CN114094854A - 一种电源变换***及其控制芯片和供电控制电路 - Google Patents

一种电源变换***及其控制芯片和供电控制电路 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种电源变换***及其供电控制电路和控制芯片。供电控制电路用于为控制驱动电路供电，控制驱动电路用于控制电源变换***的功率器件，供电控制电路通过耦接电源变换***的辅助绕组获得供电输入电压，供电控制电路包括开关电路和线性电路，开关电路的输出端和线性电路的输出端复合并提供供电电压，用于为控制驱动电路供电。本发明提出的电源变换***及其控制芯片和供电控制电路，可以在拓展输出电压的输出范围的同时具有可靠的供电和较低的待机损耗，具有较高的功率密度和电源效率。

Description

一种电源变换***及其控制芯片和供电控制电路
技术领域
本发明涉及电子领域，具体但不限于涉及一种电源变换***及其控制芯片和供电控制电路。
背景技术
电源变换器是电子***中必不可少的组件。众所周知，电源变换器包括线形变换器和开关电源变换器两种主要类型，在转换方式上又可以分为隔离式和非隔离式两种类型。在开关电源场合，广泛适用的是隔离式变换器，因为隔离式开关电源变换器可以保护负载免受输入母线的高压冲击和损坏，在电信无线网络、汽车和医疗设备中具备广泛的应用。在隔离式变换器各种拓扑中，由于反激变换器(Flyback Converter)拓扑无需输出滤波电感，电路结构简单、输出隔离、成本低，在终端设备的应用中占有很高的比例。隔离式电源变换***由于上述优点被用于USB-PD快充协议的电源适配器中。
图1显示了应用在中小功率适配器场合的隔离式反激变换器示意图，该架构采用次级反馈SSR(Secondary Side Regulation)控制，是目前中小功率适配器的主流控制架构。图1显示了一个广泛应用的反激变换式电源变换***，用于交流(AC)转直流(DC)。该***包括：全桥整流，功率控制器，变压器，一次侧功率MOS开关和电流检测电阻，次级整流滤波，以及隔离反馈补偿网络。功率控制器用于控制驱动电源变换***的功率器件MOS，从而调节输出电压Vout。反激变换***在启动阶段，一般是通过启动电阻Rst(如图1所示)或者芯片内置的高压启动结型场效应管(JFET)管从母线取电，用于为功率控制器中的电路供电。启动结束后，由辅助绕组La(如图1所示)给功率控制器芯片持续供电。但是辅助绕组La的电压受限于输出电压Vout的变化，导致反激变换***的供电电压VDD也是变化的，约等于(Na/Ns)*Vout，其中Na为辅助绕组匝数，Ns为次级绕组匝数。
然而，在PD快充场合，由电源变换***提供的负载需要的输出电压Vout具有很大的变化范围，比如对于PD3.0，输出电压Vout从3V到21V变化，这样要求供电电压VDD的工作范围变化也大。例如，当供电电压VDD最小工作电压为10V，意味着供电电压VDD即使在输出电压Vout很低的时候如电压为3V时也需要提供10V的供电电压，相应地，当输出电压Vout为21V时，供电电压VDD可能会高达70V，但高的供电电压意味着对供电电压引脚VDD的耐压要求高，同时当供电电压VDD为高电压时，芯片内部的供电控制电路的损耗也大，带来的发热是个较大的问题。另外，在很多场合，比如氮化镓驱动，需要供电电压为一个变化范围很小或固定的值，不随辅助绕组电压变化而变化。
有鉴于此，希望提供一种新的对电源变换***控制芯片内部供电的供电控制电路，以期能适应PD快充场合较大的输出电压Vout变化范围。
发明内容
至少针对背景技术中的一个或多个问题，本发明提出了一种电源变换***及其控制芯片和供电控制电路。
根据本发明的一个方面，一种用于电源变换***的控制芯片具有第一管脚和第二管脚，其中第一管脚对外用于耦接电感的第一端，电感的第二端用于耦接第一电容并通过二极管耦接辅助绕组，第二管脚用于耦接第二电容，控制芯片包括：开关电路，包括开关，开关的第一端耦接第一管脚，开关的第二端耦接整流管的第一端，整流管的第二端耦接第二管脚；线性电路，包括线性器件，线性器件的第一端耦接第一管脚，线性器件的第二端耦接第二管脚；选择控制电路，基于电感第二端的电压或第二管脚的电压控制使能开关电路或线性电路；以及控制驱动电路，控制驱动电路具有供电端和信号输出端，其中供电端耦接第二管脚，信号输出端用于驱动电源变换***的功率器件。
在一个实施例中，电感、开关和整流管组成升压电路，升压电路的占空比为预设固定。
在一个实施例中，控制芯片进一步具有第三管脚，用于对外耦接功率器件的控制端，其中信号输出端耦接第三管脚。
根据本发明的另一个方面，一种用于电源变换***的控制芯片具有第一管脚和第二管脚，其中第一管脚对外用于耦接第一电容并通过二极管耦接辅助绕组，第二管脚用于耦接第二电容，控制芯片包括：开关电路，包括电感和开关，电感的第一端耦接开关的第一端，电感的第二端耦接第一管脚，开关的第二端耦接整流管的第一端，整流管的第二端耦接第二管脚；线性电路，包括线性器件，线性器件的第一端耦接第一管脚或电感的第一端，线性器件的第二端耦接第二管脚；选择控制电路，基于电感第二端的电压控制使能开关电路或线性电路；以及控制驱动电路，控制驱动电路具有供电端和信号输出端，其中供电端耦接第二管脚，信号输出端用于驱动电源变换电路的功率器件。
根据本发明的又一个方面，提出了一种用于电源变换***的供电控制电路，供电控制电路用于为控制驱动电路供电，控制驱动电路用于控制电源变换***的功率器件，供电控制电路通过耦接电源变换***的辅助绕组获得供电输入电压，供电控制电路包括开关电路和线性电路，开关电路的输出端和线性电路的输出端复合并提供供电电压，用于为控制驱动电路供电。
在一个实施例中，供电控制电路进一步包括选择控制电路，选择控制电路基于供电输入电压选择性在开关电路和线性电路之间切换，用于使能开关电路或线性电路。
在一个实施例中，开关电路为升压电路，升压电路包括电感、开关和整流管，其中电感的第一端耦接开关的第一端和整流管的第一端，电感的第二端通过二极管耦接辅助绕组，开关的第二端接地，整流管的第二端为开关电路的输出端，当供电输入电压低于预设阈值时，选择控制电路使能升压电路，开关和整流管交替导通，线性电路中的线性器件关断；当供电输入电压高于预设阈值时，选择控制电路使能线性电路，升压电路停止工作，线性器件导通。
在一个实施例中，升压电路工作在固定占空比。
在一个实施例中，选择控制电路基于供电电压VDD计算获得供电输入电压Vin，Vin＝VDD*Doff，其中Doff为升压电路的占空比，选择控制电路基于计算获得的供电输入电压选择性在升压电路和线性电路之间切换，用于使能升压电路或线性电路。
在一个实施例中，选择控制电路包括：电压检测电路，用于检测供电电压，提供电压检测信号；计算电路，接收电压检测信号和占空比信号，计算表征供电输入电压的计算信号；比较电路，比较计算信号和阈值信号；以及切换控制电路，基于比较电路的比较结果使能开关电路或线性电路。
在一个实施例中，开关电路中的整流管和线性电路的线性器件复用同一个开关器件，根据供电输入电压选择性控制开关器件工作在开关状态或线性状态。
根据本发明的再一个方面，提出了一种电源变换***，包括如上任一实施例的控制芯片或供电控制电路。
在一个实施例中，上述电源变换***用于PD快充协议的电源适配器中。
本发明提出的电源变换***及其控制芯片和供电控制电路，可以在拓展输出电压的输出范围的同时具有可靠的供电和较低的待机损耗，具有较高的功率密度和电源效率。
附图说明
附图用来提供对本发明的进一步理解，与说明描述一起用于解释本发明的实施例，并不构成对本发明的限制。
图1示出了隔离式反激变换器示意图；
图2示出了根据本发明一实施例的电源变换***示意图；
图3示出了根据本发明一实施例的用于电源变换***的控制芯片示意图；
图4示出了根据本发明一实施例的供电控制电路示意图；
图5示出了根据本发明一实施例的线性电路实施例；
图6示出了根据本发明一实施例的控制芯片示意图；
图7示出了根据本发明一实施例的供电控制电路示意图。
具体实施方式
为了进一步理解本发明，下面结合实施例对本发明优选实施方案进行描述，但是应当理解，这些描述只是为进一步说明本发明的特征和优点，而不是对本发明权利要求的限制。
该部分的描述只针对几个典型的实施例，本发明并不仅局限于实施例描述的范围。不同实施例的组合、不同实施例中的一些技术特征进行相互替换，相同或相近的现有技术手段与实施例中的一些技术特征进行相互替换也在本发明描述和保护的范围内。
说明书中的“耦接”或“连接”既包含直接连接，也包含间接连接。间接连接为通过中间媒介进行的连接，如通过电传导媒介如导体的连接，其中电传导媒介可含有寄生电感或寄生电容，也可通过说明书中实施例所描述的中间电路或部件的连接；间接连接还可包括可实现相同或相似功能的基础上通过其他有源器件或无源器件的连接，如通过开关、信号放大电路、跟随电路等电路或部件的连接。“多个”或“多”表示两个或两个以上。
图2示出了根据本发明一实施例的电源变换***示意图。在图示的实施例中，电源变换***为隔离反激式电源变换***，包括原边电路和副边电路，通过变压器隔离，其中原边电路具有原边绕组Lp和功率器件Q1。功率器件Q1可以为任何适用的功率器件，用于执行开关动作或经控制导通程度调节电源变换***的输出电压Vout。在一个实施例中，功率器件Q1包括金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)。在另一个实施例中，功率器件Q1包括功率三极管。在一个实施例中，功率器件Q1包括氮化镓(GaN)功率管。副边电路具有副边绕组Ls和整流管Do。基于对功率器件Q1的控制，电源变换***将输入原边电路的输入母线电压Vbus转换成副边电路输出端的输出电压Vout，用于驱动负载。在一个实施例中，输出电压Vout为满足USB-PD快充协议的电压源，该电源变换***用于PD快充电源适配器中。电源变换***进一步包括辅助绕组La、第一电容C1、第二电容C2、二极管D1、用于控制功率器件Q1的控制驱动电路22和为控制驱动电路22供电的供电控制电路21。供电控制电路21通过耦接辅助绕组La获得供电输入电压Vin。其中辅助绕组La的第一端和第一二极管D1的阳极耦接，辅助绕组La的第二端接地GND，二极管D1的阴极耦接供电控制电路21的供电输入端和第一电容C1的第一端，第一电容C1的第二端接地GND。第一电容C1上的电压Vin为辅助绕组La提供的供电输入电压，用于向供电控制电路21提供电压源。电压Vin还可用于输入控制驱动电路22用于作为控制用的反馈信号。第二电容C2一端耦接供电控制电路21的输出端，另一端接地，第二电容C2用于提供供电电压VDD。
供电控制电路21包括开关电路211和线性电路212。其中开关电路211包括开关K和电感L1。优选地，开关电路211包括升压(Boost)电路，包括通过二极管D1耦接辅助绕组La的电感L1，耦接电感L1第一端的开关K，以及耦接电感L1第一端与开关K的整流管，整流管的另一端作为开关电路211的输出端。在其他的实施例中，开关电路211也可以包括升降压(Buck-boost)电路或其他类型的开关电路。线性电路212包括线性器件，其中线性器件的第一端也通过二极管D1耦接辅助绕组La。开关电路211的输出端和线性电路212的输出端复合用于提供供电电压VDD。开关电路211的输出端可以直接和线性电路212的输出端耦接在第二电容C2第一端处用于提供供电电压VDD。开关电路211的输出端和线性电路212的输出端也可以各自耦接至复合电路并通过复合电路的输出端提供供电电压VDD。在一个实施例中，复合电路包括两个开关管，其中两个开关管的输入端分别耦接线性电路的输出端和开关电路的输出端，两个开关管的输出端耦接供电控制电路的输出端，两个开关管的控制端分别耦接选择控制电路的输出端。当输出电压Vout较低时，供电输入电压Vin也较低，此时选择开关升压电路211工作，用于使供电电压VDD高于供电输入电压Vin，升压后对控制驱动电路22进行供电。当输出电压Vout较高时，供电输入电压Vin也较高，此时选择使能线性电路212，用于使供电电压VDD低于供电输入电压Vin，降压后对控制驱动电路22进行供电。这样，无论输出电压Vout如何变化，供电电压VDD可以被限制在一个合理的范围，可以拓展输出电压Vout的输出范围。
在一个实施例中，供电控制电路21和控制驱动电路22制作在一个控制芯片20中，控制芯片20作为一个电子封装体，通过封装工艺进行集成。在另一个实施例中，电感L1作为***电路制作在控制芯片外，供电控制电路21的其他部件和控制驱动电路22制作在同一控制芯片中。在一个实施例中，功率器件Q1也集成在控制芯片中。
控制驱动电路22由供电控制电路21提供的供电电压VDD进行供电。控制驱动电路22输出控制驱动信号GATE用于控制功率器件Q1，从而调节电源变换***的输出电压Vout。
图示的电源变换***为反激式电压变换器结构，在其他的实施例中，电源变换***也可以采用其他拓扑，如正激式电压变换器，Buck型电压变换器等，例如辅助绕组通过变压器和Buck电路的电感耦合来获取辅助电压源等。
图3示出了根据本发明一实施例的用于电源变换***的控制芯片30示意图。控制芯片30对外耦接电感L1，并通过电感L1耦接第一电容C1、二极管D1和辅助绕组La。辅助绕组La通过二极管D1整流和电容C1滤波后提供供电输入电压Vin，进一步通过电感L1耦接到芯片30的SW端口。控制芯片30包括供电控制电路31和控制驱动电路32，辅助绕组La向供电控制电路31供电，并由供电控制电路31基于供电输入电压Vin产生供电电压VDD用于为控制驱动电路32供电。供电控制电路31包括升压电路311、线性电路(LDO)312和选择控制电路313，其中选择控制电路313根据供电输入电压Vin选择升压电路311和线性电路312中的其中一种电路工作，即由供电输入电压Vin来决定供电电压VDD处于升压控制供电模式还是线性电路供电模式。芯片30通过外部电感L1对供电电压VDD进行开关式升压控制供电和线性电路供电的联合供电控制。在图示的实施例中，升压电路311采用固定占空比Doff工作，选择控制电路313通过检测供电电压VDD，并基于供电电压VDD计算供电输入电压Vin，其中Vin＝VDD*Doff，再根据计算得到的供电输入电压Vin使能升压电路311或线性电路312。在一个实施例中，升压电路的占空比预设固定，其值遵循预设的曲线方式，在供电输入电压Vin和供电电压VDD之间具有确定的函数关系，该函数关系可为非线性关系。在线性电路工作状态下，选择控制电路313可在供电电压VDD小于一预设阈值时切换至升压模式，由升压电路311工作。在另一个实施例中，选择控制电路313直接获取供电输入电压Vin的值，基于直接检测到的供电输入电压Vin选择升压电路311和线性电路312中的其中一种电路工作，实现对开关电路311和线性电路312的切换控制。通过预设占空比的方式或直接检测获取辅助绕组La整流滤波后的供电输入电压Vin，用于有效控制升压模式的工作范围，可以保证在空载等辅助绕组La提供的供电输入电压Vin较低的情况下仍能正常工作，且电路控制简单，从而降低了待机损耗。控制驱动电路32具有供电端和信号输出端，其中供电端耦接供电控制电路31的输出端和管脚VDD，实现供电控制电路31对控制驱动电路32的供电。信号输出端提供输出驱动信号GATE。具体地，控制驱动电路32包括用于生成脉冲宽度调制信号PWM的控制电路和放大PWM信号用于输出驱动信号GATE以驱动功率器件的驱动电路。控制电路和驱动电路由供电控制电路31提供的供电电压VDD进行供电。通过在不同的供电输入电压Vin下选择开关电路311或线性电路312进行工作，供电电压VDD可以在较宽的供电输入电压Vin范围下被限制在合理的范围，以对控制驱动电路32提供合适的供电电压VDD，实现对功率器件的有效驱动，用于实现电源变换***较宽范围的输出电压调节。同时，控制芯片30外部的***元件较少，控制芯片电路简单，待机损耗较低，具有较高的功率密度和电源效率。
在图示的实施例中，控制芯片30具有第一管脚SW，第二管脚VDD，第三管脚GATE和接地管脚GND。当然控制芯片30还可具有其他的管脚，例如用于接收电流反馈信号或其他反馈信号的反馈管脚等。其中第一管脚SW对外耦接电感L1的第一端，电感L1的第二端耦接电容C1的第一端和二极管D1的阴极。二极管D1的阳极耦接辅助绕组La的第一端。辅助绕组La的第二端和电容C1的第二端接地GND。第一管脚SW对内耦接供电控制电路31。当然，电感L1也可作为供电控制电路的一部分，也可作为供电控制电路中开关电路311的一部分。第一管脚SW用于接收来自辅助绕组La的供电输入电压源。第二管脚VDD对外耦接第二电容C2，对内耦接供电控制电路31的输出端用于为控制驱动电路提供供电电压。第三管脚GATE用于驱动功率器件。在一个实施例中，控制芯片30制作在一个电子封装体中，电子封装体内部可具有一或多个晶片。在另一个实施例中，控制芯片30制作在一个半导体基底上。
在另一个实施例中，功率器件也可集成在控制芯片30内部。
图4示出了根据本发明一实施例的供电控制电路示意图。供电控制电路包括开关电路41和线性电路42，其中开关电路41包括开关K和整流开关T1，和电感L1一起组成升压电路。开关K和整流管T1可以采用MOSFET或者三极管等器件。整流管T1也可以采用二极管来代替。其中电感L1的第一端耦接开关K的第一端和整流开关T1的第一端，电感L1的第二端通过二极管D1耦接辅助绕组La，开关K的第二端接地GND，整流开关T1的第二端作为开关电路41的输出端。当K导通时，电感L1的第一端SW被拉到地，电感L1充电，当K关断后，整流管T1导通，电感L1给第二电容C2充电，假定升压电路控制工作在连续电流模式(CCM)或者临界导通模式(BCM)以上，则有：
Vin*Ton/L＝(VDD-Vin)*Toff/L
化简后有：Vin＝(1-Don)*VDD＝Doff*VDD
其中L为外部电感L1的感量，Ton和Toff分别为升压控制的开关K的导通和关断时间。Doff为升压开关关断时间OFF的占空比。在一个优选的实施例中，Doff为固定值。通过检测供电电压VDD可以获得Vin的值。通过设置固定的占空比，开关电路无需反馈及补偿回路，大大简化了***控制，能降低待机功耗。
线性电路42包括线性器件T3，线性器件T3也可以采用MOSFET或者三极管等器件，工作在线性区。在图示的实施例中，线性器件T3的第一端耦接节点SW，即电感L1的第一端，线性器件T3的第二端作为线性电路42的输出端和开关电路41的输出端耦接在一起，并共同耦接第二电容C2的第一端用于为控制驱动电路提供供电电压VDD。当选择控制电路使能线性电路42、同时使开关电路41不工作时，电感L1可视为导线，用于将辅助绕组La传递的经整流滤波的供电输入电压Vin传递给线性电路42，经线性电路42转化后，在第二电容C2第一端提供供电电压VDD。
供电控制电路进一步包括电压检测电路43、计算电路44、比较电路45和切换控制电路46。其中电压检测电路43包括由电阻R1和R2组成的电压分压电路，电压检测电路提供表征供电电压VDD的电压检测信号。计算电路44接收电压检测信号和占空比信号Doff，基于占空比Doff和电压检测信号计算得到表征供电输入电压Vin的计算信号V1。比较电路45将计算得到的计算信号V1和阈值信号Vref1进行比较，根据比较结果控制切换控制电路46，使能开关电路41或线性电路42。当计算出供电输入电压Vin低于某个值时，计算信号V1低于阈值信号Vref1，选择控制电路使能升压电路，用于控制开关K和整流管T1工作在交替开关状态。使供电电压提升至大于供电输入电压Vin。当计算出Vin高于某个值时，计算信号V1高于阈值信号Vref1，切换到LDO供电模式，使能线性电路，使线性控制电路47工作，升压电路停止工作，线性器件导通。线性控制电路47可为闭环负反馈控制电路，包括分压电阻R3和R4，以及误差放大器EA，误差放大器EA用于将VDD的分压电压与参考信号Vref2进行误差放大。在另一个实施例中，线性电路42也可采用如图5所示的稳压管钳压的控制方式。
通过这种控制，可以有效的控制供电电压的范围，从而降低了空载时的待机损耗，同时拓展了电源变换***输出电压的范围。
图5示出了根据本发明一实施例的线性电路实施例。该线性电路中的线性器件采用三极管，并采用稳压管来实现供电电压VDD的控制。
图6示出了根据本发明一实施例的控制芯片60示意图。在这个实施例中，耦接二极管D1阴极和第一电容C1的电感L1制作在控制芯片60内部。与图3的实施例相比，控制芯片60的第一管脚Vin直接耦接二极管D1的阴极。电感L1与供电控制电路其他部件的连接方式可以为图4的连接方式，其中电感L1的第一端耦接开关K的第一端和线性器件T2的第一端，电感L1的第二端对外耦接二极管D1的阴极。在另一个实施例中，电感L1的第一端耦接开关K的第一端，电感L1的第二端对外耦接二极管D1的阴极，对内耦接线性器件的第一端。通过将电感L1内置在控制芯片60内部，除了可以在满足大范围输出电压的情况下提供合理的供电电压，降低***功耗，同时也使电源变换***减少了***器件，减小了***体积，提高了***集成度。
图7示出了根据本发明一实施例的供电控制电路70示意图。在这个实施例中，供电控制电路70的开关电路和线性电路共用一个开关器件T3，使得选择控制电路71在检测到供电输入电压Vin较低时(第一时间阶段)，开关使能信号EN1有效，通过开关信号CT1控制开关K和整流管T3，开关器件T3工作在开关状态，开关K和开关器件T3交替导通，电感L1、开关K和开关器件T3构成升压电路，用于使供电电压VDD高于供电输入电压Vin。开关信号CT1可以为正负电平交替的方波信号。当选择控制电路71在检测到供电输入电压Vin较高时(第二时间阶段)，第二使能信号EN2有效，控制信号CT2控制开关器件T3工作在线性状态，开关K关断，电感L1退化成导线的作用，通过控制线性器件T3的导通程度，供电电压VDD低于供电输入电压Vin。CT2可以为图4中线性控制电路47提供的信号。这样，在较大的输出电压范围中供电电压VDD输出范围受限，控制芯片中的控制驱动电路既能在电源变换***高输出电压时免受较高的供电电压供电而使损耗较低，提高了电源变换***的效率，同时在低输出电压时具有足够的供电电压实现驱动。
这里本发明的描述和应用是说明性的，并非想将本发明的范围限制在上述实施例中。说明书中所涉及的效果或优点等相关描述可因具体条件参数的不确定或其它因素影响而可能在实际实验例中不能体现，效果或优点等相关描述不用于对发明范围进行限制。这里所披露的实施例的变形和改变是可能的，对于那些本领域的普通技术人员来说实施例的替换和等效的各种部件是公知的。本领域技术人员应该清楚的是，在不脱离本发明的精神或本质特征的情况下，本发明可以以其它形式、结构、布置、比例，以及用其它组件、材料和部件来实现。在不脱离本发明范围和精神的情况下，可以对这里所披露的实施例进行其它变形和改变。

Claims (15)

1.一种用于电源变换***的控制芯片，具有第一管脚和第二管脚，其中第一管脚对外用于耦接电感的第一端，电感的第二端用于耦接第一电容并通过二极管耦接辅助绕组，第二管脚用于耦接第二电容，控制芯片包括：
开关电路，包括开关和整流管，开关的第一端耦接第一管脚，开关的第二端耦接整流管的第一端，整流管的第二端耦接第二管脚；
线性电路，包括线性器件，线性器件的第一端耦接第一管脚，线性器件的第二端耦接第二管脚；
选择控制电路，基于电感第二端的电压或第二管脚的电压控制使能开关电路或线性电路；以及
控制驱动电路，控制驱动电路具有供电端和信号输出端，其中供电端耦接第二管脚，信号输出端用于驱动电源变换***的功率器件。
2.如权利要求1所述的控制芯片，其中电感、开关和整流管组成升压电路，升压电路的占空比为预设固定。
3.如权利要求1所述的控制芯片，进一步具有第三管脚，用于对外耦接功率器件的控制端，其中控制驱动电路的信号输出端耦接第三管脚。
4.一种用于电源变换***的控制芯片，具有第一管脚和第二管脚，其中第一管脚对外用于耦接第一电容并通过二极管耦接辅助绕组，第二管脚用于耦接第二电容，控制芯片包括：
开关电路，包括电感、开关和整流管，电感的第一端耦接开关的第一端，电感的第二端耦接第一管脚，开关的第二端耦接整流管的第一端，整流管的第二端耦接第二管脚；
线性电路，包括线性器件，线性器件的第一端耦接第一管脚或电感的第一端，线性器件的第二端耦接第二管脚；
选择控制电路，基于电感第二端的电压控制使能开关电路或线性电路；以及
控制驱动电路，具有供电端和信号输出端，其中控制驱动电路的供电端耦接第二管脚，控制驱动电路的信号输出端用于驱动电源变换电路的功率器件。
5.如权利要求1-4任一项所述的控制芯片，其中整流管和线性器件共用同一个开关器件，在第一时间阶段，选择控制电路使能开关电路，开关器件工作在开关状态，开关和开关器件交替导通，电感、开关和开关器件构成升压电路；在第二时间阶段，选择控制电路使能线性电路，开关器件工作在线性状态，开关关断。
6.一种电源变换***，包括如权利要求1-4任一项所述的控制芯片。
7.一种用于电源变换***的供电控制电路，其中供电控制电路用于为控制驱动电路供电，控制驱动电路用于控制电源变换***的功率器件，供电控制电路通过耦接电源变换***的辅助绕组获得供电输入电压，供电控制电路包括开关电路和线性电路，开关电路的输出端和线性电路的输出端复合并提供供电电压，用于为控制驱动电路供电。
8.如权利要求7所述的供电控制电路，进一步包括选择控制电路，选择控制电路基于供电输入电压选择性在开关电路和线性电路之间切换，用于使能开关电路或线性电路。
9.如权利要求7所述的供电控制电路，其中开关电路为升压电路，升压电路包括电感、开关和整流管，其中电感的第一端耦接开关的第一端和整流管的第一端，电感的第二端通过二极管耦接辅助绕组，开关的第二端接地，整流管的第二端为开关电路的输出端，当供电输入电压低于预设阈值时，选择控制电路使能升压电路，开关和整流管交替导通，线性电路中的线性器件关断；当供电输入电压高于预设阈值时，选择控制电路使能线性电路，升压电路停止工作，线性器件导通。
10.如权利要求9所述的供电控制电路，其中升压电路工作在固定占空比。
11.如权利要求10所述的供电控制电路，其中选择控制电路基于供电电压VDD计算获得供电输入电压Vin，Vin＝VDD*Doff，其中Doff为升压电路的占空比,选择控制电路基于计算获得的供电输入电压选择性在升压电路和线性电路之间切换，用于使能升压电路或线性电路。
12.如权利要求8所述的供电控制电路，其中选择控制电路包括：
电压检测电路，用于检测供电电压，提供电压检测信号；
计算电路，接收电压检测信号和占空比信号，计算表征供电输入电压的计算信号；
比较电路，比较计算信号和阈值信号；以及
切换控制电路，基于比较电路的比较结果使能开关电路或线性电路。
13.如权利要求7所述的供电控制电路，其中开关电路中的整流管和线性电路的线性器件复用同一个开关器件，根据供电输入电压选择性控制开关器件工作在开关状态或线性状态。
14.一种电源变换***，包括如权利要求7-13任一项所述的供电控制电路、功率器件和辅助绕组。
15.如权利要求14所述的电源变换***，用于PD快充协议的电源适配器中。
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