CN105515377A - 一种基于耦合电感和倍压电容的软开关高增益直流变换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于耦合电感和倍压电容的软开关高增益直流变换器，包括输入电源V_in、升压主电路和输出电路，所述的输入电源V_in并联于升压主电路输入端，所述的输出电路并联于升压主电路输出端，所述的升压主电路包括二极管D₁、二极管D₂、耦合电感、储能电容C₁、倍压电容C₂、主开关管S、钳位开关管S_c、钳位电容C_c、钳位二极管D_c、主开关管并联二极管D_s和主开关管并联电容C_s，所述的输出电路并联于倍压电容C₂正极和输入电源V_in负极之间。与现有技术相比，本发明具有电路结构简单、电压增益高、开关管低应力、效率高等优点。

Description

一种基于耦合电感和倍压电容的软开关高增益直流变换器

技术领域

本发明涉及一种直流变换器，尤其是涉及一种基于耦合电感和倍压电容的软开关高增益直流变换器。

背景技术

随着清洁绿色能源的发展，以太阳能，风能、潮汐能等一次电源为主的新能源发电***成为研究重点。然而光伏发电以及燃料电池发电等***，由于单体电池发出的直流电压较低，因此在***前端一般都要增设一个直流升压变换器将新能源发出的低电压升高。传统的Boost变换器因结构简单得到广泛应用，但电路损耗大，效率低，升压受限。现在提出的高增益直流升压变换器的拓扑结构有：级联型Boost变换器，虽提高电压增益，但电路结构复杂，控制难度大且转换效率低；交错并联Boost变换器，减小了电流纹波，电压增益并没有提升，且开关管电压应力很大；带开关电容的升压变换器，减小了开关管的电压应力，但多个开关电容的并联会导致开关器件的电流应力过大并增加导通损耗；带耦合电感的高增益变换器，通过合理设计耦合电感匝比来实现高电压输出，但是耦合电感中存在的漏感会造成开关管两端很大的电压尖峰，针对以上问题，出现了如图1所示的基于泵生电容的直流升压变换器，该变换器包括输入电源V_in、二极管D₁、电感L₁、电感L₂、电容C₁、开关管S₁、开关管S₂、输出二极管D₀、输出滤波电容C_o和负载电阻R_o，电感L₁一端连接输入电源V_in正极，另一端连接开关管S₁漏极，开关管S₁源极连接输入电源V_in负极，二极管D₁阳极连接输入电源V_in正极，阴极分别连接电容C₁正极和电感L₂一端，电容C₁负极连接开关管S₁漏极，电感L₂另一端连接开关管S₂漏极，开关管S₂源极连接至输入电源V_in负极，输出二极管D₀阳极连接开关管S₂漏极，阴极连接输出滤波电容C_o正极，输出滤波电容C_o负极连接至输入电源V_in负极，负载电阻R_o并联于输出滤波电容C_o两端。该变换器通过电感L₁、电感L₂和电容C₁的并联充电、串联放电的特性较好地实现了低占空比条件下高电压增益的目标。但是该变换器为换取较大的电压增益只能通过增大开关占空比的方法，但其会增加输入电流纹波、降低电路的转换效率，而且在实际运用中开关频率也会受到多方面限制，另外该变换器中两个开关管电压应力还相对较高。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种基于耦合电感和倍压电容的软开关高增益直流变换器。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种基于耦合电感和倍压电容的软开关高增益直流变换器，包括输入电源V_in、升压主电路和输出电路，所述的输入电源V_in并联于升压主电路输入端，所述的输出电路并联于升压主电路输出端，所述的升压主电路包括二极管D₁、二极管D₂、耦合电感、储能电容C₁、倍压电容C₂、主开关管S、钳位开关管S_c、钳位电容C_c、钳位二极管D_c、主开关管并联二极管D_s和主开关管并联电容C_s，所述的耦合电感第一线圈L₁同名端连接输入电源V_in正极，异名端连接主开关管S漏极，主开关管S源极连接输入电源V_in负极，所述的主开关管并联二极管D_s和主开关管并联电容C_s均并联于主开关管S漏极和源极两端，所述的钳位开关管S_c源极连接主开关管S漏极，钳位开关管S_c漏极连接钳位电容C_c正极，钳位电容C_c负极连接至主开关管S源极，所述的主开关管并联二极管D_s并联于钳位开关管S_c漏极和源极两端，所述的二极管D₁阳极连接输入电源V_in正极，阴极连接储能电容C₁正极，储能电容C₁负极连接耦合电感第一线圈L₁同名端，所述的耦合电感第二线圈L₂同名端连接二极管D₁阴极，异名端连接倍压电容C₂负极，二极管D₂阳极连接耦合电感第二线圈L₂同名端，阴极连接倍压电容C₂正极，所述的输出电路并联于倍压电容C₂正极和输入电源V_in负极之间。

所述的输出电路包括输出二极管D_o和输出滤波电容C_o，所述的输出二极管D_o阳极连接倍压电容C₂正极，阴极连接输出滤波电容C_o正极，输出滤波电容C_o负极连接输入电源V_in负极。

所述的输出滤波电容C_o两端还并联有负载电阻R_o。

所述的耦合电感第一线圈L₁和耦合电感第二线圈L₂的匝比为N＝n₁/n₂，其中n₁、n₂分别为耦合电感第一线圈L₁和耦合电感第二线圈L₂的匝数。

所述的主开关管S和钳位开关管S_c为MOSFET或IGBT。

所述的钳位电容C_c大于主开关管并联电容C_s。

与现有技术相比，本发明具有如下优点：

(1)本发明设置耦合电感L₁和耦合电感第二线圈L₂的匝比为N＝n₁/n₂，从而实现了从耦合电感匝比和主开关管占空比多自由度来调控电压增益，避免在通过增大主开关管占空比而导致的输入电流纹波增大、电路转换效率低的缺点；

(2)本发明主开关管和钳位开关管可以实现零电压开通，减小了导通损耗；

(3)本发明中主开关管和钳位开关管的电压应力均小于变换器输出电压，应此两个开关管均可采用低导通电阻的开关器件，降低导通损耗，提高变换器的效率；

(4)本发明的电路拓扑结构简单、易于实现。

附图说明

图1为基于泵生电容的直流升压变换器的电路拓扑示意图；

图2为本发明基于耦合电感和倍压电容的软开关高增益直流变换器的电路拓扑示意图；

图3为本发明基于耦合电感的和倍压电容的软开关直流变换器等效电路拓扑示意图；

图4为本发明直流变换器工作于CCM模式下的关键波形；

图5为本发明直流变换器模态1工作原理结构示意图；

图6为本发明直流变换器模态2工作原理结构示意图；

图7为本发明直流变换器模态3工作原理结构示意图；

图8为本发明直流变换器模态4工作原理结构示意图；

图9为本发明直流变换器模态5工作原理结构示意图；

图10为本发明直流变换器模态6工作原理结构示意图；

图11为本发明直流变换器模态7工作原理结构示意图；

图12为本发明直流变换器模态8工作原理结构示意图；

图13为本发明主开关管S的脉冲信号V_g、输入电源V_in电压和输出电压V₀的仿真波形；

图14为主开关管S的软开关仿真波形；

图15为钳位开关管Sc的软开关仿真波形；

图16为漏感电流i_k、励磁电流i_m和流过耦合电感第二线圈L₂的电流i₂的仿真波形；

图17为二极管D₁、二极管D₂、输出二极管D₀两端电压和流过输出二极管D₀的电流的仿真波形。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。

实施例

如图2所示，本发明一种基于耦合电感和倍压电容的软开关高增益直流变换器，包括输入电源V_in、升压主电路和输出电路，所述的输入电源V_in并联于升压主电路输入端，所述的输出电路并联于升压主电路输出端，所述的升压主电路包括二极管D₁、二极管D₂、耦合电感、储能电容C₁、倍压电容C₂、主开关管S、钳位开关管S_c、钳位电容C_c、钳位二极管D_c、主开关管并联二极管D_s和主开关管并联电容C_s，所述的耦合电感第一线圈L₁同名端连接输入电源V_in正极，异名端连接主开关管S漏极，主开关管S源极连接输入电源V_in负极，所述的主开关管并联二极管D_s和主开关管并联电容C_s均并联于主开关管S漏极和源极两端，所述的钳位开关管S_c源极连接主开关管S漏极，钳位开关管S_c漏极连接钳位电容C_c正极，钳位电容C_c负极连接至主开关管S源极，所述的主开关管并联二极管D_s并联于钳位开关管S_c漏极和源极两端，所述的二极管D₁阳极连接输入电源V_in正极，阴极连接储能电容C₁正极，储能电容C₁负极连接耦合电感第一线圈L₁同名端，所述的耦合电感第二线圈L₂同名端连接二极管D₁阴极，异名端连接倍压电容C₂负极，二极管D₂阳极连接耦合电感第二线圈L₂同名端，阴极连接倍压电容C₂正极，所述的输出电路并联于倍压电容C₂正极和输入电源V_in负极之间。其中，所述的耦合电感第一线圈L₁和耦合电感第二线圈L₂的匝比为N＝n₁/n₂，n₁、n₂分别为耦合电感第一线圈L₁和耦合电感第二线圈L₂的匝数，所述的主开关管S和钳位开关管S_c为MOSFET或IGBT，所述的钳位电容C_c大于主开关管并联电容C_s。

所述的输出电路包括输出二极管D_o和输出滤波电容C_o，所述的输出二极管D_o阳极连接倍压电容C₂正极，阴极连接输出滤波电容C_o正极，输出滤波电容C_o负极连接输入电源V_in负极，所述的输出滤波电容C_o两端还并联有负载电阻R_o。

如图3所示为本发明基于耦合电感的和倍压电容的软开关直流变换器等效电路拓扑示意图，即考虑耦合电感第一线圈L₁的漏电感L_k和励磁电感L_m，漏电感L_k一端连接输入电源V_in负极，另一端连接耦合电感第一线圈L₁的同名端，励磁电感L_m并联于耦合电感第一线圈L₁两端。

如图4所示为本发明直流变换器工作于CCM模式下的关键波形，其中V_ds为主开关管S的漏级-源级电压，i_k为漏感电流，i_m为励磁电流，i₂为流过耦合电感第二线圈L₂的电流，i_C1为流过储能电容C₁的电流，i_Cc为流过钳位电容C_c的电流，i_D1为流过二极管D₁的电流，i_D2为流过二极管D₂的电流，i_D0为流过输出二极管D_o的电流。一个开关周期内的工作状态可分成8个模态：

模态1[t₀～t₁]：如图5所示，主开关管S在t₀时刻导通，钳位开关管S_c关断，二极管D₁、二极管D₂导通，输出二极管D₀关断，励磁电流i_m和漏感电流i_k在直流电源的作用下线性上升，储能电容C₁和倍压电容C₂分别由输入电源V_in和耦合电感第二线圈L₂并联进行充电，直到t₁时刻主开关管S关断。

模态2[t₁～t₂]：如图6所示，由于主开关管S两端并联有电容C_s，在零电压状态下关断，主开关管S和钳位开关管S_c都处于关断状态，二极管D₁、二极管D₂导通，输出二极管D₀关断，储能电容C₁和倍压电容C₂继续充电，漏感L_k对主开关管并联电容C_S充电，当主开关管S两端电压V_ds从0上升到钳位电容电压V_Cc时，钳位开关S_c的反并联二极管导通。

模态3[t₂～t₃]：如图7示，主开关管S、钳位开关管S_c关断，二极管D₁、二极管D₂、钳位二极管D_c导通，输出二极管D₀关断，钳位电容C_c远大于主开关管并联电容C_s，故认为漏感电流i_k近似全部流向钳位电容C_c并对其充电，所以i_k开始线性下降，进而使得流过耦合电感第二线圈L₂的电流i₂也下降，励磁电流i_m继续线性上升，直到钳位开关管S_c的脉冲信号到来，S_c的反并联二极管即钳位二极管D_c零电压关断。

模态4[t₃～t₄]：如图8所示，钳位开关管S_c、二极管D₂导通，主开关管S、二极管D₁、输出二极管D₀均关断，钳位开关管S_c实现零电压开通，其他工作情况与模态3相同，流过耦合电感第二线圈L₂的电流i₂继续下降，直到i₂下降到零，二极管D₂零电流关断。

模态5[t₄～t₅]：如图9所示，钳位开关管S_c、输出二极管D₀导通，主开关管S、二极管D₁、二极管D₂均关断，输出二极管D₀零电流开通，输入电源V_in、励磁电感L_m、储能电容C₁和倍压电容C₂串联向负载释放能量，励磁电流i_m和漏感电流i_k线性下降，直到钳位开关管S_c关断。

模态6[t₅～t₆]：如图10所示，主开关管S、钳位开关管S_c、二极管D₁、二极管D₂关断，输出二极管D₀导通，钳位开关管S_c在主开关管并联电容C_s的作用下零电压关断，漏感L_k和主开关管并联电容C_s形成新的谐振，主开关管S的漏级-源级电压V_ds下降，当开关管并联电容C_s放电完毕，谐振电流达到最大值，直到V_ds降到零时，主开关管并联二极管D_s导通。

模态7[t₆～t₇]：如图11所示，二极管D₁、输出二极管D₀和主开关管并联二极管D_s导通，为开关管S的零电压开通提供条件，主开关管S、钳位开关管S_c、二极管D₂关断，输入电源V_in开始对储能电容C₁充电，励磁电流i_m和流过输出二极管D_o的电流i_D0下降，漏感电流i_k开始上升，直到主开关管S下一周期的脉冲信号到来。

模态8[t₇～t₈]：如图12所示，主开关管S零电压开通，钳位开关管S_c和二极管D₂关断，二极管D₁、输出二极管D₀开通，漏感电流i_k在输入电压的作用下线性上升，输出二极管D₀继续导通以提供续流通道且电流持续下降，直到i_D0降到零，即输出二极管零电流关断，变换器开始下一周期的工作。

为简化分析，只考虑模态1和模态5，其他模态的持续时间很短予以忽略。由励磁电感的伏秒平衡可得本发明变换器的增益为：

$M=\frac{V_0}{V_{in}}=\frac{N+2-D}{1-D};$

其中N为耦合电感第一线圈L₁和耦合电感第二线圈L₂的匝比，D为主开关管S的占空比。

主开关管S和钳位开关管S_c上的电压由钳位电容C_c钳位，其电压应力：

$V_{ds}=V_{sc}=\frac{V_{in}}{1-D}=\frac{V_0}{N+2-D};$

二极管D₁的电压应力为：

$V_{D_{1\_stress}}=\frac{V_{in}}{1-D}=\frac{V_0}{N+2-D};$

二极管D₂的电压应力为：

$V_{D_{2\_stress}}=\frac{{\mathrm{NV}}_{in}}{1-D}=\frac{{\mathrm{NV}}_0}{N+2-D};$

输出二极管D₀的电压应力为：

$V_{D_{0\_stress}}=\frac{(N+1)V_{in}}{1-D}=\frac{(N+1)V_0}{N+2-D}.$

图1所示的基于泵升电容的直流升压变换器电压增益为：

$M=\frac{2}{1-D};$

两个开关管S₁的电压应力为V₀/2、开关管S₂的电压应力为V₀，由此可以看出本发明实现了从耦合电感匝比和主开关管占空比多自由度来调控电压增益，避免在通过增大主开关管占空比而导致的输入电流纹波增大、电路转换效率低的缺点；同时开关管上的电压应力降低，两个开关管均可采用低导通电阻的开关器件，降低导通损耗，提高变换器的效率。

针对输入电压V_in＝50V，输出电压V₀＝50V，主开关管S占空比D＝0.52，耦合电感匝比N＝2:5，主开关管S和钳位开关管S_c开关频率均为100kHz条件下进行仿真实验，图13为主开关管S的脉冲信号V_g、输入电源V_in电压和输出电压V₀的仿真波形，可以看出在较低占空比下，变换器实现了高增益。图14为主开关管S的软开关仿真波形，图15为钳位开关管Sc的软开关仿真波形，可以看出主开关管S和钳位开关管Sc都实现了零电压开通，而且两个开关的应力都为50V，符合以上的理论分析。图16为漏感电流i_k、励磁电流i_m和流过耦合电感第二线圈L₂的电流i₂的仿真波形。图17为二极管D₁、二极管D₂、输出二极管D₀两端电压和流过输出二极管D₀的电流波形，可以看出，二极管在零电流关断且二极管上的电压应力值都小于输出电压，因此降低电路损耗。

Claims (6)

1.一种基于耦合电感和倍压电容的软开关高增益直流变换器，包括输入电源V_in、升压主电路和输出电路，所述的输入电源V_in并联于升压主电路输入端，所述的输出电路并联于升压主电路输出端，其特征在于，所述的升压主电路包括二极管D₁、二极管D₂、耦合电感、储能电容C₁、倍压电容C₂、主开关管S、钳位开关管S_c、钳位电容C_c、钳位二极管D_c、主开关管并联二极管D_s和主开关管并联电容C_s，所述的耦合电感第一线圈L₁同名端连接输入电源V_in正极，异名端连接主开关管S漏极，主开关管S源极连接输入电源V_in负极，所述的主开关管并联二极管D_s和主开关管并联电容C_s均并联于主开关管S漏极和源极两端，所述的钳位开关管S_c源极连接主开关管S漏极，钳位开关管S_c漏极连接钳位电容C_c正极，钳位电容C_c负极连接至主开关管S源极，所述的主开关管并联二极管D_s并联于钳位开关管S_c漏极和源极两端，所述的二极管D₁阳极连接输入电源V_in正极，阴极连接储能电容C₁正极，储能电容C₁负极连接耦合电感第一线圈L₁同名端，所述的耦合电感第二线圈L₂同名端连接二极管D₁阴极，异名端连接倍压电容C₂负极，二极管D₂阳极连接耦合电感第二线圈L₂同名端，阴极连接倍压电容C₂正极，所述的输出电路并联于倍压电容C₂正极和输入电源V_in负极之间。

2.根据权利要求1所述的一种基于耦合电感和倍压电容的软开关高增益直流变换器，其特征在于，所述的输出电路包括输出二极管D_o和输出滤波电容C_o，所述的输出二极管D_o阳极连接倍压电容C₂正极，阴极连接输出滤波电容C_o正极，输出滤波电容C_o负极连接输入电源V_in负极。

3.根据权利要求2所述的一种基于耦合电感和倍压电容的软开关高增益直流变换器，其特征在于，所述的输出滤波电容C_o两端还并联有负载电阻R_o。

4.根据权利要求1所述的一种基于耦合电感和倍压电容的软开关高增益直流变换器，其特征在于，所述的耦合电感第一线圈L₁和耦合电感第二线圈L₂的匝比为N＝n₁/n₂，其中n₁、n₂分别为耦合电感第一线圈L₁和耦合电感第二线圈L₂的匝数。

5.根据权利要求1所述的一种基于耦合电感和倍压电容的软开关高增益直流变换器，其特征在于，所述的主开关管S和钳位开关管S_c为MOSFET或IGBT。

6.根据权利要求1所述的一种基于耦合电感和倍压电容的软开关高增益直流变换器，其特征在于，所述的钳位电容C_c大于主开关管并联电容C_s。