校正电路500，输入到IS端子404的电压是比0V高的电压。在定时P4，当FET107变成导通状态时，IS端子的电压随着漏极电流Id的增加而增加。在FET107导通的状态中，IS电压高于0V，并且因此，与图11B的传统例子相比，IS电压超过输入到FB端子403的电压的定时提前了。因此，FET107的接通时间缩短了。因此，在FET107导通的状态中，流经变压器108的电流的量减少了，并且作用在变压器108的芯上的电磁力相应地减弱了。因此，当变压器108以谐振频率被驱动时所产生的振动噪声减小了。

（2）缩短FET107的导通时间之后的操作

FET107的接通时间已经缩短，因此要累积在变压器108中的能量也相应地减少了。在此之后，为了插补（interpolate）减少的能量，在这种实施方式中，FET107在频率高于变压器108的谐振频率的循环内被驱动，如由图3A的T11或T13所示出的。因为FET107的开关频率移动了，所以FET107的接通时间缩短了，并且FB端子403减少的输入电压量也变得更小，其中FB端子403的输入电压随着提供给变压器108次级侧的回扫电流的电流值而减小。因此，FB端子403的输入电压超过参考电压410所需的时间缩短了，使得FET107在短的循环中再次变成导通状态。

图3B是示出根据这种实施方式在DC电源设备的轻负载操作中变压器108的声压水平的例子的图。水平轴代表频率（单位为千赫兹（kHz）），而垂直轴代表声压水平（单位为分贝（dB））。图3B中的f0代表变压器108的谐振频率。根据图3B可以理解，与图12相比，在变压器108的谐振频率（f0）处的声压水平减小了，其中图12示出了在传统例子中频率与声压水平之间的关系。还应当理解，尽管声压水平小了，但是在除变压器108的谐振频率（f0）之外的其它频率还存在峰值。峰值是因为开关频率移动以便抑制FET107以变压器108谐振频率（f0）进行开关而产生的。

如上所述，根据这种实施方式，在轻负载操作中从变压器产生的振动噪声可以减小，并且功耗可以降低。根据这种实施方式中的DC电源设备，当开关频率与变压器的谐振频率基本上匹配时，重复缩短FET接通时间的控制和移动开关频率的控制，由此输出期望的稳定电压。换句话说，在以与变压器的谐振频率匹配的频率驱动FET的情况下，FET的接通时间缩短了，其中在变压器的谐振频率下会明显地产生变压器的振动噪声。由于FET接通时间缩短，因此提供给变压器的次级侧的电流量变得不足，但是，通过缩短FET开关间隔（循环）的后续控制，该电流量***补。以这种方式，可以同时地实现变压器的次级侧上输出的DC电压的稳定提供和变压器的刺耳振动噪声的减小。

在这种实施方式中，电源IC作为开关元件用于FET的信号控制，但是，只要可以获得相同的效果，别的器件也可以使用。在这种实施方式中，其中分压电阻器与串联LC电路并联连接的校正电路用于IS电压的校正，但是，只要可以获得相同的效果，即，在变压器的谐振频率附近缩短FET接通时间的效果，别的电路配置也可以使用。另外，尽管在这种实施方式的电路配置中被省略了，但是防止到IS端子的负电压施加的保护二极管可以添加到校正电路。

第二实施方式

在这种实施方式中，以下给出一种DC电源设备的描述，其中接通FET的定时（开关循环）被延迟了，使得在特定的频率，即变压器的谐振频率，FET不变成导通，由此减小变压器的振动噪声。

[校正电路的概述]

图4A示出了在这种实施方式中的DC电源设备的电路配置。图4A的电路配置与上面提到的图10A的传统电源设备的电路配置的区别在于以下几点。即，调节电阻校正电路50被***并且与在变压器108的次级侧上设置的电阻器123（第一电阻器）并联连接，并且用于控制调节电阻校正电路501的控制单元800和存储器801设置在负载119中。第一实施方式和该实施方式的电路配置的区别在于代替校正电路500提供了调节电阻校正电路501（下文中称为“校正电路501”）、控制单元800和存储器801。除校正电路501之外，图4A中所示出的电路配置与电源IC109的内部配置分别与图10A和10B中的那些相同。因此，省略对其的描述。

图4B示出了校正电路501的电路配置。在图4B中，设置了校正电阻器521（第三电阻器），以便校正输入到分路调节器125的参考端子的电压。响应于来自在负载119中设置的控制单元800（例如，CPU或者ASIC）的开关控制信号并且根据电源的工作状态，开关522切换成短路（导通）和开路（关断）。

当开关522响应来自控制单元800的高电平的开关控制信号而短路（导通）时，调节电阻器123和校正电阻器521并联连接，并且这两个电阻器的组合电阻值变得小于调节电阻器123的电阻值。因此，基于被调节电阻器124（第二电阻器）和电阻器123划分的电压的电阻值的比例关系，输入到分路调节器125的参考端子的电压增加，其中分路调节器125的参考端子连接到电阻器123和电阻器124之间的节点。为了抵消电压的增加，分路调节器125减小阴极端子的输出电压，以便执行增加流入光电耦合器115中的发光二极管（LED）的电流的控制。流入光电耦合器115中的发光二极管（LED）的电流的量增加，因此光电耦合器115中的光电晶体管的集电极电流增加，由此抑制了电源IC109的FB端子403输入电压量的增加。

该控制是在FET107的关断时间执行的，所述FET107的关断时间是变压器108的休止时段，因此电源IC109的FB端子的输入电压的增加可以被抑制，从而延长FET107的关断时间，由此延迟接通FET107的定时。因此，变压器108可以以除变压器108的谐振频率之外的频率被驱动。DC电源设备在正常操作中的操作和电源IC109的内部配置与传统的操作和配置相同，因此省略对其的描述。

[DC电源设备操作的概述]

接下来，参考图5A的时序图描述在DC电源设备工作在省电状态中并且FET107的开关频率基本上与变压器的谐振频率匹配的情况下根据该实施方式在图4A中所示出的DC电源设备的操作。在图5A的定时P1至P3的电源IC的操作与图11B的传统例子中的操作相同，因此省略对其的描述。

（1）抑制FB端子的输入电压增加的控制

在变压器108的次级侧上的负载119中设置的控制单元800基于例如变压器108的次级侧上的电压波动来监视FET107的状态。在FET107变成关断状态并且DC电压输出增加的定时（定时P2），控制单元800启动包括在控制单元800中的定时器（未示出），并且测量FET107的开关循环。当该定时器的定时器值接近存储在存储器801中的变压器108的谐振循环时，控制单元800向校正电路501输出高电平的开关控制信号（定时P4），从而避免FET107变成导通状态。相应地，校正电路501中的开关522接通，以便调整分路调节器125的参考电压。因此，如上所述，电源IC109的FB端子403的输入电压的增加可以被抑制，以避免FET107在变压器108的谐振循环中再次变成导通状态。换句话说，如果校正电路501中的开关522在从定时P4到P5时不接通，则FB端子403的输入电压以由虚线表示的增加曲线增加。但是，开关522接通，因此FB端子403的输入电压以由实线表示的增加曲线逐步增加。

在此之后，当控制单元800根据定时器的定时器值确定该定时器值已经足以通过变压器108的谐振循环时，控制单元800向校正电路501输出低电平的开关控制信号，使得FET107再次变成导通（定时P5）。相应地，校正电路501中的开关522断开，并且分路调节器125的参考电压返回正常电压。因此，输入到电源IC109的FB端子403的电压以与由虚线表示的增加曲线相同的倾斜度增加，并且，在此之后，FB端子403的电压值超过参考电压410。因而，FET107再次变成导通状态（定时P6）。通过以上提到的控制，可以避免FET107在变压器108谐振频率的开关，以便减小变压器108的振动噪声，其中，在变压器108的谐振频率，振动能量高。

图5B是示出根据这种实施方式在DC电源设备的轻负载操作中变压器108声压水平的例子的图。水平轴代表频率（单位为千赫兹（kHz）），而垂直轴代表声压水平（单位为分贝（dB））。图5B中的“f0”代表变压器108的谐振频率，并且，从（f0-fb）到（f0+fb）的频带代表FET107的驱动频带中通过由控制单元800控制开关522的导通/关断来避免在其中的开关操作的驱动频带。

根据图5B可以理解，中心在变压器108的谐振频率（f0）附近、从（f0-fb）到（f0+fb）的频带中的声压水平通过这种实施方式中所描述的控制减小了。根据图5B还可以理解，尽管声压水平小了，但是在低于频率（f0-fb）的频带中还存在峰值。因为FET107的开关频率通过以上提到的控制而移动，因此产生峰值。

如上所述，根据这种实施方式，在轻负载操作中从变压器产生的振动噪声可以减小，并且功耗可以降低。这种实施方式中的DC电源设备监视变压器的驱动频率，调整预定时段中分路调节器的参考电阻值，并且执行避免FET在变压器的谐振频率再次导通的控制，其中，在变压器的谐振频率处，明显地产生变压器的振动噪声。以这种方式，可以同时实现变压器次级侧上DC电压输出的稳定提供和变压器刺耳振动噪声的减小。

在这种实施方式中，提供用于校正调节电阻器值的校正电阻器，以便执行对校正开关频率的控制，使得FET在变压器的谐振循环中不工作。只要在相同的条件下可以获得校正FET的开关频率的效果，别的器件（例如，包括滤波器电路的配置，其中滤波器电路的阻抗根据特定频率（变压器的谐振频率）而变）也可以使用。

第三实施方式

在这种实施方式中，以下给出一种DC电源设备的描述，其中作为开关元件的FET的接通时间是通过利用由数字电路构成的控制IC而不是在第一和第二实施方式中所使用的用于电源控制的电源IC，根据开关频率来控制的。

图6示出了这种实施方式中的DC电源设备的电路配置。这种实施方式的图6与传统例子的图10A、第一实施方式的图1和第二实施方式的图4A的区别在于，传统例子及第一和第二实施方式中FET107的驱动控制是由电源IC109执行的，而这种实施方式中FET107的驱动控制是由控制IC503执行的。除控制IC503（下文中称为“IC503”）之外的电路配置与传统例子中的相同，因此省略对其的描述。正常操作中DC电源设备的操作也与传统例子中的相同，因此省略对其的描述。

[电源IC的概述]

图7A是示出这种实施方式中所使用的、用于控制FET107的IC503的内部配置的功能性框图。在图7A中，端子400、401和403至406是由与第一和第二实施方式中所使用的电源IC109中的那些标号相同的标号来指示的，并且其输入信号和输出信号也与电源IC109中的那些相同，因此省略对其的描述。端子402在电源IC109中用作BOTTOM端子，但是端子402在IC503中不使用。

在图7A中，AD转换器600a和600b每个都将输入的模拟电压值转换（A/D转换）成数字电压值。电压倾斜度确定单元601检测FB端子403的A/D转换后的输入电压值多次，以便基于在两个点的检测结果确定电压值的倾斜度。基于所检测到的电压值的倾斜度，电压倾斜度确定单元601检测在变压器108的次级侧上回扫电流流入的结束（再生的结束）。当输入电压值具有增加的倾斜度时，电压倾斜度确定单元601确定回扫电流的流入已经结束，并且输出高电平信号。当输入电压值具有减小的倾斜度时，电压倾斜度确定单元601确定现在正在使回扫电流流入，并且输出低电平信号。FB电压-参考电压比较器602（下文中也称为“参考电压比较器602”）检测FB端子403的A/D转换后的输入电压是否超过参考电压410。当FB端子403的A/D转换后的输入电压超过参考电压410时，参考电压比较器602输出高电平信号。当FB端子403的A/D转换后的输入电压还没有超过参考电压410时，参考电压比较器602输出低电平信号。当来自电压倾斜度确定单元601的输出和来自FB电压-参考电压比较器602的输出都是高电平时，脉冲输出单元603输出高电平的脉冲信号。

脉冲循环计算器604（下文中也称为“循环计算器604”）测量从脉冲输出单元603输出的脉冲信号的循环，来计算FET107的驱动频率，并且基于计算出的驱动频率向选择器606输出电压放大指定信号。IS电压放大器605输出通过以预定增益放大IS端子404的A/D转换后的输入电压所获得的信号。根据从脉冲循环计算器604输出的选择信号（电压放大指定信号），选择器606输出IS端子404的A/D转换后的输入电压或者由IS电压放大器605放大后的电压。FB电压-IS’电压比较器607（下文中也称为“IS’电压比较器607”）比较FB端子403的A/D转换后的输入电压（FB电压）与从选择器606输出的电压（IS’电压）。当IS’电压更高时，IS’电压比较器607输出高电平信号。在RS触发器608（下文中称为“FF608”）中，当脉冲信号输入到S端子时，Q端子的输出变成高电平，而当脉冲信号输入到R端子时，Q端子的输出变成低电平。

[DC电源设备操作的概述]

接下来，参考图7B的时序图描述在省电操作的情况下和其中FET107的开关频率基本上与变压器的谐振频率匹配的情况下根据这种实施方式的IC503的内部操作。

图7B示出了FF608的S、R和Q端子电压、FET107的源极-漏极电压Vds和漏极电流Id、流经二极管116的电流If及变压器108次级侧上输出的DC电压的波形，并且还示出了以下信号的电压波形。“循环计数器”代表为了测量从脉冲输出单元603输出的脉冲信号的循环而在脉冲循环计算器604中提供的计数器的计数器值。当循环计数器的计数器值是预定范围内的值时，脉冲循环计算器604向选择器606发送作为选择信号的“电压放大指定信号”。循环计数器和电压放大指定信号响应于从脉冲输出单元603输出的脉冲信号而复位。“FB电压倾斜度确定信号”是代表来自电压倾斜度确定单元601的输出的信号，当FB电压值增加时（当FB电压具有正倾斜度时），该信号变成高电平，而当FB电压值减小时（当FB电压具有负倾斜度时），该信号变成低电平。“电压值比较确定信号”是代表来自FB电压-参考电压比较器602的输出的信号，当FB电压比参考电压410高时，该信号变成高电平，而当FB电压比参考电压410低时，该信号变成低电平。“FB电压”和“IS’电压”代表FB电压-IS’电压比较器607的输入的电压波形。

（1）FET107的导通（接通）状态的确定

当检测到变压器108的能量再生已经结束并且IC503的FB端子403的输入电压具有正倾斜度时（图7B的P3至P5、P6至P8和P9至P11之间的间隔），电压倾斜度确定单元601输出高电平。当检测到FB端子403的输入电压超过参考电压410时（定时P1、P4、P7和P10），FB电压-参考电压比较器602输出高电平。当高电平信号同时从电压倾斜度确定单元601和FB电压-参考电压比较器602输出时，脉冲输出单元603输出高电平的脉冲信号。在FF608中，当从脉冲输出单元603输出的脉冲信号（设置信号）输入到S端子时，Q端子的输出变成高电平，并且Q端子的输出电压经OUT端子406施加到FET107的栅极端子，使得FET107变成导通状态。

脉冲循环计算器604测量从脉冲输出单元603输出的脉冲信号的循环（图7B中从T1至T4的时段）。然后，当所测量到的脉冲信号的循环包括在以大约变压器108的预定谐振循环为中心的预定循环范围中时，脉冲循环计算器604向选择器606输出高电平的选择信号（电压放大指定信号）。响应该选择信号，来自IS电压放大器605的输出被选作来自选择器606的输出。在图7B中，T1和T4包括在以大约变压器108的谐振循环为中心的预定循环范围中，并且因此脉冲循环计算器604输出高电平的电压放大指定信号。在脉冲循环计算器604中提供的循环计数器响应从脉冲输出单元603输出的脉冲信号而初始化，并且开始测量脉冲信号的下一个循环。

（2）FET107的不导通（关断）状态的确定

当FET107变成导通状态时，变压器108开始累积能量。相应地，流入变压器108的电流的量增加，并且IC503的IS端子404的输入电压相应地增加。输入到IS端子404的IS电压要进行AD转换器600b的A/D转换，并且输出到选择器606和IS电压放大器605。IS电压放大器605以预定的放大因子（增益）放大输入的IS电压，并且将放大的IS电压输出到选择器606。选择器606根据来自脉冲循环计算器604的选择信号（电压放大指定信号）选择未放大的IS电压或者放大后的IS电压，并且将选定的IS电压作为校正后的IS电压（在图7B中由IS’电压表示）输出到FB电压-IS’电压比较器607。当脉冲信号的循环包括在以大约变压器108的预定谐振循环为中心的预定循环范围中时，脉冲循环计算器604输出高电平的选择信号。因此，选择器606输出放大的IS电压。因此，如后面所述的，FET107的接通时间缩短了，并且FET107的开关频率变得与中心在变压器108的谐振频率附近的预定范围中的频率不同。

FB电压-IS’电压比较器607监视校正后的IS电压（IS’电压）和FB电压，其中，当FET107变成导通状态时，该IS’电压随变压器108中累积的能量而增加。然后，当FB电压-IS’电压比较器607检测到校正后的IS电压的电压值超过FB电压的电压值时（图7B的定时P2、P5、P8和P11），FB电压-IS’电压比较器607向FF608的R端子输出脉冲信号（复位信号）。根据图7B可以理解，当放大的IS电压从选择器606输出时（定时P5和P11）比输出未放大的IS电压时（定时P2和P8）FET107的接通时间缩短了。在FF608中，当从FB电压-IS’电压比较器607输出的脉冲信号输入到R端子时，Q端子的输出变成低电平。因此，预定的电压没有经OUT端子406施加到FET107的栅极端子，其中FF608的Q端子的输出输入到FET107的栅极端子。因而，FET107变成关断状态。当FET107变成关断状态时，变压器108结束能量的累积并且开始能量的再生。

如上所述，根据这种实施方式，在轻负载操作中从变压器产生的振动噪声可以减小，并且功耗可以降低。通过以上提到的控制，当FET以基本上与变压器的谐振频率匹配的频率开关时，这种实施方式中的DC电源设备执行缩短导通时间的操作，其中，在变压器的谐振频率，变压器的振动噪声明显地产生。由于缩短的导通时间，提供给变压器次级侧的电流量变得不足，但是该电流量通过缩短FET的开关间隔来插补。以这种方式，可以同时实现变压器的次级侧上输出的DC电压的稳定提供与变压器的刺耳振动噪声的减小。

此外，在这种实施方式中，用于IS电压的滤波器电路是由数字电路形成的，因此，与其中滤波器电路由模拟电路形成的第一实施方式相比，减小振动噪声的控制可以通过更理想的滤波器特性（频带、放大因子）实现。在这种实施方式中，已经在其中滤波器特性在控制IC中唯一限定的配置的前提下描述了控制与效果。但是，没有必要将滤波器特性限定成唯一的。如在第二实施方式中那样，控制单元（例如，CPU）和存储器可以在变压器的次级侧上的负载中提供，并且控制IC可以从该控制单元接收特定于变压器的、事先存储在存储器中的特性信息，从而改变滤波器的特性以针对每个变压器进行优化。

另外，在这种实施方式中，变压器能量再生的结束是基于FB电压的倾斜度来检测的。例如，类似于第一和第二实施方式中的电源IC，用于输入BOTTOM电压的端子可以提供给控制IC，使得变压器能量再生的结束通过比较在变压器的辅助绕组中感应出的电压（BOTTOM电压）与参考电压来检测。

第四实施方式

在这种实施方式中，以下给出一种DC电源设备的描述，其中，通过使用与第三实施方式类似的、由数字电路构成的IC，将驱动定时控制成使得FET的驱动循环不与变压器的谐振循环匹配。

在第三实施方式中，当FET的驱动循环落入以大约变压器的谐振循环为中心的预定循环范围内时，FET的下一个驱动循环缩短，以便减小变压器的振动噪声。这种实施方式与第三实施方式的区别在于变压器的振动噪声是通过控制FET的驱动循环从而避免FET以基本上与变压器谐振频率匹配的频率进行开关操作来减小的。这种实施方式的DC电源设备的电路配置与图6的第三实施方式中的相同，因而省略对其的描述。正常操作中的DC电源设备的操作也与传统例子中的相同，因而省略对其的描述。

[电源IC的概述]

图8A是示出这种实施方式中所使用的、用于控制FET107的IC503的内部配置的功能性框图。这种实施方式中的IC503的电路配置部分地与第三实施方式中所描述的IC503不同。在图8A中，与第三实施方式中相同的电路配置用相同的标号指示，从而省略其描述，下面描述不同的电路配置。

在图8A中，掩码信号生成单元609包括用于计算FET107的驱动频率的计数器和用于根据该计数器的计数器值将掩码信号输出到输出校正单元610的输出部。掩码信号生成单元609的计数器是响应从脉冲输出单元603输出的脉冲信号或者从输出校正单元610输出的设置（Set）信号而初始化的。响应于从掩码信号生成单元609输出的掩码信号，输出校正单元610延迟从脉冲输出单元603输入的脉冲信号预定的时间，然后将所产生的信号输出到FF608的S端子。FB电压-IS电压比较器611比较接受AD转换器600a的A/D转换的FB端子403的输入电压和接受AD转换器600b的A/D转换的IS端子404的输入电压。然后，当IS电压的电压值高于FB电压的电压值时，FB电压-IS电压比较器611向FF608的R端子输出高电平信号。

[DC电源设备操作的概述]

接下来，参考图8B的时序图描述在省电操作的情况下和其中FET107的开关频率基本上匹配变压器的谐振频率的情况下根据这种实施方式的IC503的内部操作。

除“脉冲信号”、“循环计数器”和“输出掩码信号”之外，图8B的时序图中所示出的操作波形与第三实施方式中的时序图中的那些相同，因而省略对其的描述。“脉冲信号”代表脉冲输出单元603的输出脉冲。当作为电压倾斜度确定单元601的输出的“FB电压倾斜度确定信号”和作为FB电压-参考电压比较器602的输出的“电压值比较确定信号”都是高电平时，输出高电平脉冲。“循环计数器”代表在掩码信号生成单元609中所提供的、用于计算FET107的驱动频率的计数器的计数器值。“输出掩码信号”是从掩码信号生成单元609输出到输出校正单元610的信号，并且，当由“循环计数器”计算出的FET107的驱动频率是预定范围内的频率时，输出高电平。

例如，考虑防止FET107在（f0-fb）至（f0+fb）的频带内被驱动的情况，其中f0代表变压器108的谐振频率，以便减小在轻负载操作中从变压器产生的振动噪声。“循环计数器”测量驱动FET107的循环。当计数器值变得大于对应于频率（f0+fb）的循环时（图8B的间隔Tmask1），“输出掩码信号”变成高电平。然后，当“循环计数器”的计数器值变得大于对应于频率（f0-fb）的循环时（图8B的间隔Tmask2），“输出掩码信号”从高电平变成低电平。如果在脉冲信号从脉冲输出单元603输出的时候“输出掩码信号”为高电平，输出校正单元610就不将设置信号输出到FF608的S端子，并且，在“输出掩码信号”变成低电平的时候将设置信号输出到FF608的S端子。

（1）FET107的导通（接通）状态的确定

当检测到变压器108的能量再生结束并且IC503的FB端子403的输入电压具有正倾斜度时（图8B中P3至P6、P7至P9和P10至P13之间的间隔），电压倾斜度确定单元601输出高电平。当检测到FB端子403的输入电压超过参考电压410时（定时P1、P4、P8和P11），FB电压-参考电压比较器602输出高电平。当高电平信号同时从电压倾斜度确定单元601和FB电压-参考电压比较器602输出时，脉冲输出单元603输出高电平的脉冲信号。

掩码信号生成单元609具有内部计数器，并且根据该计数器的值输出输出掩码信号。在从预设计数器值Tmask1至预设计数器值Tmask2的时段，输出高电平的输出掩码信号。从计数器值Tmask1到计数器值Tmask2的时段是包括变压器108的谐振循环在内的预定时段。当输出掩码信号为低电平时，掩码信号生成单元609的计数器响应于从脉冲输出单元603输出的脉冲信号而初始化（定时P1和P8）。另一方面，当输出掩码信号为高电平时，掩码信号生成单元609的计数器响应于从输出校正单元610输出的设置信号而初始化（定时P5和P12）。

输出校正单元610控制从脉冲输出单元603输出的脉冲信号是直接输出到FF608的S端子还是在延迟预定时间后输出到该S端子。在当输出掩码信号为低电平时输出校正单元610从脉冲输出单元603接收脉冲信号的情况下，输出校正单元610将脉冲信号直接输出到FF608的S端子（图8B的定时P1和P8）。另一方面，在当输出掩码信号为高电平时（定时P4）输出校正单元610从脉冲输出单元603接收脉冲信号的情况下，输出校正单元610不直接输出脉冲信号而是在输出掩码信号变成低电平（定时P5）之后才将脉冲信号输出到FF608的S端子。

在FF608中，当从输出校正单元610输出的脉冲信号（设置信号）输入到S端子时，Q端子的输出变成高电平，并且Q端子的输出电压经OUT端子406施加到FET107的栅极端子，使得FET107变成导通状态。

（2）FET107的不导通（关断）状态的确定

当FET107变成导通状态时，变压器108开始累积能量。相应地，流入变压器108的电流的量增加，并且IC503的IS端子404的输入电压相应地增加。输入到IS端子404的IS电压要接受AD转换器600b的A/D转换，并且输出到FB电压-IS电压比较器611。类似地，输入到FB端子403的FB电压也要接受AD转换器600a的A/D转换，并且输出到FB电压-IS电压比较器611。

FB电压-IS电压比较器611监视IS电压和FB电压，其中，当FET107变成导通状态时，该IS电压随变压器108中累积的能量而增加。然后，当FB电压-IS电压比较器611检测到IS电压的电压值超过FB电压的电压值时（图8B的定时P2、P6、P9和P13），FB电压-IS电压比较器611向FF608的R端子输出脉冲信号（复位信号）。在FF608中，当从FB电压-IS电压比较器611输出的脉冲信号输入到R端子时，Q端子的输出变成低电平。因此，预定的电压没有经OUT端子406施加到FET107的栅极端子，其中FF608的Q端子的输出输入到FET107的栅极端子。因而，FET107变成关断状态。当FET107变成关断状态时，变压器108结束能量的累积并且开始能量的再生。

如上所述，在这种实施方式中，在轻负载操作中从变压器产生的振动噪声可以减小，并且功耗可以降低。通过以上提到的控制，这种实施方式中的DC电源设备延迟FET的开关循环，以避免FET107以基本上与变压器的谐振频率匹配的频率操作，其中，在变压器的谐振频率，变压器的振动噪声明显地产生。因而，可以实现变压器的刺耳振动噪声的减小。

此外，在这种实施方式中，延迟FET的开关频率的控制是由数字电路执行的，因此，与其中延迟控制由模拟电路执行的第二实施方式相比，存在延迟时间可以更准确校正的优点。在这种实施方式中，已经在其中延迟时间与掩码启动时间在控制IC中唯一限定的配置的前提下描述了控制与效果。但是，没有必要将延迟时间与掩码启动时间限定成唯一的。例如，如在第二实施方式中那样，控制单元（例如，CPU）和存储器可以在变压器的次级侧上的负载中提供，并且控制IC可以从该控制单元接收特定于变压器的、事先存储在存储器中的特性信息，从而改变滤波器的特性（延迟时间与掩码启动时间），以对于每种变压器进行优化。

第五实施方式

在第一至第四实施方式中所述的电源设备可用作例如图像形成装置的低电压电源，即，用于向控制器或者例如电动机的驱动单元提供电力的电源。现在给出应用根据第一至第四实施方式的电源设备的图像形成装置的配置。

[图像形成装置的配置]

激光束打印机作为图像形成装置的例子来描述。图9示出了作为电子照相打印机的例子的激光束打印机的示意性配置。激光束打印机300包括作为图像承载构件的感光鼓311、用于均匀地给感光鼓311充电的充电单元317（充电器件）及用于利用调色剂显影在感光鼓311上形成的静电潜像的显影单元312（显影器件），其中静电潜像要在感光鼓311上形成。在感光鼓311上显影的调色剂图像由转印单元318（转印器件）转印到从盒316提供的、作为记录材料的片材（未示出）上。转印到片材上的调色剂图像由定影单元314定影并且释放到盘315。感光鼓311、充电单元317、显影单元312和转印单元318对应于图像形成单元。激光束打印机300还包括在第一至第四实施方式中描述过的电源设备（在图9中未示出）。第一至第四实施方式中的电源设备可以应用到其的图像形成装置不限于在图9中示例说明的那种。例如，图像形成装置可以包括多个图像形成单元。可选地，图像形成装置可以包括用于将在感光鼓311上形成的调色剂图像转印到中间转印带上的主转印单元和用于将在中间转印带上形成的调色剂图像转印到片材上的次转印单元。

激光束打印机300包括用于控制图像形成单元的图像形成操作和片材传送操作的控制器（未示出）。在第一至第四实施方式中描述过的电源设备向例如所述控制器提供电力。在第一至第四实施方式中描述过的电源设备还向用于旋转感光鼓311或者驱动用于传送片材的各种类型的辊的例如电动机的驱动单元提供电力。换句话说，第一至第四实施方式中的负载119对应于所述控制器或驱动单元。这种实施方式中的图像形成装置可以通过减少负载，例如通过在图像形成装置处于为了实现省电的待机状态（例如，省电模式或待机模式）的情况下，只向控制器提供电力，来降低功耗。换句话说，在这种实施方式中的图像形成装置中，在省电模式中，第一至第四实施方式中描述过的电源设备执行轻负载状态下的间歇振荡操作。当图像形成装置在省电模式中工作时，通过第一至第四实施方式中描述过的配置，从电源设备的变压器108产生的振动噪声可以减小并且功耗可以降低。

如上所述，根据这种实施方式，在图像形成装置的开关电源中，在轻负载操作中从变压器产生的振动噪声可以减小并且功耗可以降低。

尽管已经参考示例性实施方式对本发明进行了描述，但是应当理解，本发明不限于所公开的示例性实施方式。所附权利要求的范围符合最广义的解释，从而涵盖所有这种修改和等价结构与功能。

Claims (12)

1.一种电源设备，包括：

变压器，其中初级侧和次级侧是彼此绝缘的；

开关器件，用于驱动所述变压器的所述初级侧；

检测器件，用于检测在所述初级侧上流动的电流，以输出对应于该电流和所述变压器的谐振频率的输出值；

传输器件，用于将输出电压从所述次级侧传输到所述初级侧；以及

控制器件，用于根据来自所述传输器件的输出控制所述开关器件的操作，

其中，当用于驱动所述开关器件的开关频率落在包括所述变压器的谐振频率的预定频率范围内时，所述控制器件根据由所述检测器件输出的输出值来控制所述开关器件，以缩短该开关器件的接通时间。

2.如权利要求1所述的电源设备，其中，当来自所述检测器件的输出具有正值时，所述控制器件接通所述开关器件，以缩短直到由所述检测器件输出的输出值达到高于所述传输器件的输出的值的时间段。

3.如权利要求2所述的电源设备，

其中，所述检测器件转换在所述初级侧上流动的电流值，以输出电压值，

其中，所述电源设备还包括在所述检测器件与所述控制器件之间设置的校正电路，用于校正由所述检测器件输出的电压值，

其中，所述校正电路包括：

第一电阻器和第二电阻器，串联连接以划分由所述检测器件输出的电压值，以及

包括串联连接的线圈和电容器的电路，该电路并联连接于所述第一电阻器的两端；以及

其中，所述校正电路被设置成使得包括线圈和电容器的所述电路的振荡频率是所述变压器的谐振频率。

4.如权利要求1所述的电源设备，

其中，所述检测器件的输出值是从初级上的电流值转换得到的电压值；以及

其中，所述控制器件通过以预定的放大因子放大所述检测器件输出的输出电压来修正所述检测器件的电压，以便缩短直到由所述检测器件输出的输出值达到高于所述传输器件输出的值的时间段。

5.一种电源设备，包括：

变压器，其中初级侧和次级侧是彼此绝缘的；

开关器件，用于驱动所述变压器的所述初级侧；

检测器件，用于检测在所述初级侧上流动的电流，以输出对应于该电流的输出值；

传输器件，用于将输出电压从所述次级侧传输到所述初级侧；以及

控制器件，用于根据来自所述传输器件的输出控制所述开关器件的操作，

其中，当用于驱动所述开关器件的开关频率落在包括所述变压器的谐振频率的预定频率范围内时，所述控制器件根据由所述检测器件输出的输出值控制开关器件，以便延长所述开关器件的关断时间。

6.如权利要求5所述的电源设备，还包括平滑与整流器件，用于平滑并整流在所述次级侧上的输出电压，以将平滑并整流的电压输出到所述传输器件，

其中所述平滑与整流器件在预定时间内增加平滑并整流的电压，使得所述控制器件检测到由所述传输器件传输到所述控制器件的输出电压超过预定电压的情况延迟。

7.如权利要求6所述的电源设备，

其中所述传输器件包括错误检测器件，用于将由所述平滑与整流器件输出的平滑并整流的电压与参考电压进行比较，

其中所述错误检测器件包括分路调节器，电压在串联连接的第一电阻器和第二电阻器之间的节点输入到所述分路调节器，来划分所述平滑与整流器件的输出电压，

其中所述分路调节器包括参考端子，用于在串联连接的第一电阻器和第二电阻器之间的节点输入电压，其中所述第一电阻器和所述第二电阻器划分所述平滑与整流器件的输出电压，以及

其中，包括串联连接的第三电阻器和开关的电路连接在所述第一电阻器的两端，使得输入到所述参考端子的电压通过接通所述开关而增加。

8.如权利要求5所述的电源设备，

其中，在直到检测到由所述传输器件传输到所述控制器件的输出电压超过预定电压的时间是与包括所述变压器的谐振频率的预定频率范围相对应的循环的情况下，所述控制器件延迟接通所述开关器件的定时预定的时间。

9.一种图像形成装置，包括：

图像形成器件，用于在记录材料上形成图像；

驱动器件，用于驱动所述图像形成器件；以及

电源，用于向所述驱动器件提供电力，

其中该电源包括：

变压器，其中初级侧和次级侧是彼此绝缘的；

开关器件，用于驱动所述变压器的所述初级侧；

检测器件，用于检测在所述初级侧上流动的电流，以便输出对应于该电流和所述变压器的谐振频率的输出值；

传输器件，用于将输出电压从所述次级侧传输到所述初级侧；以及

控制器件，用于根据来自所述传输器件的输出控制所述开关器件的操作，

其中，当用于驱动所述开关器件的开关频率落在包括所述变压器的谐振频率的预定频率范围内时，所述控制器件根据由所述检测器件输出的输出值控制所述开关器件，以便缩短所述开关器件的接通时间。

10.一种图像形成装置，包括：

图像形成器件，用于在记录材料上形成图像；

控制器，用于控制所述图像形成器件的操作；以及

电源，用于向所述控制器提供电力，

其中该电源包括：

变压器，其中初级侧和次级侧是彼此绝缘的；

开关器件，用于驱动所述变压器的所述初级侧；

检测器件，用于检测在所述初级侧上流动的电流，以便输出对应于该电流和所述变压器的谐振频率的输出值；

传输器件，用于将输出电压从所述次级侧传输到所述初级侧；以及

控制器件，用于根据来自传输器件的输出控制所述开关器件的操作，

其中，当用于驱动所述开关器件的开关频率落在包括所述变压器的谐振频率的预定频率范围内时，所述控制器件根据由所述检测器件输出的输出值控制所述开关器件，以便缩短该开关器件的接通时间。

11.一种图像形成装置，包括：

图像形成器件，用于在记录材料上形成图像；

驱动器件，用于驱动所述图像形成器件；以及

电源，用于向所述驱动器件提供电力，

其中所述电源包括：

变压器，其中初级侧和次级侧是彼此绝缘的；

开关器件，用于驱动所述变压器的所述初级侧；

检测器件，用于检测在所述初级侧上流动的电流，以便输出对应于该电流的输出值；

传输器件，用于将输出电压从所述次级侧传输到所述初级侧；以及

控制器件，用于根据来自所述传输器件的输出控制所述开关器件的操作，

其中，当用于驱动所述开关器件的开关频率落在包括所述变压器的谐振频率的预定频率范围内时，所述控制器件根据由所述检测器件输出的输出值控制所述开关器件，以便延长所述开关器件的关断时间。

12.一种图像形成装置，包括：

图像形成器件，用于在记录材料上形成图像；

控制器，用于控制所述图像形成器件的操作；及

电源，用于向所述控制器提供电力，

其中所述电源包括：

变压器，其中初级侧和次级侧是彼此绝缘的；

开关器件，用于驱动所述变压器的所述初级侧；

检测器件，用于检测在所述初级侧上流动的电流，以便输出对应于该电流的输出值；

传输器件，用于将输出电压从所述次级侧传输到所述初级侧；以及

控制器件，用于根据来自所述传输器件的输出控制所述开关器件的操作，

其中，当用于驱动所述开关器件的开关频率落在包括所述变压器的谐振频率的预定频率范围内时，所述控制器件根据由所述检测器件输出的输出值控制所述开关器件，以便延长所述开关器件的关断时间。

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