JP5182503B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、民生機器・音響機器等に使用されるスイッチング電源装置に関し、特に、入出力変動に対して安定した電源動作を達成することができ、磁歪音の発生を抑制するスイッチング電源装置に関する。

図８は従来のスイッチング電源装置の第１構成例を示す回路図である。図８に示す擬似共振動作を行うスイッチング電源装置において、整流回路１ｃ及び平滑コンデンサ１ｄからなる整流平滑回路１は、交流電源ＡＣの交流電圧を整流平滑して直流電圧に変換する。平滑コンデンサ１ｄの両端には、トランス２の１次巻線ＰとＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子３と電流検出抵抗９との直列回路が接続されている。電流検出抵抗９（電流検出手段）は、トランス２の１次巻線Ｐ又はスイッチング素子３に流れる電流を検出し、電流検出信号をターンオフ制御回路２５ａに出力する。

トランス２の２次巻線Ｓの両端にはダイオード４と平滑コンデンサ５との直列回路が接続され、平滑コンデンサ５の両端から直流出力電圧が出力される。ダイオード４と平滑コンデンサ５とは、出力整流平滑回路を構成する。電圧検出回路７は、平滑コンデンサ５の両端電圧、即ち、直流出力電圧を検出し、検出した直流出力電圧と基準電圧との誤差電圧を誤差信号として１次側のターンオフ制御回路２５ａに送出する。

制御回路８は、直流出力電圧ＶOUTが略一定値となるようにスイッチング素子３のオン／オフ期間を制御する駆動信号を発生するもので、電源スタート／ストップ回路（Ｒｅｇ＋Ｓｔａｒｔ／Ｓｔｏｐ）２４、ターンオフ制御回路２５ａ、ボトム検出回路４１、Ｒ−Ｓフリップフロップ２３を有している。

電源スタート／ストップ回路（Ｒｅｇ＋Ｓｔａｒｔ／Ｓｔｏｐ）２４は、起動時には抵抗１０を介する平滑コンデンサ１ｄの電圧により各部の動作をスタートさせ、起動後には補助巻線Ｄの電圧をダイオード１１及びコンデンサ１２で整流平滑した電圧により各部を動作させるとともに、各部の動作を停止させる機能を有する。

ターンオフ制御回路２５ａは、電圧検出回路７からの誤差信号と電流検出抵抗９からの電流検出信号とに基づいてスイッチング素子３をターンオフさせるオフ駆動信号を発生してフリップフロップ２３のリセット端子Ｒに出力する。ボトム検出回路４１は、スイッチング素子３のオン時のスイッチング損失を低減するため、トランス２の補助巻線Ｄに発生する電圧に基づき、スイッチング素子３のドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓの振動のボトムを検出して、スイッチング素子３をオンさせるためのオン駆動信号を発生してフリップフロップ２３のセット端子Ｓに出力する。

しかしながら、図８に示す擬似共振動作のスイッチング電源装置では、原理的に負荷が小さくなると、スイッチング周波数が上昇するため、軽負荷時には効率が低下してしまう。

近年、地球環境温暖化対策から求められる省エネルギー化により、効率を改善することが要求されている。図９は従来のスイッチング電源装置の他の一例を示す回路図である（特許文献１）。図９に示すスイッチング電源装置は、ボトムスキップ方式を用い、図１０に示すように、軽負荷時にスイッチングオフ期間におけるスイッチング素子３のドレイン−ソース間電圧Ｖ_ｄｓのリンギングを利用してターンオンを遅延させることでオフ時間を延ばし、スイッチング周波数の上昇を抑制することでスイッチング損失を低減し、軽負荷時の効率を改善している。

図９に示すスイッチング電源装置は、制御回路８を有する他励式フライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータからなり、以下のように動作する。

まず、負荷が重負荷〜通常負荷状態のときには、図１０（Ｅ）に示すように、Ｄフリップフロップ２８の出力信号Ｖ_ＬＤがＨレベルであると共に、図１０（Ｄ）に示すボトム検出回路４１の出力信号Ｖ_ＢＤの１回目の立ち下がりエッジに同期して、ボトムスキップ制御回路４２の第１のＤフリップフロップ５０の信号出力端子Ｑから単発パルス状の信号Ｖ_ＤＦ１が出力される。このため、ボトム検出回路４１の出力信号Ｖ_ＢＤの１回目の立ち下がりエッジに同期してＨレベルまで上昇する単発パルス状の論理積信号Ｖ_ＡＤがＡＮＤゲート５２から出力される。

また、ボトムスキップ制御回路４２の第２のＤフリップフロップ５１の信号出力端子ＱからはＬレベルの信号Ｖ_ＤＦ２が出力される。このため、ＯＲゲート５３からはボトム検出回路４１の出力信号Ｖ_ＢＤの１回目の立ち下がりエッジに同期してＨレベルまで上昇する単発パルス状の論理和信号Ｖ_ＯＲが出力され、Ｒ−Ｓフリップフロップ２３がセット状態となる。

これにより、図１０（Ｄ）及び（Ｃ）に示すようにボトム検出回路４１の出力信号Ｖ_ＢＤの１回目の立ち下がりエッジに同期してＲ−Ｓフリップフロップ２３からスイッチング素子３のゲート端子に付与される駆動信号Ｖ_ＧがＬレベルからＨレベルに切り替えられ、スイッチング素子３がターンオンする。

このとき、図１０（Ｂ）に示すようにスイッチング素子３に流れるドレイン電流Ｉ_Ｄが直線的に増加すると共に、図１０（Ｆ）に示すようにレベルシフト用抵抗１７，１８の接続点の電圧Ｖ_ＯＣＰが高い値の基準電圧Ｖ_ＤＴＨのレベルを越えて直線的に低下する。レベルシフト用抵抗１７，１８の接続点の電圧Ｖ_ＯＣＰが出力電圧検出回路７からの検出信号Ｖ_ＦＢの電圧レベルに達すると、電流モード制御用コンパレータ２０からＨレベルの信号Ｖ_２が出力され、Ｒ−Ｓフリップフロップ２３がリセット状態となる。

これにより、図１０（Ｃ）に示すようにＲ−Ｓフリップフロップ２３からスイッチング素子３のゲート端子に付与される駆動信号Ｖ_ＧがＨレベルからＬレベルに切り替えられ、スイッチング素子３がオン状態からオフ状態となる。従って、重負荷〜通常負荷時にはトランス２のフライバックエネルギの放出が終了してスイッチング素子３のドレイン−ソース端子間電圧Ｖ_ｄｓの最小電圧点（ボトム点）に達すると同時にスイッチング素子３がターンオンする擬似共振動作となる。

次に負荷が軽くなり、図１０（Ｅ）に示すようにＤフリップフロップ２８の出力信号Ｖ_ＬＤの電圧レベルがＨレベルからＬレベルに切り替わると、図１０（Ｂ）に示すようにスイッチング素子３に流れるドレイン電流Ｉ_Ｄ の最大値が若干高くなると共に、図１０（Ｆ）に示すようにレベルシフト用抵抗１７，１８の接続点電圧Ｖ_ＯＣＰのピーク値が若干、下方へ移動する。

このとき、電流検出用コンパレータ２７の非反転入力端子に入力される基準電圧が電圧レベル変更回路３１により図１０（Ｆ）に示すように高い値の基準電圧Ｖ_ＤＴＨから低い値の基準電圧Ｖ_ＤＴＬに切り替えられる。これと共に、図１０（Ｄ）に示すボトム検出回路４１の出力信号Ｖ_ＢＤの２回目の立ち下がりエッジに同期してボトムスキップ制御回路４２の第２のＤフリップフロップ５１の信号出力端子Ｑから単発パルス状の信号Ｖ_ＤＦ２が出力される。

また、ＡＮＤゲート５２からはＬレベルの信号Ｖ_ＡＤが出力されるため、ＯＲゲート５３からはボトム検出回路４１の出力信号Ｖ_ＢＤの２回目の立ち下がりエッジに同期してＨレベルまで上昇する単発パルス状の論理和信号Ｖ_ＯＲが出力され、Ｒ−Ｓフリップフロップ２３がセット状態となる。

これにより、図１０（Ｄ）及び（Ｃ）に示すようにボトム検出回路４１の出力信号Ｖ_ＢＤの２回目の立ち下がりエッジに同期してＲ−Ｓフリップフロップ２３からスイッチング素子３のゲート端子に付与される駆動信号Ｖ_ＧがＬレベルからＨレベルに切り替えられ、スイッチング素子３がターンオンする。これにより、図１０（Ｂ）に示すようにスイッチング素子３に流れるドレイン電流Ｉ_Ｄが直線的に増加すると共に、図１０（Ｆ）に示すようにレベルシフト用抵抗１７，１８の接続点の電圧Ｖ_ＯＣＰが直線的に低下する。

このとき、図１０（Ｆ）に示すように出力電圧検出回路７からの検出信号Ｖ_ＦＢの電圧レベルが低い値の基準電圧Ｖ_ＤＴＬのレベルよりも高いため、レベルシフト用抵抗１７，１８の接続点の電圧Ｖ_ＯＣＰは低い値の基準電圧Ｖ_ＤＴＬのレベルには到達しない。レベルシフト用抵抗１７，１８の接続点電圧Ｖ_ＯＣＰが出力電圧検出回路７からの検出信号Ｖ_ＦＢの電圧レベルに達すると、電流モード制御用コンパレータ２０からＨレベルの信号Ｖ_２が出力され、Ｒ−Ｓフリップフロップ２３がリセット状態となる。

これにより、図１０（Ｃ）に示すようにＲ−Ｓフリップフロップ２３からスイッチング素子３のゲート端子に付与される駆動信号Ｖ_ＧがＨレベルからＬレベルに切り替えられ、スイッチング素子３がオン状態からオフ状態となる。従って、軽負荷時にはスイッチング素子３のオフ期間中に発生するドレイン−ソース端子間電圧Ｖ_ｄｓの２回目の最小電圧点でスイッチング素子３がターンオンするボトムスキップ動作となる。

図１０に示す制御回路８を有する他励式フライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷の割合に対する発振動作状態の遷移図を図１１に示す。ここで、負荷の割合とはコンバータが負荷に出力できる電力に対して負荷で消費される電力の割合を示す。負荷の割合が５０〜１００［％］であるときには通常負荷〜重負荷状態であることを示し、擬似共振動作が行われる。また、負荷の割合が０〜７０［％］であるときには通常負荷〜軽負荷状態であることを示し、ボトムスキップ動作が行われる。

負荷が軽くなり、負荷の割合が１００［％］から５０［％］に低下すると、擬似共振動作からボトムスキップ動作に移行し、負荷待機時等の無負荷状態、即ち負荷の割合が０［％］となるまでボトムスキップ動作が行われる。負荷待機時等の無負荷状態から負荷が重くなり、負荷の割合が０［％］から７０［％］まで増加すると、ボトムスキップ動作から擬似共振動作に移行し、重負荷状態、即ち負荷の割合が１００［％］となるまで擬似共振動作が行われる。

図９に示す従来のスイッチング電源装置では、軽負荷状態のとき、ボトムスキップ制御回路４２によりスイッチング素子３のドレイン−ソース端子間電圧Ｖ_ｄｓの２回目の最小電圧点でスイッチング素子３がターンオンする。このため、スイッチング素子３のオフ期間が延長され、スイッチング素子３のスイッチング周波数が低下する。従って、スイッチング素子３のスイッチング回数が減少するので、軽負荷時でのスイッチング損失を低減でき、広い負荷の範囲でスイッチング電源装置の変換効率を向上することができる。

即ち、軽負荷状態のときには、スイッチング素子３がオフした後にトランス２のフライバックエネルギが比較的短期間の内に２次巻線２ｂから出力整流平滑回路６を介して図示しない負荷に供給される。このため、図１０（Ａ）又は図１１（Ａ）に示すようにスイッチング素子３のドレイン−ソース端子間に自由振動分を含む狭幅の電圧パルスＶ_ｄｓが発生する。

このため、軽負荷時には、ボトム検出回路４１が狭幅の電圧パルスＶ_ｄｓの２回目の最小電圧点を検出したときにボトムスキップ制御回路４２によりスイッチング素子３がターンオンするボトムスキップ動作が行われるので、スイッチング素子３のオフ期間が延長され、発振周波数が低下する。

また、重負荷〜通常負荷状態のときは、スイッチング素子３がオフした後にトランス２のフライバックエネルギが比較的長期間に亘り２次巻線２ｂから整流平滑回路６を介して図示しない負荷に供給されるため、スイッチング素子３のドレイン−ソース端子間に広幅の電圧パルスＶ_ｄｓが発生する。

このため、ボトム検出回路４１が広幅の電圧パルスＶ_ｄｓの最初の最小電圧点を検出したとき、ボトムスキップ制御回路４２によりスイッチング素子３がターンオンするので、トランス２のフライバックエネルギの放出が終了してスイッチング素子３のドレイン−ソース端子間電圧Ｖ_ｄｓの最小電圧点（ボトム点）に達した時点でスイッチング素子３をオフ状態からオン状態に切り替える通常の擬似共振動作が行われる。
国際公開２００４／０２３６３４号

しかしながら、上述した従来のスイッチング電源装置では、負荷変動や入力電圧変動などにより、軽負荷時にはボトムスキップ、定格電流以上の重負荷時には、擬似共振動作、また、入力電圧が高い場合にはボトムスキップ、入力電圧が低い場合には擬似共振動作といった、混在した動作状態が発生する。

ここで、図１１に、負荷電流が定格電流から軽負荷へと変動した場合の各部動作を示す。図１１に示すように、スイッチング周波数の変動及びスイッチング電流Ｉ_ｄの変化が大きく、この変化によりトランスから磁歪音が発生し、耳障りな不具合が発生する。特に、民生機器・音響機器などにおいて耳障りな不具合が大きい。

本発明は、ボトムスキップを用い、負荷変動・入力変動条件下でもトランスから磁歪音を発生させないスイッチング電源装置を提供することにある。

前記課題を解決するために、本発明の請求項１は、直流電源の両端にトランスの１次巻線とスイッチング素子とが直列に接続された直列回路と、前記トランスの１次巻線又は前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流平滑して直流出力電圧を出力する出力整流平滑回路と、前記直流出力電圧が所定値になるように前記スイッチング素子のオン／オフ期間を制御するための駆動信号を発生する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記スイッチング素子がオンからオフに切り替わったときに前記駆動信号のエッジを検出するエッジ検出手段と、前記エッジ検出手段が前記駆動信号のエッジを検出したとき前記電流検出手段の検出信号に基づく電圧値と基準電圧値とに基づき負荷が軽負荷状態かどうかを判定する負荷判定手段と、前記スイッチング素子のオフ期間中に前記スイッチング素子の両端電圧の最小電圧点を検出するボトム検出手段と、前記負荷判定手段の出力に基づき前記軽負荷状態によるボトムスキップ状態が第１所定時間継続したかどうかを判定するボトムスキップ状態判定手段と、前記負荷判定手段の出力に基づき前記負荷が重負荷状態であるとき前記ボトム検出手段で検出された最初の前記最小電圧点で前記スイッチング素子をターンオンさせる擬似共振動作を行わせ、前記負荷判定手段の出力と前記ボトムスキップ状態判定手段の出力とに基づき前記負荷が軽負荷状態で且つ前記ボトムスキップ状態が第１所定時間継続したときボトムスキップ動作と判定し、前記擬似共振動作から、前記ボトム検出手段で検出された２回目以降の前記最小電圧点で前記スイッチング素子をターンオンさせるボトムスキップ動作に移行させるボトムスキップ動作判定手段とを備えることを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載のスイッチング電源装置において、前記ボトムスキップ状態判定手段は、前記負荷判定手段の出力に基づき前記負荷が軽負荷状態であるとき第１電圧を前記第１電圧より大きい第２電圧に変える可変電圧部と、コンデンサと、前記可変電圧部により可変された第２電圧に応じた電流を前記コンデンサに流す電流源と、前記電流源により充電された前記コンデンサの両端電圧が前記第１電圧から上昇して前記第２電圧に達したときに前記ボトムスキップ状態が第１所定時間継続したと判定する所定時間判定手段とを備えることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項２記載のスイッチング電源装置において、前記可変電圧部は、前記所定時間判定手段により前記ボトムスキップ状態が第１所定時間継続したと判定されたとき前記第２電圧を前記第１電圧に変え、前記電流源は、前記可変電圧部により可変された第１電圧に応じた電流を前記コンデンサから放電させることにより前記コンデンサの両端電圧を前記第２電圧から前記第１電圧に減少させることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項２記載のスイッチング電源装置において、前記可変電圧部は、前記第１所定時間内において、前記負荷判定手段の出力に基づき前記負荷が重負荷状態であるときボトムスキップ状態判定を解除して前記第１電圧に変え、前記電流源は、前記可変電圧部により可変された第１電圧に応じた電流を前記コンデンサから放電させることにより前記コンデンサの両端電圧を前記第１電圧に減少させることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１記載のスイッチング電源装置において、前記ボトムスキップ状態判定手段は、前記負荷判定手段の出力に基づき前記負荷が軽負荷状態であるときカウントを開始して前記第１所定時間をカウントするカウンタと、前記カウンタが前記第１所定時間をカウントしたとき前記ボトムスキップ状態が第１所定時間継続したと判定する所定時間判定手段とを備えることを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、前記ボトムスキップ状態判定手段の出力に基づき前記軽負荷状態よりもさらに負荷が軽いスタンバイ状態が第２所定時間継続したかどうかを判定するスタンバイ状態判定手段と、前記スタンバイ状態が第２所定時間継続したとき、前記ボトムスキップ動作を固定して間欠発振動作を行うスタンバイ動作へ移行させるスタンバイ動作手段とを備えることを特徴とする。

請求項７の発明は、請求項６記載のスイッチング電源装置において、前記スタンバイ状態判定手段は、前記ボトムスキップ状態判定手段の出力に基づき前記負荷がスタンバイ状態であるとき前記第１電圧を前記第１電圧より大きい第３電圧に変える可変電圧部と、コンデンサと、前記可変電圧部により可変された第３電圧に応じた電流を前記コンデンサに流す電流源と、前記電流源により充電された前記コンデンサの両端電圧が前記第１電圧から上昇して前記第３電圧に達したときに前記スタンバイ状態が第２所定時間継続したと判定する所定時間判定手段とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、入力変動や負荷変動時において、擬似共振動作からボトムスキップ動作へ移行、あるいはボトムスキップ動作からスタンバイ動作へ移行させるのに際して、負荷状態を観察して動作を判定し、動作を遅延させて移行させる。これにより、スイッチング動作の安定とスイッチング素子に流れるピーク電流をなだらかに変化させて過度の変化を避けることで、負荷変動・入力変動条件下でもトランスから磁歪音を発生させないようにすることができる。

以下、本発明のスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は本発明の実施例１のスイッチング電源装置の回路図である。図１に示すスイッチング電源装置は、他励式フライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータであり、従来の図８に示すスイッチング電源装置に対して、直流出力電圧Ｖ_ＯＵＴが略一定値となるようにスイッチング素子３のオン／オフ期間を制御する駆動信号を発生する制御回路８ａの構成が異なる。

図１に示すその他の構成は、図８に示す構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付して、その説明は省略する。

制御回路８ａは、電源スタート／ストップ回路（Ｒｅｇ＋Ｓｔａｒｔ／Ｓｔｏｐ）２４、ターンオフ制御回路２５、ボトムオン回路２８ａ、ボトムスキップ動作判定回路２８ｂ、ボトムスキップ状態判定回路２８ｃ、Ｒ−Ｓフリップフロップ２３を有している。

ボトムスキップ動作判定回路２８ｂは、図２に示すように、電流検出抵抗９（電流検出手段）で検出された電流検出信号に基づく電圧値と基準電圧値とを比較するコンパレータ２７、スイッチング素子３がオンからオフに切り替わったときに駆動信号のエッジを検出し、駆動信号のエッジを検出したときに電流検出抵抗９に基づく電圧値と基準電圧値とに基づき負荷が軽負荷状態かどうかを判定するＤフリップフロップ２８（エッジ検出手段、負荷判定手段）、ＯＲゲート２９、抵抗３２，３３，３５、ＭＯＳＦＥＴ３４、ＡＮＤゲート５２、ＯＲゲート５３を有する。

ボトムスキップ状態判定回路２８ｃは、図２に示すように、Ｄフリップフロップ６１、ＮＡＮＤゲート６２、Ｒ−Ｓフリップフロップ６３、ＯＲゲート６４，６５、定電流型オペアンプ６６、ＭＯＳＦＥＴ７０、電源７１、抵抗７２〜７４、スキップコンパレータ６７、基準電圧６８、ＮＯＲゲート６９、基準電圧８０、コンパレータ８１、ＮＡＮＤ回路８２、Ｒ−Ｓフリップフロップ８３、ＡＮＤゲート８４を有し、Ｄフリップフロップ２８の出力に基づき軽負荷状態によるボトムスキップ状態が第１所定時間継続したかどうかを判定し、判定結果をＯＲゲート２９に出力する。

ＭＯＳＦＥＴ７０、電源７１、抵抗７２〜７４は、可変電圧部を構成し、可変電圧部は、負荷が軽負荷状態であるときＭＯＳＦＥＴ７０をオンさせて、定電流型オペアンプ６６のしきい値電圧である３Ｖ（第１電圧）を４．３Ｖ（第２電圧）に変える。定電流型オペアンプ６６は、可変された４．３Ｖに応じた電流をコンデンサ７５に流す電流源である。スキップコンパレータ（所定時間判定手段）６７は、コンデンサ７５の両端電圧が３Ｖから上昇して４．３Ｖに達したときにボトムスキップ状態が第１所定時間継続したと判定してＨレベルを出力する。

ボトムオン回路２８ａは、図２に示すように、補助巻線Ｄの電圧によりスイッチング素子３のオフ期間中にスイッチング素子３の両端電圧の最小電圧点を検出するボトム検出回路４１、第１のＤフリップフロップ５０、第２のＤフリップフロップ５１、パルス発生器２２を有する。第１のＤフリップフロップ５０と第２のＤフリップフロップ５１とは、ボトムスキップ制御回路４２を構成する。

ボトムスキップ動作判定回路２８ｂは、図２に示すように、ＯＲゲート２９、ＡＮＤゲート５２、ＯＲゲート５３、ボトムオン回路２８ａ内の第１のＤフリップフロップ５０、第２のＤフリップフロップ５１により、Ｄフリップフロップ２８の出力に基づき負荷が重負荷状態であるときボトム検出回路４１で検出された最初の最小電圧点でスイッチング素子３をターンオンさせる擬似共振動作を行わせ、Ｄフリップフロップ２８の出力とＤフリップフロップ６１の出力とに基づき負荷が軽負荷状態で且つボトムスキップ状態が所定時間継続したときボトムスキップ動作と判定し、擬似共振動作から、ボトム検出回路４１で検出された２回目以降の最小電圧点でスイッチング素子３をターンオンさせるボトムスキップ動作に移行させる。

ターンオフ制御回路２５は、図２に示すように、定電流源ＣＣ１、コンパレータ１９、電流モード制御用コンパレータ２０、ＯＲゲート２１を有し、電圧検出回路７からの誤差信号と電流検出抵抗９からの電流検出信号とに基づいてスイッチング素子３のオン／オフ期間を制御する駆動信号を発生してＲ−Ｓフリップフロップ２３のリセット端子Ｒに出力する。ＲＳ−フリップフロップ２３は、出力Ｑによりスイッチング素子３をオン／オフさせる。

次に図２に示す制御回路８ａの動作を説明する。まず、重負荷〜通常負荷状態のとき、コンパレータ２７の出力がＨレベルであり、Ｄフリップフロップ２８の出力信号Ｖ_ＭＤがＨレベルであり、ＯＲゲート２９の出力信号Ｖ_ＬＤもＨレベルにあると共に、ボトム検出回路４１の出力信号Ｖ_ＢＤの１回目の立ち下がりエッジに同期してボトムスキップ制御回路４２の第１のＤフリップフロップ５０の信号出力端子Ｑから単発パルス状の信号Ｖ_ＤＦ１が出力される。

このため、ボトム検出回路４１の出力信号Ｖ_ＢＤの１回目の立ち下がりエッジに同期してＨレベルまで上昇する単発パルス状の論理積信号Ｖ_ＡＤがＡＮＤゲート５２から出力される。また、ボトムスキップ制御回路４２の第２のＤフリップフロップ５１の信号出力端子ＱからはＬレベルの信号Ｖ_ＤＦ２が出力されるため、ＯＲゲート５３からはボトム検出回路４１の出力信号Ｖ_ＢＤの１回目の立ち下がりエッジに同期してＨレベルまで上昇する単発パルス状の論理和信号Ｖ_ＯＲがＯＲゲート５３から出力され、Ｒ−Ｓフリップフロップ２３がセット状態となる。

これにより、ボトム検出回路４１の出力信号Ｖ_ＢＤの１回目の立ち下がりエッジに同期してＲ−Ｓフリップフロップ２３からスイッチング素子３のゲート端子に付与される駆動信号Ｖ_Ｇ がＬレベルからＨレベルに切り替えられ、スイッチング素子３がターンオンする。

このとき、スイッチング素子３に流れるドレイン電流Ｉ_Ｄが直線的に増加すると共に、電流検出抵抗９の電圧Ｖ_ＯＣＰが直線的に上昇する。電流検出抵抗９の接続点の電圧Ｖ_ＯＣＰが出力電圧検出回路７からの検出信号Ｖ_ＦＢの電圧レベルに達すると、電流モード制御用コンパレータ２０からＨレベルの信号Ｖ_２がＯＲゲート２１を介してＲ−Ｓフリップフロップ２３に出力され、Ｒ−Ｓフリップフロップ２３がリセット状態となる。

これにより、Ｒ−Ｓフリップフロップ２３からスイッチング素子３のゲート端子に付与される駆動信号Ｖ_ＧがＨレベルからＬレベルに切り替えられ、スイッチング素子３がオン状態からオフ状態となる。従って、重負荷〜通常負荷時にはトランス２のフライバックエネルギの放出が終了してスイッチング素子３のドレイン−ソース端子間電圧Ｖ_ｄｓの最小電圧点（ボトム点）に達すると同時にスイッチング素子３がターンオンする擬似共振動作となる。

なお、スイッチング素子３のオフ状態が一定時間経過する毎に、パルス信号Ｖ_４を出力するパルス発生器２２を備えることで、電源投入時のスイッチング素子３のオン信号を発生させてスイッチング動作を開始する。

次に、負荷が軽くなり、スイッチング素子３に流れるドレイン電流Ｉ_Ｄの最大値が小さくなり、コンパレータ２７のＶ_ＣＰ出力の電圧レベルがＨレベルからＬレベルに切り替わる。

すると、スイッチング素子３のゲートパルス電圧Ｖ_Ｇに同期したクロックがＤフリップフロップ２８に入力されて、Ｄフリップフロップ２８の出力信号Ｖ_ＬＤの電圧レベルがＨレベルからＬレベルに切り替わり、ボトムスキップ状態判定回路２８ｃは下記のように動作する。このボトムスキップ状態判定回路２８ｃの定電流型オペアンプ６６の出力電圧の変移図を図３に示す。

Ｄフリップフロップ６１のリセット端子電圧Ｖ_ＭＤはＨレベルからＬレベルに切り替わり且つＮＡＮＤゲート６２の反転入力端子もＨレベルからＬレベルに切り替わる。ここで、切り替わる以前より、Ｄフリップフロップ６１のＱ反転出力（Ｑバー）はＨレベルにあり、且つ同様にＮＡＮＤゲート６２の入力電圧Ｖ_ＮＤもＨレベルである。

電圧Ｖ_ＭＤがＨレベルからＬレベルに切り替わると、ＮＡＮＤゲート６２の出力信号Ｖ_ＳＫはＨレベルからＬレベルに反転し、ＯＲゲート６４に入力される。ＯＲゲート６４の他方の入力端子電圧Ｖ_ＳＱＯはＬレベルにある。このため、ＯＲゲート６４の出力Ｖ_ＳＨはＨレベルからＬレベルに反転しＯＲゲート６５に入力され、ＯＲゲート６５の出力信号Ｖ_ＳＤ１はＨレベルからＬレベルに反転される。Ｐ型のＭＯＳＦＥＴ７０は、ＨレベルからＬレベルで駆動してオンし、バイアス抵抗７２をショートして定電流型オペアンプ６６の非反転端子電圧を上昇させる。

ここでは、仮に、定電流型オペアンプ６６の非反転端子電圧のしきい値電圧を４．３Ｖとする。定電流型オペアンプ６６の出力にはコンデンサ７５が接続され、コンデンサ７５と定電流型オペアンプ６６の定電流出力電流との時定数により出力電圧Ｖ_ＡＤＪは、図３に示すように、時刻ｔ１の３Ｖから上昇していく。

そして、出力電圧Ｖ_ＡＤＪが基準電圧６８の４．３Ｖを超えた時点（時刻ｔ４）で、スキップコンパレータ６７の出力信号Ｖ_ＳＣは、ＬレベルからＨレベルに反転する。このため、Ｓ−Ｒフリップフロップ６３のセット入力端子電圧Ｖ_ＳＣはＬレベルからＨレベルになり、Ｑ出力がＨレベルにセットされ、Ｑバー出力がＬレベルにセットされる。

ここで、コンパレータ８１の出力電圧がＨレベルであるため、ＮＯＲゲート６９のＶ_ＳＲＮ出力はＬレベルが出力され、Ｓ−Ｒフリップフロップ６３のリセット入力端子にはＬレベルが既に入力されている。

Ｓ−Ｒフリップフロップ６３のＱバー出力Ｖ_ＣＤがＨレベルからＬレベルになると、Ｄフリップフロップ６１のクロック入力にＨレベルが入力される。Ｄフリップフロップ６１のＤ入力電圧Ｖ_ＮＤはＨレベルにあるので、Ｑバー出力電圧Ｖ_ＮＤはＨレベルからＬレベルに反転し、ボトムスキップ状態にあることをボトムスキップ動作判定回路２８ｂのＯＲゲート２９に出力する。

なお、図３の時刻ｔ１〜ｔ４の時間がボトムスキップ状態判定のためのディレイ時間（所定時間）である。

また、同時にＳ−Ｒフリップフロップ６３のＱ出力Ｖ_ＳＱＯがＨレベルに反転するので、ＯＲゲート６４の入力端子電圧Ｖ_ＳＱＯにはＨレベルが入力され、ＯＲゲート６４の出力Ｖ_ＳＨはＨレベルが出力され、さらに、ＯＲゲート６５に入力される。

このため、ＭＯＳＦＥＴ７０のゲート電圧はＬレベルからＨレベルに反転されてＭＯＳＦＥＴ７０はオフされる。このため、定電流型オペアンプ６６の非反転端子電圧のしきい値電圧は４．３Ｖから３Ｖに切換えられ、出力電圧Ｖ_ＡＤＪは４．３Ｖより３Ｖへ向かって、コンデンサ７５の放電時定数をかけて下がっていく（時刻ｔ４〜ｔ５）。

ここで、リセットコンパレータ(ＲＥＳＥＴ ＣＯＭＰ)８８の回路動作により定電流型オペアンプ６６の出力電圧Ｖ_ＡＤＪが定常電圧２．９Ｖに下がるまで確実にＭＯＳＦＥＴ７０のゲート電圧をＨレベルに保持する。この保持動作は、コンパレータ８１の非反転端子電圧Ｖ_ＡＤＪが基準電圧８０の３Ｖ未満に下がるまで出力電圧Ｖ_ＳＲをＨレベルにするラッチ回路を構成することで実現することができる。

なお、ボトムスキップ状態判定回路２８ｃの一連動作において、コンパレータ８１の動作は影響を与えない。これは、以下の理由による。ＯＲゲート６４の出力Ｖ_ＳＨはＨレベルからＬレベルに反転した時点でＮＡＮＤゲート８２出力Ｖ_ＳＨはＨレベルとなり、Ｓ−Ｒフリップフロップ８３のセット端子電圧は反転入力されてＬレベルとなる。

そのＱ出力Ｖ_ＳＱＡかつＡＮＤゲート８４入力はＬレベルであり、コンパレータ８１の出力Ｖ_ＳＲの電圧変化に関わらずＡＮＤゲート８４の出力はＬレベルを出力する。このため、ＯＲゲート６５の入力Ｖ_ＳＡにおいてもＬレベルであるため、ＯＲゲート６５出力Ｖ_ＳＤ１に影響を与えない。

次に、ボトムスキップ動作判定回路２８ｂにおいて、負荷が軽負荷になるとスイッチング素子３に流れるドレイン電流Ｉ_Ｄの最大値は下がり電流検出抵抗９の接続点電圧Ｖ_ＯＣＰのピーク値も下方へ移動する。

このため、コンパレータ２７の出力電圧Ｖ_ＣＰがＬレベルになり、Ｄフリップフロップ２８の出力信号Ｖ_ＬＤの電圧レベルがＨレベルからＬレベルに切り替わる。ＯＲゲート２９は、Ｄフリップフロップ２８からのＬレベルとＤフリップフロップ６１からのＬレベルとによりＬレベルをＡＮＤゲート５２に出力する。

ＡＮＤゲート５２の出力電圧Ｖ_ＡＤもＨレベルからＬレベルに反転しボトムスキップ動作と判定し、スイッチング素子３のゲート信号Ｖ_Ｇを出力するためのＨレベルを送出しない状態になる。

また、同時期に、ＯＲゲート２９からのＬレベルにより電圧レベル変更回路３１のＭＯＳＦＥＴ３４がオフするため、コンパレータ２７の反転入力端子に入力される基準電圧が低い値の基準電圧Ｖ_ＤＴＬから高い値の基準電圧Ｖ_ＤＴＨに切り替えられる。これと共に、ボトム検出回路４１の出力信号Ｖ_ＢＤの２回目の立ち下がりエッジに同期してボトムスキップ制御回路４２の第２のＤフリップフロップ５１の信号出力端子Ｑから単発パルス状の信号Ｖ_ＤＦ２が出力される。

また、ＡＮＤゲート５２からはＬレベルの信号Ｖ_ＡＤが出力されるため、ＯＲゲート５３からはボトム検出回路４１の出力信号Ｖ_ＢＤの２回目の立ち下がりエッジに同期してＨレベルまで上昇する単発パルス状の論理和信号Ｖ_ＯＲが出力され、Ｒ−Ｓフリップフロップ２３がセット状態となる。

これにより、ボトム検出回路４１の出力信号Ｖ_ＢＤの２回目の立ち下がりエッジに同期してＲ−Ｓフリップフロップ２３からスイッチング素子３のゲート端子に付与される駆動信号Ｖ_Ｇ がＬレベルからＨレベルに切り替えられ、スイッチング素子３がターンオンする。これにより、スイッチング素子３に流れるドレイン電流Ｉ_Ｄが直線的に増加すると共に、電流検出抵抗９の接続点の電圧Ｖ_ＯＣＰが直線的に増加する。

このとき、出力電圧検出回路７からの検出信号Ｖ_ＦＢの電圧レベルが低い値の基準電圧Ｖ_ＤＴＬのレベルよりも低い。このため、電流検出抵抗９の接続点の電圧Ｖ_ＯＣＰが出力電圧検出回路７からの検出信号Ｖ_ＦＢの電圧レベルに達すると、電流モード制御用コンバータ２０からＨレベルの信号Ｖ_２が出力され、Ｒ−Ｓフリップフロップ２３がリセット状態となる。

これにより、Ｒ−Ｓフリップフロップ２３からスイッチング素子３のゲート端子に付与される駆動信号Ｖ_ＧがＨレベルからＬレベルに切り替えられ、スイッチング素子３がオン状態からオフ状態となる。従って、軽負荷時にはスイッチング素子３のオフ期間中に発生するドレイン−ソース端子間電圧Ｖ_ＤＳの２回目の最小電圧点でスイッチング素子３がターンオンするボトムスキップ動作となる。

また、負荷が軽くなり、ボトムスキップ状態判定回路２８ｃが軽負荷を検出している期間（図３の時刻ｔ１〜ｔ４）中に、負荷が通常負荷状態に復帰した場合には、スイッチング素子３に流れるドレイン電流Ｉ_Ｄの最大値が大きくなり、コンパレータ２７のＶ_ＣＰ出力の電圧レベルがＬレベルからＨレベルに切り替わる。

スイッチング素子３のゲートパルス電圧Ｖ_Ｇに同期したクロックがＤフリップフロップ２８に入力されて、Ｄフリップフロップ２８の出力信号Ｖ_ＭＤの電圧レベルがＬレベルからＨレベルに切り替わる。

このため、ボトムスキップ状態判定回路２８ｃの検出動作は解除され、ＮＡＮＤゲート６２の出力はＬレベルからＨレベルに切り替わる。その結果、ＭＯＳＦＥＴ７０のゲート電圧をＬレベルからＨレベルに切り替え、時刻ｔ２において、定電流型オペアンプ６６の入力電圧Ｖ_Ｊの基準電圧を下げて、定電流型オペアンプ６６の出力電圧を時刻ｔ３において、定常電圧２．９Ｖに戻す。

このように実施例１のスイッチング電源装置によれば、入力変動や負荷変動時において、擬似共振動作からボトムスキップ動作へ移行させる際に、負荷状態を観察して動作を判定し、動作を遅延させて移行させる。これにより、スイッチング動作の安定とスイッチング素子３に流れるピーク電流をなだらかに変化させて過度の変化を避けることで、負荷変動・入力変動条件下でもトランス２から磁歪音を発生させないようにすることができる。

また、軽負荷状態から急峻なピーク負荷変動があった場合には、出力電圧検出回路７からの信号でフィードバック端子電圧Ｖ_ＦＢが上昇し、ボトムスキップ動作を瞬時に解除することにより、出力電圧の過渡的な低下を防止して、安定した出力電圧が得られる。

図４は本発明の実施例２のスイッチング電源装置の回路図である。図４に示すスイッチング電源装置は、図１に示す実施例１のスイッチング電源装置の制御回路８ａに代えて、制御回路８ｂを用いたことを特徴とする。

制御回路８ｂは、電源スタート／ストップ回路（Ｒｅｇ＋Ｓｔａｒｔ／Ｓｔｏｐ）２４、ターンオフ制御回路２５、ボトムオン回路２８ａ、ボトムスキップ動作判定回路２８ｂ、ボトムスキップ状態判定回路２８ｃ、スタンバイ動作回路２９ａ、スタンバイ状態判定回路２９ｂ、Ｒ−Ｓフリップフロップ２３を有している。

スタンバイ状態判定回路２９ｂは、ボトムスキップ動作判定回路２８ｂがボトムスキップ動作と判定したときに、軽負荷状態よりもさらに負荷が軽いスタンバイ状態が第２所定時間継続したどうかを判定する。

スタンバイ動作回路２９ａは、スタンバイ状態判定回路２９ｂの出力に基づきスタンバイ状態が第２所定時間継続したとき、ボトムスキップ動作を固定して間欠発振動作を行うスタンバイ動作へ移行させて、ターンオフ制御回路２５を制御する。

次に、ボトムスキップ動作からスタンバイ動作と判定した時に移行する動作について図５を参照しながら説明する。

図５において、Ｉ_ＯＵＴは負荷電流（出力電流）、Ｖ_ＯＣＰはスイッチング素子３に流れるドレイン電流Ｉ_Ｄ の電流検出抵抗９の電圧を示す。重負荷電流の範囲を０〜ｔａ、負荷電流が５０％未満の範囲をｔａ〜ｔｃ、さらに負荷電流が軽負荷になった範囲をｔｃ以降に示す。

負荷電流範囲が０〜ｔｂでは擬似共振動作が行われ、負荷電流範囲がｔｂ〜ｔｅではボトムスキップ動作が行われ、負荷電流範囲がｔｅ以降ではスタンバイ動作が行われる。負荷電流範囲ｔａ〜ｔｂは、ボトムスキップ状態判定のためのディレイ時間であり、負荷電流範囲ｔｃ〜ｔｄは、スタンバイ判定のためのディレイ時間である。

ボトムスキップ状態判定回路２８ｃは、負荷電流範囲ｔａ〜ｔｂにおいて、図５に示す条件ＡＤＪ端子電圧Ｖ_ＡＤＪが４．３Ｖに達した時に、ボトムスキップ状態と判定する。ボトムスキップ動作判定回路２８ｂは、ボトムスキップ状態と判定されたことにより、擬似共振動作からボトムスキップ動作へ移行させる。その後、ＡＤＪ端子電圧Ｖ_ＡＤＪは４．３Ｖに達した後、元の電圧３Ｖへ戻される。

さらに、負荷電流が軽くなり、ｔｃ点になると、ＶＦＢ端子電圧Ｖ_ＦＢがスタンバイ状態の判定閾値（例えば１．６３Ｖ）まで下がるため、ＡＤＪ端子電圧Ｖ_ＡＤＪを６．２Ｖまで上昇させる。この後も軽負荷電流が持続し、ｔｅ点で図５に示す電圧Ｖ_ＦＢがスタンバイ動作閾値１．０Ｖ以下になると、ボトムスキップ動作からスタンバイ動作（間欠発振動作）に移行する。

図６は実施例２のスイッチング電源装置の制御回路８ｂの詳細図である。図６に示す制御回路８ｂは、実施例１の制御回路８ａに対して、ＡＮＤ回路６０、Ｐ型のＭＯＳＦＥＴ７６、ＯＲ回路８５、コンパレータ８６、ＶＡＤＪ端子電圧Ｖ_ＡＤＪ、基準電圧８７、コンパレータ８８ａ、基準電圧８９、間欠発振用コンパレータ９０、基準電圧９１、スイッチ素子９２を追加している。

ＡＮＤ回路６０、ＭＯＳＦＥＴ７６、ＯＲ回路８５、コンパレータ８６、コンパレータ８８ａ、基準電圧８９、コンパレータ９０、及びボトムスキップ状態判定回路２８ｃ内のＭＯＳＦＥＴ７０，７６、抵抗７２〜７４、定電流型アンプ６６、コンデンサ７５は、スタンバイ状態判定回路２９ｂを構成する。間欠発振用コンパレータ９０、スイッチ素子９２は、スタンバイ動作回路２９ａを構成する。

実施例２の基本的な動作は、実施例１の動作と略同一であるが、図５に示すタイムングチャートの動作を実現するために以下の動作が異なる。

ボトムスキップ状態よりもさらに負荷電流が小さくなり、ＦＢ端子電圧Ｖ_ＦＢが１．６３Ｖ未満になると、コンパレータ８８ａの非反転端子が基準電圧８９の１．６３Ｖよりも下がる。このため、コンパレータ８８ａの出力はＨレベルからＬレベルに切り替えられ、ＯＲ回路８５の入力端子Ｖ_ＳＴＬにＬレベルが入力される。

ここで、ＯＲ回路８５の他方の入力端子Ｖ_ＮＤは、ボトムスキップ状態より低い電圧Ｌレベルになっている。従って、ＯＲ回路８５の出力はＬレベルに切り替わり、ＭＯＳＦＥＴ７６のゲート電圧をＬレベルにしてオンさせる。ＭＯＳＦＥＴ７６がオンすることにより抵抗７３をショートして、定電流型オペアンプ６６の非反転端子電圧を６．２Ｖ（ｔｄ点）へ上昇させる。定電流型オペアンプ６６の出力はＶＡＤＪ端子電圧Ｖ_ＡＤＪを６．２Ｖまで定電流充電して安定する。

次に、ＶＡＤＪ端子電圧Ｖ_ＡＤＪは、コンパレータ８６の反転入力端子に接続されているので、基準電圧８７の６．２Ｖを越え、コンパレータ８６の出力はＨレベルからＬレベルに切り替わり、ＡＮＤ回路６０の入力端子Ｖ_ＳＴＨ電圧がＬレベルになる。

ここで、ＡＮＤ回路６０出力はＬレベルに固定され、ボトムスキップ動作判定回路２８ｂに入力され、ボトムスキップ動作が固定される。また、同時に、コンパレータ８６の出力によりスイッチ素子９２はオフからオンに切替えられて、コンバータ９０の出力はＯＲ回路２１の入力端子Ｖ_３に入力される。

このとき、負荷電流が小さく、ＦＢ端子電圧Ｖ_ＦＢが１．０Ｖ以下である場合にはコンパレータ９０の出力はＨレベルを出力し、スイッチング素子９２を介してＯＲ回路２１のＶ_３端子に入力される。ＯＲ回路２１の出力はＨレベルを出力して、Ｒ−Ｓフリップフロップ２３がリセット状態となる。

従って、スイッチング素子３がオン状態からオフ状態となり、オフ状態の期間は、ＦＢ端子電圧Ｖ_ＦＢが１．０Ｖ以下の状態の期間続く。その後、出力電圧の低下とともにＦＢ端子電圧Ｖ_ＦＢの上昇により、１．０Ｖを越えた期間のみスイッチング素子３がオン状態に復帰する。このため、間欠発振動作が行われる。

このように、実施例２のスイッチング電源装置によれば、入力変動や負荷変動時において、ボトムスキップ動作からスタンバイ動作へ移行させる際に、負荷状態を観察して動作を判定し、動作を遅延させて移行させる。これにより、スイッチング動作の安定とスイッチング素子３に流れるピーク電流をなだらかに変化させて過度の変化を避けることで、負荷変動・入力変動条件下でもトランスから磁歪音を発生させないようにすることができる。

なお、実施例１、実施例２の定電流型オペアンプ６６に関して、非反転入力端子の電圧を変化させることで可変定電流源とすることができる。図７は可変定電流源の構成図である。

起動時には、コンデンサ７５が０Ｖからスタートするので、電圧Ｖ_{ＡＤＪ（ＳＳ）}に充電されるまで期間をソフトスタートとすることができる。通常時の電圧Ｖ_Ｊは３Ｖに固定される。

ボトムスキップ状態を検出するときには、ＭＯＳＦＥＴ７０がオンして、電圧Ｖ_Ｊは４．３Ｖに移行し、ボトムスキップ状態を判定するとＭＯＳＦＥＴ７０がオフして電圧Ｖ_Ｊは３Ｖに戻る。さらにボトムスキップ動作状態のときにスタンバイ状態を検出した時にはＭＯＳＦＥＴ７６がオンして電圧Ｖ_Ｊは６．２Ｖに移行する。

なお、本発明は上述した実施例１，２のスイッチング電源装置に限定されるものではない。実施例１，２のスイッチング電源装置では、ＯＲゲート６５の後段にＭＯＳＦＥＴ７０、抵抗７２〜７４、定電流型オペアンプ６６、コンデンサ７５を設けたが、これらに代えて、ＯＲゲート６５の後段にカウンタを接続しても良い。

このカウンタは、ＯＲゲート６５からＨレベルを入力し、即ち、負荷が軽負荷状態であるときカウントを開始して第１所定時間をカウントし、カウント終了時におけるコンデンサ７５の電圧値、例えば４．３Ｖをコンパレータ６７，８１に出力することにより、ボトムスキップ状態が第１所定時間継続したと判定しても良い。

また、実施例１，２のスイッチング電源装置では、ボトム検出回路は補助巻線Ｄに発生する電圧により、スイッチング素子３のドレイン電圧のボトムを検出したが、スイッチング素子３のドレイン電圧のボトムを検出する手段であればこれに限定されない。

また、実施例１，２では、軽負荷の周波数上昇を抑制するために１ボトムスキップで実施しているが、論理回路の追加で２ボトムスキップ、３ボトムスキップとしても良く、これに限定されるものではない。

本発明の実施例１のスイッチング電源装置の回路図である。 本発明の実施例１のスイッチング電源装置の制御回路の詳細図である。 実施例１のスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例２のスイッチング電源装置の回路図である。 実施例２のスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例２のスイッチング電源装置の制御回路の詳細図である。 可変定電流源の構成図である。 従来のスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。 従来のスイッチング電源装置の他の一例を示す回路図である。 図９に示す従来のスイッチング電源装置の動作を示すタイミングチャートである。 図９に示す従来のスイッチング電源装置の負荷変動時の動作を示すタイミングチャートである。

符号の説明

１ 整流平滑回路
２ トランス
３ スイッチング素子
４，１１ ダイオード
５，１２ コンデンサ
６ 出力整流平滑回路
７ 電圧検出回路
８，８ａ，８ｂ 制御回路
９ 電流検出抵抗
２３ Ｒ−Ｓフリップフロップ
２５ ターンオフ制御回路
２７ コンパレータ
２８ Ｄフリップフロップ
２８ａ ボトムオン回路
２８ｂ ボトムスキップ動作判定回路
２８ｃ ボトムスキップ状態判定回路
２１，２９ ＯＲゲート
２９ａ スタンバイ動作回路
２９ｂ スタンバイ状態判定回路
４１ ボトム検出回路
４２ ボトムスキップ制御回路
５０ 第１のＤフリップフロップ
５１ 第２のＤフリップフロップ
６６ 定電流型オペアンプ
６７ スキップコンパレータ
７０ ＭＯＳＦＥＴ
７５ コンデンサ
８１ リセットコンパレータ

Claims (7)

1. 直流電源の両端にトランスの１次巻線とスイッチング素子とが直列に接続された直列回路と、
   前記トランスの１次巻線又は前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、
   前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流平滑して直流出力電圧を出力する出力整流平滑回路と、
   前記直流出力電圧が所定値になるように前記スイッチング素子のオン／オフ期間を制御するための駆動信号を発生する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、
   前記スイッチング素子がオンからオフに切り替わったときに前記駆動信号のエッジを検出するエッジ検出手段と、
   前記エッジ検出手段が前記駆動信号のエッジを検出したとき前記電流検出手段の検出信号に基づく電圧値と基準電圧値とに基づき負荷が軽負荷状態かどうかを判定する負荷判定手段と、
   前記スイッチング素子のオフ期間中に前記スイッチング素子の両端電圧の最小電圧点を検出するボトム検出手段と、
   前記負荷判定手段の出力に基づき前記軽負荷状態によるボトムスキップ状態が第１所定時間継続したかどうかを判定するボトムスキップ状態判定手段と、
   前記負荷判定手段の出力に基づき前記負荷が重負荷状態であるとき前記ボトム検出手段で検出された最初の前記最小電圧点で前記スイッチング素子をターンオンさせる擬似共振動作を行わせ、前記負荷判定手段の出力と前記ボトムスキップ状態判定手段の出力とに基づき前記負荷が軽負荷状態で且つ前記ボトムスキップ状態が第１所定時間継続したときボトムスキップ動作と判定し、前記擬似共振動作から、前記ボトム検出手段で検出された２回目以降の前記最小電圧点で前記スイッチング素子をターンオンさせるボトムスキップ動作に移行させるボトムスキップ動作判定手段と、
   を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記ボトムスキップ状態判定手段は、
   前記負荷判定手段の出力に基づき前記負荷が軽負荷状態であるとき第１電圧を前記第１電圧より大きい第２電圧に変える可変電圧部と、
   コンデンサと、
   前記可変電圧部により可変された第２電圧に応じた電流を前記コンデンサに流す電流源と、
   前記電流源により充電された前記コンデンサの両端電圧が前記第１電圧から上昇して前記第２電圧に達したときに前記ボトムスキップ状態が第１所定時間継続したと判定する所定時間判定手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記可変電圧部は、前記所定時間判定手段により前記ボトムスキップ状態が第１所定時間継続したと判定されたとき前記第２電圧を前記第１電圧に変え、
   前記電流源は、前記可変電圧部により可変された第１電圧に応じた電流を前記コンデンサから放電させることにより前記コンデンサの両端電圧を前記第２電圧から前記第１電圧に減少させることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
4. 前記可変電圧部は、前記第１所定時間内において、前記負荷判定手段の出力に基づき前記負荷が重負荷状態であるときボトムスキップ状態判定を解除して前記第１電圧に変え、
   前記電流源は、前記可変電圧部により可変された第１電圧に応じた電流を前記コンデンサから放電させることにより前記コンデンサの両端電圧を前記第１電圧に減少させることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
5. 前記ボトムスキップ状態判定手段は、
   前記負荷判定手段の出力に基づき前記負荷が軽負荷状態であるときカウントを開始して前記第１所定時間をカウントするカウンタと、
   前記カウンタが前記第１所定時間をカウントしたとき前記ボトムスキップ状態が第１所定時間継続したと判定する所定時間判定手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
6. 前記ボトムスキップ状態判定手段の出力に基づき前記軽負荷状態よりもさらに負荷が軽いスタンバイ状態が第２所定時間継続したかどうかを判定するスタンバイ状態判定手段と、
   前記スタンバイ状態が第２所定時間継続したとき、前記ボトムスキップ動作を固定して間欠発振動作を行うスタンバイ動作へ移行させるスタンバイ動作手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
7. 前記スタンバイ状態判定手段は、
   前記ボトムスキップ状態判定手段の出力に基づき前記負荷がスタンバイ状態であるとき前記第１電圧を前記第１電圧より大きい第３電圧に変える可変電圧部と、
   コンデンサと、
   前記可変電圧部により可変された第３電圧に応じた電流を前記コンデンサに流す電流源と、
   前記電流源により充電された前記コンデンサの両端電圧が前記第１電圧から上昇して前記第３電圧に達したときに前記スタンバイ状態が第２所定時間継続したと判定する所定時間判定手段と、
   を備えることを特徴とする請求項６記載のスイッチング電源装置。

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