CN103280995A - 准谐振变换器同步整流电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种准谐振变换器同步整流电路，它包括功率变压器、次级功率开关电路、整流管控制电路和续流管控制电路，通过对功率变压器检测来实现对次级功率开关电路中的整流管零电压开通和零电流关断功能；本发明旨在解决采用二极管整流的传统准谐振变换器在输出大电流应用场合导通损耗大、效率低的问题。该发明电路能够在负载变化、输入电压变化以及温度变化等条件下实现整流管和续流管的零电压开通和零电流关断，具有自适应软开关效果，变换效率高，有助于变换器的高频化和小型化。本发明电路可广泛应用于制作工业、航空和通讯电源。

Description

准谐振变换器同步整流电路

技术领域

本发明涉及DC/DC变换器技术领域，特别涉及一种准谐振变换器同步整流电路。 

背景技术

DC/DC变换器按输入/输出是否电气隔离可分为非隔离直流变换器和有变压器隔离的直流变换器，按调制方式可分为脉冲宽度调制(PWM)变换器和脉冲频率调制(PFM)变换器；但无论哪种形式的变换器，效率提升和高频化始终是DC/DC变换器发展的重要方向。二十世纪八十年代出现的基于PFM调制的准谐振变换器能够实现功率开关管的零电压和零电流开关(ZVS，ZCS)，极大地降低了功率开关管的开关损耗，提高了变换器开关频率和效率。 

ZCS准谐振正激变换器由P.Vinciarelli在1983年提出，其利用隔离变压器的漏感和整流二极管结电容进行谐振，在原边功率开关管电流到零时关断，实现功率开关管无损关断；其后Vicor公司在此技术上进行发展推出了系列化产品。准谐振ZCS正激变换器构成的DC/DC电源产品易实现高频化，具有功率密度高、体积小和重量轻的特点，在工业界获得了广泛的应用。 

但是，随着技术的发展，特别是功率MOSFET制造技术的进步，在大功率特别是大电流输出场合，采用同步整流技术的DC/DC变换器要比采用二极管整流的变换器在效率方面得到明显地提升，其原因是采用导通电阻极小的MOSFET来实现同步整流，变换器直流通态损耗小。近年来，采用同步整流技术在PWM型DC/DC变换器得到大量应用，效率普遍获得大幅提升；而准谐振变换器不同于PWM变换器，它利用了变压器漏感和功率半导体开关结电容，变压器电流电压波形为准正弦波，同步整流不像PWM变换器那样容易实现：一方面高频准谐振变换器工作在高频下，同步整流驱动速度快，损耗大，设计驱动控制电路难度大；二是准谐振变换器的同步整流管不能直接从功率变压器取得驱动信号，很难采用自驱动方式，需要设计专用控制电路或定制IC来实现同步驱动。 

因此，需要对采用传统整流的准谐振变换器进行改进，在准谐振DC/DC变换器副边侧用场效应管MOSFET来替换功率二极管，减小变化器导通损耗，实现能量的高效变换。 

发明内容

有鉴于此，本发明所要解决的技术问题是提供一种准谐振变换器同步整流电路，并且准谐振变换器的整流管和续流管工作在软开关状态。 

本发明的目的是这样实现的： 

本发明提供的准谐振变换器同步整流电路，包括功率变压器、次级功率开关电路、整流管控制电路和续流管控制电路； 

所述功率变压器，用于实现输入/输出电气隔离以及电压/电流变换； 

所述次级功率开关电路，用于实现电压/电流变换并提供所需电能给负载R_L； 

所述整流管控制电路，用于通过对功率变压器检测来实现对次级功率开关电路中的整流管零电压开通和零电流关断功能； 

所述续流管控制电路，用于实现对次级功率开关电路的同步整流管的零电压开通和零电流关断的控制功能。 

进一步，所述功率变压器包括初级绕组L₁₁、次级绕组L₁₂和辅助绕组L₁₃； 

所述功率变压器初级绕组L₁₁与输入侧相接，次级绕组L₁₂与次级功率开关电路相接，所述功率变压器辅助绕组L₁₃分别与整流管控制电路3和续流管控制电路相接。 

进一步，所述次级功率开关电路包括谐振电感L₂₁、谐振电容C₂₁、滤波电感L₂₂、滤波电容C₂₂、整流管Q₂₁和续流管Q₂₂； 

所述谐振电感L₂₁一端与次级绕组L₁₂同名端连接，所述次级绕组L₁₂的另一端与续流管Q₂₂漏极相接，所述续流管Q₂₂源极与“地”电位相接，所述谐振电容C₂₁与续流管Q₂₂漏-源极相并联，所述滤波电感L₂₂一端接续流管漏极，所述滤波电感L₂₂另一端接滤波电容C₂₂一端，所述滤波电容C₂₂另一端接续流管Q₂₂源极，所述整流管Q₂₁漏极接次级绕组异名端，整流管Q₂₁源极与“地”电位相接；所述滤波电容C₂₂与负载电阻并联。 

进一步，所述整流管控制电路包括脉冲输入端、同步电压检测端、整流管栅极控制端、电流源I₃₁、电阻R₃₁、电压基准V_ref1、二极管D₃₁、第一比较器、或非门G₃₁、第一锁存器、第一驱动电路、第一上升沿-脉冲电路和下降沿-脉冲电路； 

所述整流管控制电路的脉冲输入端接功率变压器辅助绕组L₁₃同名端，同步电压检测端接整流管Q₂₁漏极，整流管栅极控制端与整流管Q₂₁栅极相接； 

所述第一上升沿-脉冲电路、电流源I₃₁、电阻R₃₁、电压基准V_ref1、二极管D₃₁、比较器和或非门G₃₁产生整流管Q₂₁零电压开通信号，所述第一比较器正输入端与电压基准V_ref1相接，所述第一比较器负输入接电阻R₃₁一端，所述电阻R₃₁另一端与“地”电位相接，所述 电流源I₃₁一端接电源，I₃₁₀另一端接第一比较器负输入端，所述二极管D₃₁阳极接第一比较器负输入端，D₃₁阴极接整流管Q₂₁漏极，所述第一比较器输出端与或非门G₃₁输入端1相接，所述第一上升沿-脉冲电路输入端与所述辅助绕组L₁₃同名端相接，输出端与或非门G₃₁另一输入端相接； 

所述下降沿-脉冲电路产生整流管Q₂₁零电流关断信号，所述下降沿-脉冲电路输入端与辅助绕组L₁₃同名端相接，输出端与第一锁存器复位端相接，或非门G₃₁输出端与置位端相接，所述第一锁存器输出端与第一驱动电路输入端相接，第一驱动电路输出端与整流管Q₂₁栅极相接。 

进一步，所述整流控制电路通过检测功率变压器的辅助绕组L₁₃电压上升沿以及整流管Q₂₁漏极电压来确定整流管Q₂₁零电压导通信号。 

进一步，所述整流控制电路通过对功率变压器辅助绕组L₁₃电压下降沿检测来确定整流管Q₂₁零电流关断信号。 

进一步，所述续流管控制电路包括使能端、零电流检测端、续流管栅极控制端、斜坡电压产生电路、伺服电压控制电路、第二比较器、第三比较器、第二锁存器、第三锁存器、第二上升沿-脉冲电路、第二驱动电路、电压基准V_ref2、电流源I₄₁、二极管D₄₁和晶体管Q₄₁； 

所述斜坡电压产生电路、伺服电压控制电路和第二比较器产生续流管Q₂₂零电流关断脉冲信号，所述斜坡电压产生电路第一使能信号端与伺服电压控制电路第二使能信号端与辅助绕组L₁₃同名端相接，伺服电压控制电路零电流检测端接续流管Q₂₂漏极，伺服电压控制电路第二输出端接第二比较器反相输入端，所述斜坡电压产生电路第一输出端接第二比较器正相输入端，所述第二比较器输出端与斜坡电压产生电路复位端相接； 

所述第二上升沿-脉冲、电流源I₄₁、二极管D₄₁、第三比较器、锁存器和晶体管Q₄₁产生续流管Q₂₂零电压开通脉冲信号，所述第二上升沿-脉冲输入端与辅助绕组L₁₃同名端相接，第二上升沿-脉冲输出端接锁存器复位端，所述锁存器置位端接第三比较器输出端，第三比较器正相输入端接电压基准V_ref2，第三比较器反相输入端接二极管D₄₁阳极和晶体管Q₄₁集电极，所述电流源I₄₁一端接电源，另一端接二极管D₄₁阳极，晶体管Q₄₁发射极与“地”电位相连。 

进一步，所述斜坡电压产生电路包括使能信号端、复位端和斜坡电压输出端； 

当使能信号端有效时，斜坡电压输出端输出斜坡电压，当复位信号端有效，斜坡电压输出端清零。 

进一步，所述的伺服电压控制电路包括第二使能信号端、零电流信号检测端和伺服电压输出端； 

所述伺服电压控制电路的第二使能信号端有效时，如果零电流信号检测端电压出现负凹陷，伺服电压控制电路对负凹陷电压进行积分，所得积分值放大n倍后作为误差信号加到伺服电压输出端上作为伺服输出电压； 

所述伺服电压控制电路第二使能信号端有效时，如果零电流信号检测端的电压为非负值，伺服电压输出端电压微弱下降。 

进一步，所述谐振电感L₂₁为外置独立电感或变压器的漏感构成；所述谐振电容C₂₁为外置独立电容或包含续流整流管Q₂₂寄生电容构成；所述整流管Q₂₁和续流整流管Q₂₂为MOS管或晶体管并联构成。 

本发明的优点在于：本发明提供的准谐振变换器同步整流电路具有以下特点： 

1．传统的准谐振变换器次级采用功率二极管作为整流管和续流管，而本发明的准谐振变换器同步整流电路采用功率MOSFET（或晶体管）作为整流管和续流管，功率MOSFET（或晶体管）在大电流应用场合要比二极管具有更低的导通电阻和导通损耗，因此，采用本发明的准谐振变换器具有更高转换效率，通常比采用二极管的准谐振变换器效率提高5%～10%。 

2.本发明中，整流管控制电路通过检测功率变压器辅助绕组电压和整流管的漏极电压即可实现对整流管零电压开通和零电流关断，整流管开关损耗极小； 

3.本发明中，首次提出了准谐振变换器同步整流电路，该电路能够在负载变化、输入电压变化以及温度变化等条件下均能实现续流管零电压开通和零电流关断，具有自适应软开关效果，使得续流管开关损耗极小。 

综上所述，本发明的准谐振变换器同步整流电路具有软开关、高效率、小体积的优点，有效克服了准谐振变换器导通损耗大、效率较低的缺点。 

附图说明

为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步的详细描述，其中： 

图1是传统的准谐振正激变换器电路图； 

图2是本发明的准谐振变换器同步整流电路图； 

图3是本发明的上升沿-脉冲电路具体实施图； 

图4是本发明的下降沿-脉冲电路具体实施图； 

图5是本发明的整流管控制电路波形图； 

图6是本发明的整流管零电压开通控制电路波形图； 

图7是本发明的斜坡电压发生器实施图； 

图8是本发明的伺服电压控制器实施图； 

图9是本发明的续流管关断脉冲波形； 

图10是本发明的续流管零电流关断时波形图； 

图11是本发明的续流管滞后关断时波形图； 

图12是本发明的续流管提前关断时波形图； 

图13是本发明的续流管零电压开通时波形图。 

图中，功率变压器1、次级功率开关电路2、整流管控制电路3、续流管控制电路4； 

脉冲输入端31、同步电压检测端32、整流管栅极控制端33、电流源I31、电阻R31、电压基准Vref1、第一二极管D31、第一比较器303、或非门G31、第一锁存器304、第一驱动电路305、第一上升沿-脉冲电路301、下降沿-脉冲电路302； 

使能端41、零电流检测端42、续流管栅极控制端43、斜坡电压产生电路401、伺服电压控制电路402、第二比较器403、第三比较器404、第二锁存器405、第三锁存器406、第二上升沿-脉冲电路407、第二驱动电路408、电压基准Vref2、电流源I41、第二二极管D41、晶体管Q41。 

具体实施方式

以下将结合附图，对本发明的优选实施例进行详细的描述；应当理解，优选实施例仅为了说明本发明，而不是为了限制本发明的保护范围。 

实施例1 

图1是传统的准谐振正激变换器电路图，其变压器T次级电路采用二极管整流，由于二极管导通压降(U_D)通常较大，一般在0.5V以上，特别是在输出电流（I_F）较大（几十安培甚至近百安培）时通态压降更大，二极管导通损耗为 

P_DLoss＝U_D×I_F…………………………………………………………(1) 

由上式可以看出，二极管导通损耗与正向电流成正比，其输出电流越大，损耗越大；并且采用多个二极管并联方案不能降低导通损耗；因此，图1所示的传统准谐振变换器在大功率应用场合特别是低压/大电流输出场合转换效率不高。 

图2是本发明的准谐振变换器同步整流电路图，图3是本发明的上升沿-脉冲电路具体实施图，图4是本发明的下降沿-脉冲电路具体实施图，图5是本发明的整流管控制电路波 形图，图6是本发明的整流管零电压开通控制电路波形图，图7是本发明的斜坡电压发生器实施图，图8是本发明的伺服电压控制器实施图.如图2所示：本发明提供的准谐振变换器同步整流电路，包括功率变压器1、次级功率开关电路2、整流管控制电路3和续流管控制电路4； 

所述功率变压器1，用于实现输入/输出电气隔离以及电压/电流变换； 

所述次级功率开关电路2，用于实现电压/电流变换并提供所需电能给负载R_L； 

所述整流管控制电路3，用于通过对功率变压器检测来实现对次级功率开关电路中的整流管零电压开通和零电流关断功能； 

所述续流管控制电路4，用于实现对次级功率开关电路的同步整流管的零电压开通和零电流关断的控制功能。 

优选地，所述功率变压器1包括初级绕组L₁₁、次级绕组L₁₂和辅助绕组L₁₃； 

所述功率变压器1初级绕组L₁₁与输入侧相接，次级绕组L₁₂与次级功率开关电路2相接，所述功率变压器1辅助绕组L₁₃分别与整流管控制电路3和续流管控制电路4相接。 

优选地，所述次级功率开关电路2包括谐振电感L₂₁、谐振电容C₂₁、滤波电感L₂₂、滤波电容C₂₂、整流管Q₂₁和续流管Q₂₂； 

所述谐振电感L₂₁一端与次级绕组L₁₂同名端连接，所述次级绕组L₁₂的另一端与续流管Q₂₂漏极相接，所述续流管Q₂₂源极与“地”电位相接，所述谐振电容C₂₁与续流管Q₂₂漏-源极相并联，所述滤波电感L₂₂一端接续流管漏极，所述滤波电感L₂₂另一端接滤波电容C₂₂一端，所述滤波电容C₂₂另一端接续流管Q₂₂源极，所述整流管Q₂₁漏极接次级绕组异名端，整流管Q₂₁源极与“地”电位相接；所述滤波电容C₂₂与负载电阻并联。 

优选地，所述整流管控制电路3包括脉冲输入端31、同步电压检测端32、整流管栅极控制端33、电流源I₃₁、电阻R₃₁、电压基准V_ref1、二极管D₃₁、第一比较器303、或非门G₃₁、第一锁存器304、第一驱动电路305、第一上升沿-脉冲电路301和下降沿-脉冲电路302； 

所述整流管控制电路3的脉冲输入端31接功率变压器1辅助绕组L₁₃同名端，同步电压检测端32接整流管Q₂₁漏极，整流管栅极控制端33与整流管Q₂₁栅极相接； 

所述第一上升沿-脉冲电路301、电流源I₃₁、电阻R₃₁、电压基准V_ref1、二极管D₃₁、第一比较器303和或非门G₃₁产生整流管Q₂₁零电压开通信号，所述第一比较器303正输入端与电压基准V_ref1相接，所述第一比较器303负输入接电阻R₃₁一端，所述电阻R₃₁另一端与“地”电位相接，所述电流源I₃₁一端接电源，I₃₁₀另一端接第一比较器303负输入端，所述二极管D₃₁阳极接第一比较器303负输入端，D₃₁阴极接整流管Q₂₁漏极，所述第一比较器303输出端与或非门G₃₁输入端相接，所述第一上升沿-脉冲电路301输入端与所述辅助绕组 L₁₃同名端相接，301输出端与或非门G₃₁另一输入端相接； 

所述下降沿-脉冲电路302产生整流管Q₂₁零电流关断信号，所述下降沿-脉冲电路302输入端与辅助绕组L₁₃同名端相接，下降沿-脉冲电路302输出端与第一锁存器304复位端相接，或非门G₃₁输出端与第一锁存器304置位端相接，所述锁存器304输出端与第一驱动电路305输入端相接，第一驱动电路305输出端与整流管Q₂₁栅极相接。 

优选地，所述整流控制电路3通过检测功率变压器1的辅助绕组L₁₃电压上升沿以及整流管Q₂₁漏极电压来确定整流管Q₂₁零电压导通信号。 

优选地，所述整流控制电路3通过对功率变压器1辅助绕组L₁₃电压下降沿检测来确定整流管Q₂₁零电流关断信号。 

优选地，所述续流管控制电路4包括使能端41、零电流检测端42、续流管栅极控制端43、斜坡电压产生电路401、伺服电压控制电路402、第二比较器403、第三比较器404、第二锁存器405、第三锁存器406、第二上升沿-脉冲电路407、第二驱动电路408、电压基准V_ref2、电流源I₄₁、二极管D₄₁和晶体管Q₄₁； 

所述斜坡电压产生电路401、伺服电压控制电路402和第二比较器403产生续流管Q₂₂零电流关断脉冲信号，所述斜坡电压产生电路401使第一能信号端4011与伺服电压控制电路402第二使能信号端4021与辅助绕组L₁₃同名端相接，伺服电压控制电路402零电流检测端4022接续流管Q₂₂漏极，伺服电压控制电路402第二输出端4023接第二比较器403反相输入端，所述斜坡电压产生电路401第一输出端4013接第二比较器403正相输入端，所述第二比较器403输出端与斜坡电压产生电路401复位端相接； 

所述第二上升沿-脉冲407、电流源I₄₁、二极管D₄₁、第三比较器404、第二锁存器405和晶体管Q₄₁产生续流管Q₂₂零电压开通脉冲信号，所述第二上升沿-脉冲407输入端与辅助绕组L₁₃同名端相接，第二上升沿-脉冲407输出端接第二锁存器405复位端，所述第二锁存器405置位端接第三比较器404输出端，第三比较器404正相输入端接电压基准V_ref2，第三比较器404反相输入端接二极管D₄₁阳极和晶体管Q₄₁集电极，所述电流源I₄₁一端接电源，另一端接二极管D₄₁阳极，晶体管Q₄₁发射极与“地”电位相连。 

优选地，所述斜坡电压产生电路401包括使能信号端4011、复位端4012和斜坡电压输出端4013； 

当使能信号端4011有效时，斜坡电压输出端4013输出斜坡电压，当复位信号端4012有效，斜坡电压输出端4013清零。 

优选地，所述的伺服电压控制电路402包括第二使能信号端4021、零电流信号检测端4022和伺服电压输出端4023； 

所述伺服电压控制电路402的第二使能信号端4021有效时，如果零电流信号检测端4022电压出现负凹陷，伺服电压控制电路402对负凹陷电压进行积分，所得积分值放大n倍后作为误差信号加到伺服电压输出端4023上作为伺服输出电压； 

所述伺服电压控制电路402第二使能信号端4021有效时，如果零电流信号检测端4022的电压为非负值，伺服电压输出端4023电压微弱下降。 

优选地，所述谐振电感L₂₁为外置独立电感或变压器（1）的漏感构成，或两者共同构成，；所述谐振电容C₂₁为外置独立电容或包含续流整流管Q₂₂寄生电容构成，或是两者共同构成；所述整流管Q₂₁和续流整流管Q₂₂为MOS管或晶体管并联构成。 

实施例2 

本实施例详细描述准谐振变换器同步整流电路的原理： 

所述的功率变压器T1至少包含初级绕组L₁₁、次级绕组L₁₂和辅助绕组L₁₃；初级绕组L₁₁和次级绕组L₁₂实现输入/输出电气隔离和电压变换，辅助绕组L₁₃为控制电路（即整流管控制电路3和续流管控制电路4）提供直流偏置电压和同步信号。 

所述的次级开关电路2包含谐振电感L₂₁、谐振电容C₂₁、滤波电感L₂₂、滤波电容C₂₂、整流管Q₂₁和续流管Q₂₂；其中整流管Q₂₁和续流管Q₂₂并不仅限于使用MOSFET类可控开关，亦可使用其它种类的可控开关，如BJT,IGBTS等。可控开关的导通电阻（R_on）很小，其值一般仅为几到十几毫欧，亦可采用多个可控开关并联来进一步减小导通电阻，n个可控开关，并联时其导通损耗为 

P_MLoss＝I_F ²(R_on/n)…………………………………………………………(2) 

由于可控开关导通电压 

I_F(R_on/n)＜＜U_D…………………………………………………………(3) 

可控开关的导通损耗 

P_MLoss＜＜P_DLoss…………………………………………………………(4) 

因此，本发明图2所示的准谐振同步整流变换器采用可控开关（即整流管Q₂₁和续流管Q₂₂）替换传统准谐振变换器采用二极管(图1所示)整流的方案，极大降低了整流器的导通损耗，提高功率变换的效率。 

图2所示的可控开关（即整流管Q₂₁和续流管Q₂₂）整流开关需要根据电路运行规律对其进行恰当控制，否则可控开关会在高频运行时会产生较大的开关损耗。为降低可控开关即整流管Q₂₁和续流管Q₂₂的开关损耗，本发明提出了整流管Q₂₁和续流管Q₂₂的驱动控制电路，该控制电路能够让整流管Q₂₁和续流管Q₂₂工作在软开关状态，即通过整流管控制电路3和续流 管控制电路4分别使Q₂₁和Q₂₂实现零电压导通（ZVS）/零电流关断(ZCS)，此时整流管和续流管的开关损耗最小。一般说来，直接采用检测开关管电流过零的方法来产生控制信号，很难保证开关动作出现在最佳时刻，例如，器件参数容差、开关管特性差异、环境变化、电路延迟、负载和输入电压变化等因数会使开关动作要么“超前”要么“滞后”，如没有自适应调节机理，变换器只能在很小的工作范围内和环境条件下才能提供最佳的开关关断时间。本发明（图2所示）的控制电路（整流管控制电路3、续流管控制电路4）可以将可控整流开关（整流管Q₂₁和续流管Q₂₂）的开关转换时刻调节至最佳，而且能够对电路元件参数变化、变换器工作条件以及环境变化带来的电路延迟进行自适应调节，使得可控整流开关的开关损耗最小。 

下面分别介绍整流管控制电路3和续流管控制电路4工作原理及其工作过程。 

1.整流管控制电路3工作原理及过程： 

整流管控制电路包括电流源I₃₁、电阻R₃₁、电压基准源V_REF1、二极管D₃₁、D₃₂、滤波电容C₃₁、第一比较器303、或非门G₃₁、第一锁存器304、第一驱动器305和单稳态触发器301、下降沿-脉冲电路302，其电路原理框图以及连接关系如2所示；其中单稳态触发器301为上升沿检测单稳态触发器，下降沿-脉冲电路302为下降沿检测单稳态触发器，它们由集成电路74121以及外置电容C_ext构成，C_ext值确定单稳态触发器输出脉冲宽度（本实例脉冲宽度约为50ns），其具体电路实施图分别如图3、图4所示。整流控制电路包括三个端口：同步电压(v_sp)端口即脉冲输入端31、电压(v_d1)检测端口即同步电压检测端32和控制输出(v_g1)端口即整流管栅极控制端33。在变压器T1辅助绕组L₁₃漏感较小和不计电路延时，整流管Q₂₁驱动信号可以从同步电压v_sp获得，图5为从变压器辅助绕组L₁₃获得整流管Q₂₁驱动控制波形，其中，图5(A)为辅助绕组L₁₃同步电压v_sp波形，在t＝t₁时刻，变压器T1从初级获得能量输出，v_sp被二极管D₃₂钳位到V_DD，当t＝t₄时刻，变压器T1零电流关断(详细情况见Vicor公司专利)，随后功率变压器进行磁复位，同步电压v_sp亦随之下降到零甚至为负。单稳态触发器301、302分别对同步电压v_sp进行下降沿和上升沿检测，可获得如图5(B)、(C)所示波形，通过图2所示的第一锁存器304和第一驱动器305即可获得整流管Q₂₁栅极驱动波形v_g1，如图5(D)所示。图5揭示了利用变压器辅助绕组(L₁₃)的同步电压v_sp上升沿和下降沿来获得整流管Q₂₁驱动信号，当变压器T1初级开关管以零电压开通、零电流关断时，如不考虑电路延时和变压器漏感影响，整流管Q₂₁也同样以零电压开通、零电流关断状态工作。 

图5所示的方法虽然能够使得整流管Q₂₁以零电压开通(ZVS)，但是由于受到变压器漏感以及电路延时影响，Q₂₁实现ZVS导通的同时使得其体二极管导通时间长，损耗增大。图6所 示的是整流管Q₂₁零电压开通时刻的另一种方法，它通过检测整流管Q₂₁漏极电压来判断其是否处在零电压状态，使得整流管Q₂₁始终以零电压开通又不致其体二极管导通时间过长，这种方法克服了图5所示方法的缺点，能够不受变压器漏感和电路延时影响。如图2所示，它由电流源I₃₁、电阻R₃₁、电压基准源V_REF1、二极管D₃₁和第一比较器303组成，其工作过程如下：在t＝t₁时刻，由于电路延时以及变压器漏感的原因，辅助绕组电压v_sp以一定斜率从零上升到V_DD(如图6(A)所示)，此时整流管Q₂₁体二极管导通，Q₂₁漏极电压下降一个PN结压降，约为0.7V左右，检测电压V_303N电压亦下降一个0.7V左右，此时V_303N<V_REF1，比较器303输出电压V_303O为高电平，使得整流管Q₂₁导通，Q₂₁导通其漏极电压v_d1由高电平又降到零电位，V_303N>V_REF1，第一比较器303输出电压V_303O为低电平，对应各点的波形如图6(B)、(C)、(D)所示，整流管即三极管Q₂₁即可实现零电压导通。 

2.续流管控制电路4工作原理及过程： 

下面介绍一下续流管控制电路4工作原理，其主要功能是实现对续流管Q₂₂零电压开通和零电流关断控制，包括斜坡电压产生器401、伺服电压控制器402、第二比较器403、第三比较器404，第二锁存器405、第三锁存器406，单稳态触发器407、第二驱动电路408、电压基准V_REF2、电流源I₄₁、二极管D₄₁和晶体管Q₄₁。其中斜坡电压产生器具体电路实施图如图7所示，包括单稳态触发器501、锁存器502、电流源I₅₁、I₅₂、开关S₅₁、S5₂和电容C₅₁；当锁存器502置位端S有置位脉冲来开关S₅₁闭合，开关S₅₂断开，电流源I₅₁对电容C₅₁充电，电容C₅₁两端电压V_R线性上升；当锁存器502复位端R有清零脉冲来时开关S₅₁断开、开关S₅₂闭合，电容C₅₁以电流I₅₂放电，电压V_R线性下降。 

其中伺服电压控制器具体电路实施图如图8所示，电压v_sp为高电平时，通过电阻R₆₁使得三极管Q₆₅、三极管Q₆₆在三极管Q₆₄基极产生2×V_be≈1.4V的电压，同时该点位使得三极管Q₆₃饱和导通，电流镜三极管Q₆₉、三极管Q₇₀以及电流镜三极管Q₆₇、三极管Q₆₈开始工作，电容C₆₁开始以电流I_D放电，电流I_D的值为： 

$I_D=\frac{V_{\mathrm{CC}}-V_{\mathrm{be}}-V_{\mathrm{ce}}}{R_{64}}\&ap;\frac{V_{\mathrm{CC}}-1.0}{R_{64}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(5\right)$

其中，V_be约等于0.7V，V_ce约等于0.3V；当v_cr电压低到足以让Q₆₄导通，电流镜三极管Q₆₁、三极管Q₆₂导通，电容C₆₁将通过三极管Q₆₂充电，其充电电流为i_C

$i_C=\frac{v_{\mathrm{cr}}}{R_{62}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(6\right)$

当i_C>I_D伺服电压控制器输出电压V_S升高，当i_C<I_D伺服电压控制器输出电压V_S降低；在v_sp为低电平时，i_C=I_D=0，V_S电压保持不变。因此在一个开关周期内，V_S变化量ΔV_S（正表示 V_S升高，负表示V_S降低）取决于充电电荷多还放电电荷多，即 

$\mathrm{\&Delta;}{V}_S=\frac{1}{C_{61}}\underset{t_1}{\overset{t_4}{\&Integral;}}(i_C-I_D)\mathrm{dt}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(7\right)$

从图2中可以看出，续流管即三极管Q₂₂零电流关断时刻由斜坡发生器输出电压V_R与伺服电压控制器输出电压V_S共同确定，如图9所示，在t＝t₁时刻，同步电压v_sp为高电平（图9(A)），斜坡电压发生器401和伺服电压控制器402被使能，斜坡电压V_R线性升高（图9(B)），当V_R≤V_S，第二比较器403输出（V_406R）为低电平，续流管Q₂₂保持上时刻状态(导通态)，当V_R>V_S，第二比较器403翻转（t＝t₂），V_406R由低电平变为高电平，V_406R为高使得斜坡电压发生器401由充电变为放电（开关S51断开，开关S52闭合），斜坡电压V_S开始线性下降，当V_R<V_S，第二比较器403输出电压V_406R又变为低电平，V_406R电压形成如图9(C)所示的脉冲波形，该脉冲电压使得第三锁存器406复位端R有效，第三锁存器406输出电压为低电平，通过驱动器即单稳态触发器407使续流管Q₂₂关断。V_S不同值将导致续流管Q₂₂在不同时刻“关断”，续流管Q₂₂“关断”时刻随着V_S升高而变长，反之亦然。这种动态调节过程，最终伺服控制器进入充放电平衡，即在一个周期内ΔV_S=0，V_S为某一固定值，由V_S确定的关断时刻即是续流管Q₂₂电流过零，续流管Q₂₂实现零电流关断。需要说明的是，在电路动态调节过程中会出现两种情况：1，续流管“滞后关断”，2，续流管“提前关断”。 

假定续流管恰好在零电流关断的情形，即如图10所示。图10(A)为谐振电感L₂₁的电流i_L21波形，图10(B)为谐振电容C₂₁电压波形，I_L22为输出电感电流。在t₁∽t₂时段，i_L21线性增长；t=t₂时刻，i_L21(t₂)=I_L22，续流管Q₂₂电流为零；在t₂∽t₄时段，漏感L₂₁与谐振电容C₂₁谐振，漏感电流i_L21先增大后减小，谐振电压v_cr逐渐增大，t=t₃时刻，i_L21=I_L22，v_cr达到最大值V_CM，在t=t₄时刻，i_L21=0，v_cr=V_C1；在t₄∽t₅时段，i_L21=0，v_cr线性下降，t=t₅时刻，v_cr=0；在t₅∽T时段，v_cr=0，i_L21=0。根据其工作原理分析，谐振电流和谐振电压可以写成如下表达式： 

$i_{L21}=\left\{\begin{array}{c}\frac{V_S}{L_{21}}(t-t_1),t_1<t\&le;t_2\\ I_{L21}+\frac{V_S}{R_0}\sin {\mathrm{\&omega;}}_0(t-t_2),t_2<t\&le;t_4\\ 0,t_4<t\&le;T\end{array}\right.\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(8\right)$

$v_{\mathrm{cr}}=\left\{\begin{array}{c}0,t_1<t\&le;t_2\\ V_S(1-\cos \frac{(t-t_2)}{\sqrt{L_{21}{C}_{21}}}),t_2<t\&le;t_4\\ V_{C1}-I_{L22}\sqrt{L_{21}/C_{21}}\left(\frac{(t-t_4)}{\sqrt{L_{21}{C}_{21}}}\right),t_4<t\&le;t_5\\ 0,t_5<t\&le;T\end{array}\right.\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(9\right)$

其中 

$\left\{\begin{array}{c}{R}_0=\sqrt{\frac{L_{21}}{C_{21}}}\\ {\mathrm{\&omega;}}_0=\frac{1}{\sqrt{L_{21}{C}_{21}}}\end{array}\right.\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(10\right)$

在t₁∽t₂时段，v_cr≈0（图12(B)），伺服电压控制器充电电流i_C>I_D，V_S电压由V_S1升高到V_SM（如图10(C)）；t=t₂时刻，i_L21(t₂)=I_L22，续流管Q₂₂零电流关断；t₂∽t₄时段，漏感L₂₁与电容C₂₁进行谐振，v_cr电压远大于伺服电压控制器Q₆₄基极电压（1.4V），充电支路反向偏置，充电电流i_C=0，伺服电压控制器仅有放电电流I_D，V_S由V_SM缓慢下降到初始电压V_S1；在t₄∽T期间，同步电压v_sp为低电平，伺服电压控制器使能信号消失，电压V_S保持V_S1值不变直到下一周期开始；如此电路进入稳态平衡，续流管实现零电流关断。 

图11是续流管Q₂₂“滞后关断”条件下的波形图，即三极管Q₂₂关断时刻(t₂′)在其电流过零时刻(t₂)之后。图11(A)为漏感电流i_L21波形，图11(B)续流管Q₂₂漏极电压v_cr波形，图10(C)为伺服电压控制器输出电压V_S波形。同理，在t₁∽t₂′时段，漏感电流i_L21线性上升，在t=t₂时刻，漏感电流i_L21上升到与滤波电感电流I_L22相等，在t₂∽t₂′时段，i_L21继续增大，i_L21>I_L22；在t=t₂′时刻，续流管Q₂₂关断（关断电流为i_L21-I_L22）。在t₁∽t₂′时段，续流管Q₂₂处于导通状态，其漏极电压为 

v_cr(t)＝(i_L21-I_L22)R_on…………………………………………(11) 

由于R_on很小，v_cr值较小(如图10(B))，充电电流i_C也较小，所以伺服电压控制器输出电压V_S缓慢上升(如图11(C))；在t₂′∽t₄时段，漏感与谐振电容进行谐振，同理，v_cr电压远大于伺服控制器中Q64基极电压（1.4V）充电电流i_C=0，仅有放电电流I_D，故V_S下降；通过图8中R₆₂和R₆₄的参数，可以使在t₁∽t₄期间，V_S值由原来初始值V_S1下降到V_S2，这样下一周期将缩短续流管的关断时间t₂′，使得t₂′趋近t₂；在t₄∽T期间，伺服电压控制器输出电压V_S保持不变。 

图12则是续流管Q₂₂“提前关断”条件下的波形图。在t₁∽t₂时段，漏感电流i_L21小于滤波电感电流I_L22，假定t=t₂′时刻，续流管Q₂₂关断，由于i_L21(t₂′)<I_L22（如图12(A)），续流管Q₂₂体二极管导通，其流过电流值为(I_L22-i_L21)；在t₂′∽t₂时段，续流管Q₂₂漏极电压v_cr下降到一个负PN压降，约为-0.7V∽-1.2V，如图12(B)所示；伺服控制器检测到v_cr为负值（约为-0.7V），伺服电压控制器充电电流i_C>>I_D，V_S迅速升高(图12(C))。在t=t₂时刻，漏感₂电流i_L21(t₂′)与滤波电流I_L22相等，此时v_cr≈0；t₂∽t₄时段，同理，伺服电压控制器仅有放电电流I_D，充电电流i_C=0，伺服电压控制器输出电压V_S缓慢下降到V_S2，由于V_S2>V_S1，下一周期将延长续流管的关断时间。 

图13所示的是续流管Q₂₂产生零电压开通信号波形图，其中图13(A)是续流管Q₂₂漏极电压v_cr波形，在t₂∽t₃时段，电压v_cr逐渐升高，当v_cr>V_CC(供电电压)时，图2所示的二极管D₄₁将比较器404与v_cr隔离，比较器正相输入端电压v_cr′被钳位到V_CC；在t₃∽t₅时段，电压v_cr逐渐降低，当v_cr>V_CC(供电电压)时，v_cr′=V_CC，当v_cr<V_CC-0.7V时，v_cr′=v_cr+0.7V，电压v_cr′波形如图12(B)所示。由图2可知，当v_cr′<V_REF2(即v_cr<V_REF2-0.7V)时，比较器404输出电压发生翻转(由低电平变为高电平，如图13(C)所示)，经过上升沿检测电路405，输出如图13(D)所示的窄脉冲波形，该窄脉冲使锁存器406置位，通过驱动器407与续流管Q₂₂栅极相接，续流管Q₂₂实现零电压开通，续流管Q₂₂栅极驱动波形如图13(E)所示。 

这样续流管Q22就实现了零电压开通和零电流关断，减小了开关损耗。需要指出的是，上面描述的过程是非常短暂的。在典型的正激变换器中，t₂－t₁大约为40～100ns，电流下降时间t₄－t₂大约为400～800ns。基于以上发明的开关控制***可以自动补偿由电路延迟，环境或工作条件变化，输入电压或负载变化，不正常工作条件或其他原因带来的续流管关断时刻得变化。因此，变换器效率得以提高，噪声和开关应力得以降低。 

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。 

Claims (10)

1.准谐振变换器同步整流电路，其特征在于：包括功率变压器（1）、次级功率开关电路（2）、整流管控制电路（3）和续流管控制电路（4）；

所述功率变压器（1），用于实现输入/输出电气隔离以及电压/电流变换；

所述次级功率开关电路（2），用于实现电压/电流变换并提供所需电能给负载R_L；

所述整流管控制电路（3），用于通过对功率变压器检测来实现对次级功率开关电路中的整流管零电压开通和零电流关断功能；

所述续流管控制电路（4），用于实现对次级功率开关电路的同步整流管的零电压开通和零电流关断的控制功能。

2.根据权利要求1所述的准谐振变换器同步整流电路，其特征在于：所述功率变压器（1）包括初级绕组L₁₁、次级绕组L₁₂和辅助绕组L₁₃；

所述功率变压器（1）初级绕组L₁₁与输入侧相接，次级绕组L₁₂与次级功率开关电路（2）相接，所述功率变压器（1）辅助绕组L₁₃分别与整流管控制电路（3）和续流管控制电路（4）相接。

3.根据权利要求2所述的准谐振变换器同步整流电路，其特征在于：所述次级功率开关电路（2）包括谐振电感L₂₁、谐振电容C₂₁、滤波电感L₂₂、滤波电容C₂₂、整流管Q₂₁和续流管Q₂₂；

所述谐振电感L₂₁一端与次级绕组L₁₂同名端连接，所述次级绕组L₁₂的另一端与续流管Q₂₂漏极相接，所述续流管Q₂₂源极与“地”电位相接，所述谐振电容C₂₁与续流管Q₂₂漏-源极相并联，所述滤波电感L₂₂一端接续流管漏极，所述滤波电感L₂₂另一端接滤波电容C₂₂一端，所述滤波电容C₂₂另一端接续流管Q₂₂源极，所述整流管Q₂₁漏极接次级绕组异名端，整流管Q₂₁源极与地电位相接；所述滤波电容C₂₂与负载电阻并联。

4.根据权利要求3所述的准谐振变换器同步整流电路，其特征在于：所述整流管控制电路（3）包括脉冲输入端（31）、同步电压检测端（32）、整流管栅极控制端（33）、电流源I₃₁、电阻R₃₁、电压基准V_ref1、二极管D₃₁、第一比较器（303）、或非门G₃₁、第一锁存器（304）、第一驱动电路（305）、第一上升沿-脉冲电路（301）和下降沿-脉冲电路（302）；

所述整流管控制电路（3）的脉冲输入端（31）接功率变压器（1）辅助绕组L₁₃同名端，同步电压检测端（32）接整流管Q₂₁漏极，整流管栅极控制端（33）与整流管Q₂₁栅极相接；

所述第一上升沿-脉冲电路（301）、电流源I₃₁、电阻R₃₁、电压基准V_ref1、二极管D₃₁、第一比较器（303）和或非门G₃₁产生整流管Q₂₁零电压开通信号，所述第一比较器（303）正输入端与电压基准V_ref1相接，所述第一比较器（303）负输入接电阻R₃₁一端，所述电阻R₃₁另一端与地电位相接，所述电流源I₃₁一端接电源，I₃₁₀另一端接第一比较器（303）负输入端，所述二极管D₃₁阳极接第一比较器（303）负输入端，D₃₁阴极接整流管Q₂₁漏极，所述第一比较器（303）输出端与或非门G₃₁输入端相接，所述第一上升沿-脉冲电路（301）输入端与所述辅助绕组L₁₃同名端相接，第一上升沿-脉冲电路（301）输出端与或非门G₃₁另一输入端相接；

所述下降沿-脉冲电路（302）产生整流管Q₂₁零电流关断信号，所述下降沿-脉冲电路（302）输入端与辅助绕组L₁₃同名端相接，下降沿-脉冲电路（302）输出端与第一锁存器（304）复位端相接，或非门G₃₁输出端与第一锁存器（304）置位端相接，所述第一锁存器（304）输出端与第一驱动电路（305）输入端相接，第一驱动电路（305）输出端与整流管Q₂₁栅极相接。

5.根据权利要求4所述的准谐振变换器同步整流电路，其特征在于：所述整流控制电路（3）通过检测功率变压器（1）的辅助绕组L₁₃电压上升沿以及整流管Q₂₁漏极电压来确定整流管Q₂₁零电压导通信号。

6.根据权利要求4所述的准谐振变换器同步整流电路，其特征在于：所述整流控制电路（3）通过对功率变压器（1）辅助绕组L₁₃电压下降沿检测来确定整流管Q₂₁零电流关断信号。

7.根据权利要求3所述的准谐振变换器同步整流电路，其特征在于：所述续流管控制电路（4）包括使能端（41）、零电流检测端（42）、续流管栅极控制端（43）、斜坡电压产生电路（401）、伺服电压控制电路（402）、第二比较器（403）、第三比较器（404）、第二锁存器（405）、第三锁存器（406）、第二上升沿-脉冲电路（407）、第二驱动电路（408）、电压基准V_ref2、电流源I₄₁、二极管D₄₁和晶体管Q₄₁；

所述斜坡电压产生电路（401）、伺服电压控制电路（402）和第二比较器（403）产生续流管Q₂₂零电流关断脉冲信号，所述斜坡电压产生电路（401）第一使能信号端（4011）与伺服电压控制电路（402）第二使能信号端（4021）与辅助绕组L₁₃同名端相接，伺服电压控制电路（402）零电流检测端（4022）接续流管Q₂₂漏极，伺服电压控制电路（402）第二输出端（4023）接第二比较器（403）反相输入端，所述斜坡电压产生电路（401）第一输出端（4013）接第二比较器（403）正相输入端，所述第二比较器（403）输出端与斜坡电压产生电路（401）复位端相接；

所述第二上升沿-脉冲（407）、电流源I₄₁、二极管D₄₁、第三比较器（404）、第二锁存器（405）和晶体管Q₄₁产生续流管Q₂₂零电压开通脉冲信号，所述第二上升沿-脉冲（407）输入端与辅助绕组L₁₃同名端相接，第二上升沿-脉冲（407）输出端接第二锁存器（405）复位端，所述第二锁存器（405）置位端接第三比较器（404）输出端，第三比较器（404）正相输入端接电压基准V_ref2，第三比较器（404）反相输入端接二极管D₄₁阳极和晶体管Q₄₁集电极，所述电流源I₄₁一端接电源，另一端接二极管D₄₁阳极，晶体管Q₄₁发射极与地电位相连。

8.根据权利要求7所述的准谐振变换器同步整流电路，其特征在于：所述斜坡电压产生电路（401）包括使能信号端（4011）、复位端（4012）和斜坡电压输出端（4013）；

当使能信号端（4011）有效时，斜坡电压输出端（4013）输出斜坡电压，当复位信号端（4012）有效，斜坡电压输出端（4013）清零。

9.根据权利要求7所述的准谐振变换器同步整流电路，其特征在于：所述伺服电压控制电路（402）包括第二使能信号端（4021）、零电流信号检测端（4022）和伺服电压输出端（4023）；

所述伺服电压控制电路（402）的第二使能信号端（4021）有效时，如果零电流信号检测端（4022）电压出现负凹陷，伺服电压控制电路（402）对负凹陷电压进行积分，所得积分值放大n倍后作为误差信号加到伺服电压输出端（4023）上作为伺服输出电压；

所述伺服电压控制电路（402）第二使能信号端（4021）有效时，如果零电流信号检测端（4022）的电压为非负值，伺服电压输出端（4023）电压微弱下降。

10.根据权利要求3所述的准谐振变换器同步整流电路，其特征在于：所述谐振电感L₂₁为外置独立电感或变压器（1）的漏感构成；所述谐振电容C₂₁为外置独立电容或包含续流整流管Q₂₂寄生电容构成；所述整流管Q₂₁和续流整流管Q₂₂为MOS管或晶体管并联构成。

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