CN103856061A - 输入串联输出并联移相全桥变换器的全范围软开关方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种输入串联输出并联移相全桥变换器的全范围软开关方法，属于隔离型直流直流变换器技术领域。本发明方法通过在第一移相全桥变换模块的超前桥臂上管和下管的中点以及第二移相全桥变换模块滞后桥臂上管和下管的中点之间接入一个串联LC网络，在第一移相全桥变换模块滞后桥臂上管和下管的中点以及第二移相全桥变换模块的滞后桥臂上管和下管的中点之间接入另一个串联LC网络，实现各个MOSFET的零电压开通；能自动适应不同的输入电压、输出电压和负载。根据本发明能实现移相全桥变换器的全范围软开关，提高整个变换器的效率；适用于高压输入到低压输出的变换场合，且满足宽输入电压范围、宽输出电压范围、宽负载变化。

Description

输入串联输出并联移相全桥变换器的全范围软开关方法

技术领域

本发明涉及一种输入串联输出并联移相全桥变换器的全范围软开关方法，属于隔离型直流直流（DC-DC）变换器技术领域。

背景技术

高压输入低压输出在工业中广泛应用。为了克服器件选型的限制，解决高压输入低压输出的方案大致分为：（1）器件串联；（2）多电平技术；（3）变换器串联拓扑。器件串联技术由于拓扑简单，被ABB应用在高压直流输电中。为了实现各个器件电压的均分，仍然对控制***的设计提出了很大的考验。多电平技术可以适应高压输入的场合，但是实际应用中仍以三点平和五电平应用为主。随着电平数的增加，控制策略的复杂性急剧增加，使其可靠性降低。由于前两种技术的复杂性，使得变换器输入串联技术得到人们的重视。变换器输入串联技术使得各个变换器承担一部分输入电压。2006年在IEEETransactiononIndustryApplication【工业应用期刊】发表了“Common-Duty-Ratio Control of Input-Series Connected ModularDC-DC Converters With Active Input Voltage and Load-Current Sharing”一文，采用公用占空比实现输入串联输出并联变换器的稳定运行。2009年在IEEETransaction on Industrial Electronics【工业电子】发表了“Control Strategy for Input-Series–Output-Parallel Converters”，采用了主动均压的控制策略实现输入串联输出并联移相全桥DC-DC变换器功率的均分。输入串连输出并联变换器的研究已经非常广泛，但大多局限于对控制策略的研究，很少对输入串联输出并联变换器的软开关技术进行研究。

发明内容

本发明的目的是为解决在输入串联输出并联的移相全桥变换器中滞后桥臂在轻载时不易实现零电压开通（ZVS）的问题，提出了一种应用在高压场合下，输入串联输出并联的移相全桥变换器实现全范围软开软的通用方法。

所述全范围是指移相全桥变换器的输入电压、输出电压和负载均能发生变化，并在变化范围内实现超前桥臂和滞后桥臂开关管的零电压开通（Zerovoltageswitching,ZVS）。

输入串联输出并联移相全桥变换器的全范围软开关方法，具体包括如下步骤：

步骤一，在包括第一移相全桥变换模块和第二移相全桥变换模块的移相全桥变换器中，两个模块输入电压串联，输出电压并联。

第一移相全桥变换模块和第二移相全桥变换模块包括八支开关管，分别为第一移相全桥变换模块的滞后桥臂上管、下管，第一移相全桥变换模块的超前桥臂上管、下管，第二移相全桥变换模块的滞后桥臂上管、下管，第二移相全桥变换模块的超前桥臂上管、下管。

找第一移相全桥变换模块的超前桥臂上管和下管连接的中点。

步骤二，找到第二移相全桥变换模块的滞后桥臂上管和下管连接的中点。第二移相全桥变换模块所包含的隔离变压器的变比与第一移相全桥变换模块的相同。

步骤三，在步骤一得到的第一移相全桥变换模块的超前桥臂上管和下管的中点和步骤二得到的第二移相全桥变换模块滞后桥臂上管和下管的中点之间接入一个串联LC网络，所述串联LC网络由一个电感和一个电容串联而成，电感和电容的位置能互换。

步骤四，找到第一移相全桥变换模块滞后桥臂上管和下管连接的中点。

步骤五，找到第二移相全桥变换模块超前桥臂上管和下管连接的中点。

步骤六，在步骤四得到的第一移相全桥变换模块滞后桥臂上管和下管的中点和步骤五得到第二移相全桥变换模块的滞后桥臂上管和下管的中点之间接入另一个串联LC网络，此LC网络的电感的感值和电容的容值与步骤三中的LC网络的电感的感值和电容的容值相同。

加入两个串联LC网络后，第一移相全桥变换模块和第二移相全桥变换模块的八支开关管满足以下时序逻辑：

第一移相全桥变换模块的超前桥臂上管和第二移相全桥变换模块超前桥臂下管的门级驱动信号相同；第一移相全桥变换模块的超前桥臂下管和第二移相全桥变换模块超前桥臂上管的门级驱动信号相同；上述两组驱动信号定义为超前桥臂驱动信号，分别为占空比为0.5的脉冲宽度调制（PWM）信号，且互补，两组驱动信号之间存在死区。

第一移相全桥变换模块的滞后桥臂上管和第二移相全桥变换模块滞后桥臂的下管的门级驱动信号相同；第一移相全桥变换模块的滞后桥臂的下管和第二移相全桥变换模块滞后桥臂的上管的门级驱动信号相同；上述两组驱动信号定义为滞后桥臂驱动信号，也分别为占空比为0.5的PWM信号，且互补，两组驱动信号之间存在死区。

步骤七，定义第一移相全桥变换模块超前桥臂上管驱动信号的上升沿到第一移相全桥变换模块滞后桥臂下管驱动信号的上升沿之间的时间为移相角的大小。通过调节移相角大小，控制移相全桥变换器的输出电压：

移相角的大小决定了两个串联LC网络两端电压的作用时间以及两个LC网络中电流幅值的大小。移相角增大，输出电压减小，并且串联LC网络中的电流幅值增大；反之，移相角减小，输出电压增大，串联LC网络中的电流幅值减小。

当输出为恒定电压时，输入电压升高导致移相角增大，从而串联LC网络中的电流幅值增大，实现各个MOSFET的零电压开通（ZVS）。当输出电压恒定且负载减小时，移相角增大，此时LC网络中的电流幅值增大，实现MOSFET的零电压开通（ZVS）。移相全桥轻载时，也能实现ZVS。在输出电压变化且输出电阻恒定的情况，当输出电压大时，移相角减小，串联LC网络中的电流减小，此时变换器通过变压器漏感电流实现MOSFET的零电压开通（ZVS）。随着输出电压减小，输出功率也减小，移相角增大，串联LC网络的电流幅值增大，此时MOSFET的软开关通过LC网络中的电流来实现。

有益效果

本发明方法可以自动适应不同的输入电压、输出电压和负载。根据本发明方法得到的移相全桥变换器能实现全范围软开关，从而可以提高整个变换器的效率。适用于高压输入到低压输出的变换场合，并且可以满足宽输入电压范围、宽输出电压范围、宽负载变化的情况。

附图说明

图1为具体实施方式中加入两个LC网络的输入串联输出并联移相全桥变换器拓扑结构图；

图2为具体实施方式中驱动信号、变压器输出电压和电流波形、LC网络两端电压和电流的典型波形，其中(a)在输出电压大或输入电压小，且负载功率大的情况下，移相角为小的电压和电流波形，(b)在输出电压小或输入电压大，且输出功率小的情况下，移相角为大的电压和电流波形。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明进行进一步说明。

根据发明内容的方法流程，本具体实施方式提出一种输入串联输出并联移相全桥变换器，包括八个相同的MOSFET（金属氧化物半导体场效应管）Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、Q₅、Q₆、Q₇、Q₈，两个相同的LC网络（L_r1和C_r1、L_r2和C_r2）、两个相同的输入电容C_d1和C_d2、两个变压器T_r1和T_r2，两个输出滤波电感L_f1和L_f2、滤波电容C_o和四个整流二极管D₁、D₂、D₃、D₄。

LC网络包括一个电感和一个电阻，串联而成。Q₁-Q₈为开关管。两个输入电容C_d1和C_d2起分压的作用。变压器副边为整流电路（为变压器带中点抽头的全波整流，或者为一个绕组的全桥整流）。

上述组成部分的连接关系为：两个输入电容C_d1和C_d2串联后与输入电压并联。每个电容承受的电压相当于输入电压的1/2。C_d1与第一移相全桥变换模块并联，C_d2与第二移相全桥变换模块并联。

第一移相全桥变换模块的组成及连接关系为：MOSFETQ₁的源极连接MOSFETQ₂的漏极，MOSFETQ₃的源极连接MOSFETQ₄的漏极，Q₁、Q₂和Q₃、Q₄并联；输入电压V_in的正极分别连接MOSFETQ₁的漏极和MOSFETQ₃的漏极，MOSFETQ₂的源极和MOSFETQ₄的源极连接在C_d1的低电位一侧。Q₁的源极和Q₃的源极分别连接在变压器T_r1原边的两端。变压器T_r1的副边为两个绕组，两个绕组的上端为同名端；第一个绕组的同名端连接在二极管D₁的阳极，异名端与第二个绕组的同名端连接，此连接点为变压器T_r1副边绕组的中点抽头。变压器T_r1的副边第二个绕组的异名端连接二极管D₂的阳极。二极管D1和D2的阴极相连，并同时连接在电感L_f1的一端。

第二移相全桥变换模块的组成及连接关系为：MOSFETQ₅的源极连接MOSFETQ₆的漏极，MOSFETQ₇的源极连接MOSFETQ₈的漏极，Q₅、Q₆和Q₇、Q₈并联；MOSFETQ₅的漏极连接MOSFETQ₇的漏极，并连接在C_d2的高电位一侧；MOSFETQ₂的源极连接MOSFETQ₄的源极，并连接在输入电压V_in的负极。Q₅的源极和Q₇的源极分别连接在变压器T_r2原边的两端。变压器T_r2的变比与变压器T_r1的变比相同。变压器T_r2的副边为两个绕组，两个绕组的上端为同名端，第一个绕组的同名端连接在二极管D₃的阳极，其异名端为变压器T_r2副边绕组的中点抽头，并与第二个绕组的同名端连接。变压器T_r2的副边第二个绕组的异名端连接二极管D₄的阳极。二极管D₃和D₄的阴极相连，并连接在电感L_f2的一端。

L_f1和L_f2的另一端为输出电压的正极，分别连接滤波电容C_o和负载电阻R_o。滤波电容C_o和负载电阻R_o并联，C_o和R_o的另一端分别连接变压器T_r1副边绕组的中点抽头和变压器T_r2副边绕组的中点抽头，为输出电压的负极。

电容C_r2和电感L_r2组成一个串联LC网络，输入端连接MOSFETQ₁的源极，输出端连接至MOSFETQ₇的源极。

电容C_r1和电感L_r1组成了另一个串联LC网络，输入端连接MOSFETQ₃的源极，输出端连接至MOSFETQ₅的源极。

电容C_r1的电容值与电容C_r2的电容值相同；电感L_r1的电感值与电感L_r2的电感值相同。电感和电容的位置能互换。

本实施例中，加入两个LC网络的输入串联输出并联移相全桥变换器拓扑结构如图1所示，其中整流以全波整流为例说明（仍可以采用全桥整流）。C_d1和C_d2为输入分压电容，Q₁-Q₈为MOSFET；C_j1-C_j8为MOSFET的结电容；T_r1和T_r2为隔离变压器；D₁-D₄为整流二极管，L_f1和L_f2为输出滤波电感。C_o为输出滤波电容；R_o为负载电阻。L_r1和L_r2为串联LC网络的电感，C_r1和C_r2为串联LC网络的电容。

图2所示为所述电路中的MOSFETQ₁-Q₈的驱动逻辑波形，变压器输出电压和电流、串联LC网络两端的电压和流过LC网络的电流波形。其中，图2(a)在输出电压大或输入电压小，且负载功率大时为大占空比的情况，图2(b)在输出电压小或输入电压大，且输出功率小时为小占空比的情况。

各个MOSFETQ₁-Q₈的驱动信号满足以下关系：

MOSFETQ₁和MOSFETQ₆的驱动信号相同；MOSFETQ₂和MOSFETQ₅的驱动信号相同；上述两组驱动信号分别为占空比为0.5的PWM信号，且互补。此组驱动信号定义为超前桥臂驱动信号。MOSFETQ₁和MOSFETQ₂组成第一移相全桥变换模块的超前桥臂；MOSFETQ₅和MOSFETQ₆组成了第二移相全桥变换模块的超前桥臂。

MOSFETQ₃和MOSFETQ₈的驱动信号相同；MOSFETQ₄和MOSFETQ₇的驱动信号相同；上述两组驱动信号也分别为占空比为0.5的PWM信号，且互补。此组驱动信号定义为滞后桥臂驱动信号。MOSFETQ₃和MOSFETQ₄组成了第一移相全桥变换模块的滞后桥臂；MOSFETQ₇和MOSFETQ₈组成了第二移相全桥变换模块的滞后桥臂。

图2中t₀至t₈为半个周期的工作模态。

当区间[t₁,t₂]，滞后桥臂Q₃和Q₈同时关断。此时，i_p1和i_r1同时与C_j3和C_j4谐振，i_p2和i_r2同时与C_j7和C_j8谐振。当t₂时，C_j3和C_j8的电压被充电到V_in/2,C_j4和C_j7的电压被放电到0，此时Q₄和Q₇的体二极管导通。当t₃时，Q₄和Q₇零电压开通(ZVS)。

在区间[t₅,t₆]，超前桥臂开关Q₁和Q₆关断，i_p1和i_r2同时与C_j1和C_j2谐振，i_p2和i_r1同时与C_j5和C_j6谐振。当t₆时，C_j1和C_j6的电压被充电到V_in/2,C_j2和C_j5的电压被放电到0，此时Q₂和Q₅的体二极管导通。当t₇时，Q₂和Q₅零电压开通(ZVS)。另外半个周期开关管的模态与前半个周期相似。

如图2中所示，MOSFETQ₁和MOSFETQ₆驱动信号上升沿到MOSFETQ₄和MOSFETQ₇驱动信号上升沿之间的时间定义为移相角。通过超前桥臂驱动信号和滞后桥臂驱动信号的移相的大小控制变换器的输出电压；移相角的大小也决定了两个LC网络两端电压的作用时间，从而决定了两个LC网络中电流幅值的大小。

移相角增大，输出电压减小；反之，移相角减小，输出电压增大。如图中2中可以看出随着移相角的增大，串联LC网络中的电流幅值增大。反之，移相角减小，串联LC网络中的电流幅值减小。当输出为恒定电压时，输入电压升高导致移相角增大，从而LC网络中的电流幅值增大，各个MOSFET的零电压开通（ZVS）更易实现。当输出电压恒定且负载减小时，移相角也会增大，此时串联LC网络中的电流幅值增大，也有利于MOSFET的零电压开通（ZVS）。移相全桥轻载时，不易实现软开关，所以此发明可以保证移相全桥轻载时也可以实现ZVS。在输出电压变化且输出电阻恒定的情况，当输出电压增大时，移相角减小，串联LC网络中的电流减小。但是此时变换器通过变压器漏感电流仍能实现MOSFET的零电压开通（ZVS）。随着输出电压减小，输出功率也减小，移相角增大，串联LC网络的电流幅值增大。此时MOSFET的软开关通过LC网络中的电流来实现。因此，本发明可以自动适应不同的输入电压、输出电压和负载。根据本发明方法得到的移相全桥变换器能实现全范围软开关。

Claims (4)

1.输入串联输出并联移相全桥变换器的全范围软开关方法，其特征在于：具体包括如下步骤：

步骤一，在包括第一移相全桥变换模块和第二移相全桥变换模块的移相全桥变换器中，第一移相全桥变换模块和第二移相全桥变换模块的输入电压串联，输出电压并联；

第一移相全桥变换模块和第二移相全桥变换模块包括八支开关管，分别为第一移相全桥变换模块的滞后桥臂上管、下管，第一移相全桥变换模块的超前桥臂上管、下管，第二移相全桥变换模块的滞后桥臂上管、下管，第二移相全桥变换模块的超前桥臂上管、下管；

找第一移相全桥变换模块的超前桥臂上管和下管连接的中点；

步骤二，找到第二移相全桥变换模块的滞后桥臂上管和下管连接的中点；第二移相全桥变换模块所包含的隔离变压器的变比与第一移相全桥变换模块的相同；

步骤三，在步骤一得到的第一移相全桥变换模块的超前桥臂上管和下管的中点和步骤二得到的第二移相全桥变换模块滞后桥臂上管和下管的中点之间接入一个串联LC网络，所述串联LC网络由一个电感和一个电容串联而成，；

步骤四，找到第一移相全桥变换模块滞后桥臂上管和下管连接的中点；

步骤五，找到第二移相全桥变换模块超前桥臂上管和下管连接的中点；

步骤六，在步骤四得到的第一移相全桥变换模块滞后桥臂上管和下管的中点和步骤五得到第二移相全桥变换模块的滞后桥臂上管和下管的中点之间接入另一个串联LC网络，LC网络电感的感值和电容的容值与步骤三中的LC网络电感的感值和电容的容值相同；

加入两个串联LC网络后，第一移相全桥变换模块和第二移相全桥变换模块的八支开关管满足以下时序逻辑：

第一移相全桥变换模块的超前桥臂上管和第二移相全桥变换模块超前桥臂下管的门级驱动信号相同；第一移相全桥变换模块的超前桥臂下管和第二移相全桥变换模块超前桥臂上管的门级驱动信号相同；第一移相全桥变换模块的超前桥臂上管和第二移相全桥变换模块超前桥臂下管、第一移相全桥变换模块的超前桥臂下管和第二移相全桥变换模块超前桥臂上管为超前桥臂驱动信号，分别为占空比为0.5的脉冲宽度调制信号，且互补，两组驱动信号之间存在死区；

第一移相全桥变换模块的滞后桥臂上管和第二移相全桥变换模块滞后桥臂的下管的门级驱动信号相同；第一移相全桥变换模块的滞后桥臂的下管和第二移相全桥变换模块滞后桥臂的上管的门级驱动信号相同；第一移相全桥变换模块的滞后桥臂上管和第二移相全桥变换模块滞后桥臂的下管、第一移相全桥变换模块的滞后桥臂的下管和第二移相全桥变换模块滞后桥臂的上管为滞后桥臂驱动信号，分别为占空比为0.5的脉冲宽度调制信号，且互补，两组驱动信号之间存在死区；

步骤七，第一移相全桥变换模块超前桥臂上管驱动信号的上升沿到第一移相全桥变换模块滞后桥臂下管驱动信号的上升沿之间的时间为移相角的大小；调节移相角大小，控制移相全桥变换器的输出电压：

当输出为恒定电压时，输入电压升高导致移相角增大，串联LC网络中的电流幅值增大，实现各个MOSFET的零电压开通；当输出电压恒定且负载减小时，移相角增大，LC网络中的电流幅值增大，实现MOSFET的零电压开通；移相全桥轻载时，也能实现零电压开通；在输出电压变化且输出电阻恒定的情况，当输出电压大时，移相角减小，串联LC网络中的电流减小，变换器通过变压器漏感电流实现MOSFET的零电压开通；随着输出电压减小，输出功率也减小，移相角增大，串联LC网络的电流幅值增大，实现MOSFET的软开关。

2.根据权利要求1所述的输入串联输出并联移相全桥变换器的全范围软开关方法，其特征在于：移相全桥变换器的输入电压、输出电压和负载均能发生变化，并在变化范围内实现超前桥臂和滞后桥臂开关管的零电压开通。

3.根据权利要求1所述的输入串联输出并联移相全桥变换器的全范围软开关方法，其特征在于：电感和电容的位置能互换。

4.根据权利要求1所述的输入串联输出并联移相全桥变换器的全范围软开关方法，其特征在于：移相角的大小决定了两个串联LC网络两端电压的作用时间以及两个LC网络中电流幅值的大小。

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