CN103026615B - 交流旋转机的控制装置 - Google Patents

Abstract

交流旋转机的控制装置，具备电流检测单元（4），检测从电力变换器（2）流到交流电动机（3）的电流；控制单元（1），根据由该电流检测单元（4）检测到的检测电流和扭矩指令值产生针对电力变换器（2）的三相交流的电压指令，控制单元（1）具备：观测器（50），根据检测电流和电压指令计算交流旋转机（3）的磁通推测值；电流指令计算器（10），根据扭矩指令和由观测器（50）得到的磁通推测值计算旋转2轴上的电流指令值；电压指令计算器（20），根据由该电流指令计算器（10）得到的电流指令值和由观测器（50）得到的磁通推测值计算电压指令。

Description

交流旋转机的控制装置

技术领域

本发明涉及根据扭矩指令控制交流旋转机的扭矩的控制装置。

背景技术

一般使用通过电力变换器将直流电压变换为交流电压并驱动控制交流旋转机的控制装置。在这样的交流旋转机的控制装置中，一般为了高效率地驱动交流旋转机，通过按照基于矢量控制的正弦波PWM（Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制）控制对交流旋转机的电流进行控制，来控制扭矩。

而且，另一方面，在以比较高的频率驱动交流旋转机的情况下，对于直流电压需要将电动机驱动电压设置成最大，使用基于峰值恒定的矩形波电压的驱动方式。在矩形波驱动中，基于开关控制的电压波形的峰值恒定，能够通过操作电压波形的相位来操作电动机产生的扭矩，例如，在是永久磁铁同步电动机的情况下，如果操作相对于转子位置的电压波形相位，则能够操纵扭矩。

但是，交流旋转机产生的扭矩伴随交流旋转机的参数（例如，在是永久磁铁同步电动机的情况下，相当于永久磁铁磁通、电感、电枢电阻）的变化而变化。例如，电感由于向交流旋转机通电引起的磁饱和而降低的情况，或交流旋转机的输出扭矩由于伴随发热磁铁温度上升引起的退磁作用而降低。

为了应对此现象，公开了一种交流旋转机的控制装置，该交流旋转机的控制装置被构成为根据交流旋转机的运转条件（代表性的是，交流旋转机的感应电压·扭矩·转速）适当地切换以上那样的电力变换器的驱动方式（正弦波PWM控制方式，以及矩形波驱动方式），对于交流旋转机在从零速到高速的宽广的速度区域中实施扭矩控制，为了抑制扭矩变动，该交流旋转机的控制装置推测交流旋转机的输出扭矩并进行反馈控制（例如，参照以下的专利文献1）。

根据该专利文献1，根据交流旋转机的运转条件，选择性地设定电力变换器中的电压变换的控制方式。即，在控制方式选择单元选择了将矩形波电压施加给交流旋转机的第1控制方式的情况下，通过反馈控制来进行扭矩控制，该反馈控制根据针对扭矩控制中的扭矩指令值的扭矩偏差来调整矩形波电压的相位。另外，在控制方式选择单元选择了按照基于矢量控制的脉冲宽度调制方式控制对交流旋转机的施加电压的第2控制方式的情况下，通过交流旋转机的电流的反馈控制来进行扭矩控制。

由此，在选择第2控制方式时，因为附加与和选择第1控制方式时同样的扭矩偏差相应的反馈控制，进行交流旋转机的电流的反馈控制，所以能够进行电机电流控制以补偿依赖于温度变化等的交流旋转机的扭矩特性的变化。其结果，即使不特意设置温度传感器等，也能够防止因磁铁温度变化等引起的扭矩变动的产生。另外，在第1、第2控制方式的双方中，进行与扭矩偏差相应的反馈控制，所以能够防止在这些控制方式的切换时发生扭矩变动。

专利文献1：特开2006-311770号公报

以往的交流旋转机的控制装置如此从电力变换器的输出电力推测扭矩，但是，由于在电力变换器的输出电力中包含对扭矩没有作用的电力变换器损失、电机损失，所以如以往的控制装置那样，在从输出电力中推测扭矩的方式中，会包含由这些损失引起的误差，难以高精度地控制扭矩。

而且，在以往技术中，例如如特开2002-233199号公报（以下称为专利文献2）中记载的那样，虽然提出了根据交流旋转机的参数推测扭矩的方式，但参数变动影响到推测扭矩，所以难以准确地进行扭矩控制。

发明内容

本发明就是为了解决这样的而做出的，其目的在于：对交流旋转机在从零速到高速的宽广的速度区域中实施扭矩控制的交流旋转机的控制装置中，即使在上述那样的交流旋转机的参数发生了变动的情况下，也准确地控制交流旋转机的扭矩，抑制由交流旋转机的参数变动引起的扭矩变动的产生。

根据本发明的交流旋转机的控制装置具备：将直流电力变换为交流动力提供给交流旋转机的电力变换器；检测从该电力变换器流到所述交流旋转机的电流的电流检测单元；根据由该电流检测单元检测出的检测电流和扭矩指令值对所述电力变换器产生交流旋转机控制用的三相交流的电压指令的控制单元，所述控制单元具备：根据所述检测电流和所述电压指令计算所述交流旋转机的磁通推测值的观测器；根据所述扭矩指令和由所述观测器得到的所述磁通推测值计算旋转2轴上的电流指令值的电流指令值计算器；根据由该电流指令计算器得到的所述电流指令值和由所述观测器得到的所述磁通推测值计算所述电压指令的电压指令计算器。

根据本发明，在交流旋转机的参数发生了变动而与控制单元的扭转指令值不同的情况下，观测器以包含其误差量的形式推测交流旋转机的磁通，所以该磁通推测值的变化反映参数的变动。而且，通过将观测器推测出的磁通推测值用于所述电流指令计算器和所述电压指令计算器，能够计算考虑了参数变动的最佳的电流指令值以及电压指令值。由此，即使在不使用反馈电流控制***的控制***中，也可以准确地控制交流旋转机的扭矩和电流。

附图说明

图1是涉及本发明的实施方式1的交流旋转机的控制装置的方框图。

图2是涉及本发明的实施方式1的交流旋转机的控制装置的电流指令计算器的方框图。

图3是涉及本发明的实施方式1的交流旋转机的控制装置的扭矩和最小电流条件的说明图。

图4是涉及本发明的实施方式1的交流旋转机的控制装置的电压指令计算器的方框图。

图5是涉及本发明的实施方式1的交流旋转机的控制装置的观测器的方框图。

图6是表示涉及本发明的实施方式1的交流旋转机的控制装置的稳定状态中的电压指令计算器和观测器的关系的图。

图7是涉及本发明的实施方式2的交流旋转机的控制装置的方框图。

图8是涉及本发明的实施方式2的交流旋转机的控制装置的电压指令计算器的方框图。

图9是涉及本发明的实施方式3的交流旋转机的控制装置的方框图。

图10是涉及本发明的实施方式3的交流旋转机的控制装置的弱电流计算器的方框图。

具体实施方式

实施方式1

图1是表示本发明的实施方式1中的交流旋转机的控制装置的方框图。

本实施方式1的交流旋转机的控制装置包含控制单元1、电力变换器2以及电流检测单元4，直流电源6连接到电力变换器2的输入侧，交流旋转机3连接到输出侧。

在此，上述的直流电源6并不限于电池，也可以是将交流电力变换为直流电力的变换器、铁路车辆等中从受电弓直接接受直流电力的直流架空线等。另外，交流旋转机3在本实施方式1中是使用永久磁铁的同步电动机，经由三相交流供电线路Iu、Iv、Iw连接到电力变换器2。

电力变换器2例如构成为可变电压可变频率型的三相电力变换器，将来自直流电源6的直流电力变换为三相交流电力并提供给交流旋转机3。这种情况下，电力变换器2具备相互并联地连接到直流电源6的未图示的U、V、W的三相变换电路，各变换电路如公知的那样，分别包含正端和负端的一对开关，在各变换电路的一对开关之间连接三相交流供电线路Iu、Iv、Iw。而后，该电力变换器2从控制单元1接受电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*，在将直流电力变换为三相交流电力时，根据该电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*，产生具有经过控制的输出电压和经过控制的角频率的三相交流电力。

电流检测单元4例如配置于交流供电线路Iu、Iv、Iw，根据从电力变换器2流到交流旋转机3的交流相电流，即U相电流iu、V相电流iv、W相电流iw来检测电流。但是，在本实施方式1中，将电流检测单元4安装在交流电流的2相上，如果是三相平衡的状态，则使用iu+iv+iw=0的关系，只从2相的信号计算输出剩下的一相。

控制单元1构成为对于交流旋转机3进行不设置旋转位置传感器、旋转速度传感器等而能够进行矢量控制的无传感器矢量控制。而后，该控制单元1包含电流指令计算器10、电压指令计算器20、第1坐标变换器30、以及第2坐标变换器40、观测器50以及积分器60。特别是作为本实施方式1的控制单元1的特征，观测器50构成为推测计算交流旋转机3的磁通，将该磁通推测值Φ＾用于电流指令计算器10和电压指令计算器20的计算。这一点以后详细说明。

在此首先参照图2说明电流指令计算器10的构成的一个例子。

该电流指令计算器10根据成为控制目标值的扭矩指令T^*产生电流指令Id^*、Iq^*，扭矩指令值T^*被输入到d轴电流指令计算单元11，产生第一d轴电流指令值Id1^*。作为该第一d轴电流指令值Id1^*的计算方法，已知有交流旋转机3能够用最小的电流产生所希望的扭矩的最大扭矩控制方法，有根据扭矩指令值T^*通过计算式得到最佳的第一d轴电流指令值Id1^*的方法（例如，参照武田洋次等：“嵌入式磁铁同步电机的设计与控制”欧姆公司，发行日期（平成13年10月25日），pp.23-24，以下将该文献称为非专利文献1）。

根据该非专利文献1，将上述方法称为最大扭矩/电流控制。d轴电流指令计算单元11可以用公知例子构成，但是没有与交流旋转机的参数变动有关的记载。因此，当交流旋转机的参数发生了变动的情况下，不能高精度地实现最大扭矩/电流控制。因而，在本实施方式1中，在根据扭矩指令值T^*得到第一d轴电流指令值Id1^*的计算式中使用以后说明的观测器50推测出的交流旋转机3的磁通推测值Φ＾（特别在此是转子侧d轴磁通推测值p＾dr）。在该磁通推测值Φ＾中，反映参数变动的影响，所以通过使用该磁通推测值Φ＾，即使在交流旋转机3的参数发生了变动的情况下，也能够得到最佳的电流指令值Id^*、Iq^*，实现最大扭矩/电流控制。

具体地说，用以下的（1）式所示的计算式计算第一d轴电流指令值Id1^*。（1）式的特征是，将在以往的公知例子中原本成为永久磁铁磁通Φa（Wb）的项置换为观测器50推测的交流旋转机3的磁通推测值Φ＾（p＾dr）。而且，有关（1）式表示的计算式的导出方法以后详细说明。

${\mathrm{Id}1}^{*}=\frac{-\{\left(\mathrm{aP}\hat{p}\mathrm{dr}\right)+\mathrm{bP}({\mathrm{Ld}}^{*}-{\mathrm{Lq}}^{*})\}\±\sqrt{{\{\left(\mathrm{aP}\hat{p}\mathrm{dr}\right)+\mathrm{bP}({\mathrm{Ld}}^{*}-{\mathrm{Lq}}^{*})\}}^2-4\left\{\mathrm{aP}({\mathrm{Ld}}^{*}-{\mathrm{Lq}}^{*})\right\}(\mathrm{bP}\hat{p}\mathrm{dr}-T^{*})}}{2\left\{\mathrm{aP}({\mathrm{Ld}}^{*}-{\mathrm{Lq}}^{*})\right\}}---\left(1\right)$

在此，Id1^*是第一d轴电流指令值（A），Ld^*是d轴电感设定值（H），Lq^*是q轴电感设定值（H），P是极对数，a是最大扭矩/电流控制曲线的斜率，b是最大扭矩/电流曲线的截距。

而且，d轴电流指令计算单元11的构成也可以采用根据扭矩指令值T^*参照映射得到最佳的第一d轴电流指令值Id1^*的方法。但是，在使用映射的方法中，需要制作收罗了全部与参数变动相应的磁通推测值的映射，应用层面上有困难。

如果产生第一d轴电流指令值Id1^*，则接着通过在加法器12中对于第一d轴电流指令值Id1^*加上弱电流指令值dV，得到最终的d轴电流指令值Id^*。具体地说用（2）式计算d轴电流指令值Id^*。

Id^*＝Id1^*+dV    (2)

在此，弱电流指令值dV取零或者负的值，以进行弱磁通控制的目的而设置，所谓弱磁通控制通过对第一d轴电流指令值Id1^*实施负方向的补正，在负方向上增大d轴电流指令值Id^*，产生抵消由交流旋转机3的永久磁铁产生的磁通的方向的磁通，减弱交流旋转机3的交链磁通。另外，当在交流旋转机3以高速旋转且进行弱磁通控制的区域中进行扭矩控制的情况下，加法运算弱电流指令值dV的位置对于设置成本实施方式1所述的构成是非常重要的。而且，对于弱电流指令值dV的产生方法，可以用公知例子构成，所以在此省略详细的说明。

最后，由q轴电流指令计算单元13根据d轴电流指令值Id^*和扭矩指令值T^*产生q轴电流指令值Iq^*。作为q轴电流指令值Iq^*的产生方法如上述那样，有通过参照映射得到最佳的q轴电流指令值Iq^*，或者通过计算式得到最佳的q轴电流指令值Iq^*的方法。但是，参照映射的方法存在难于制作收罗了全部参数变动的映射的问题。

因而，在本实施方式1中，使用观测器50推测的交流旋转机3的磁通推测值Φ＾（p＾dr），使用基于下面（3）式所示的计算式的方法。在该（3）式中与（1）式同样地，也将原本成为永久磁铁磁通Φa（Wb）的项置换为磁通推测值Φ＾（p＾dr）。通过使用该磁通推测值Φ＾，即使在交流旋转机3的参数发生了变动的情况下，也能够计算考虑到参数变动的最佳的q轴电流指令值Iq^*。

${\mathrm{Iq}}^{*}=\frac{T^{*}}{P\{\hat{p}\mathrm{dr}+({\mathrm{Ld}}^{*}-{\mathrm{Lq}}^{*}){\mathrm{Id}}^{*}\}}---\left(3\right)$

通过以上那样构成电流指令计算器10，即使交流旋转机3的参数发生变动的情况下，该参数变动的影响也被反映到观测器50推测出的交流旋转机3的磁通推测值Φ＾（p＾dr：转子侧d轴磁通推测值），所以产生基于最大扭矩/电流控制的最佳的d轴电流指令Id^*，进而，对于扭矩指令T^*，能够产生考虑到参数变动的q轴电流指令值Iq^*。由此，即使发生了参数变动也能够高精度地控制扭矩。

以下，说明导出用于进行最大扭矩/电流控制的上述（1）式以及（3）式的顺序。

用于实现最大扭矩/电流控制的条件如下面的（4）式所示（参照上述的非专利文献1）。

$\mathrm{id}=\frac{\mathrm{\φa}}{2(\mathrm{Lq}-\mathrm{Ld})}-\sqrt{\frac{\mathrm{\φ}{a}^2}{4{(\mathrm{Lq}-\mathrm{Ld})}^2}+{\mathrm{iq}}^2}---\left(4\right)$

在此，Ld是d轴电感（H），Lq的q轴电感（H），Φa是永久磁铁磁通（Wb），id是d轴电流（A），iq是q轴电流（A）。

另外，扭矩用下面的（5）式给出。

T＝P{φaiq+(Ld-Lq)idiq}    (5)

如果对于iq变形（5）式，则如以下的（6）式。

$\mathrm{iq}=\frac{T}{P\{\mathrm{\φa}+(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\mathrm{id}\}}---\left(6\right)$

如果解（4）式和（6）式的联立方程式求id、iq，则求得能够对扭矩T以最小电流输出其扭矩的电流矢量id、iq。但是，实际上（4）式和（6）式的联立方程式是4次方程式，求解困难。因而，进行如下那样的近似。

图3是图示（4）式、（6）式的图。

在图3中，从右上向左下走向的曲线是与用（6）式表现的扭矩T=100%～25%对应的曲线。另外，从左上向右下走向的曲线（实线）是成为用（4）式表现的最小电流条件的曲线。与（4）式的曲线相比，最小电流条件用二次式表示，但几乎是直线，认为即使用一次函数近似实用上也没有问题。因而，对图3的最小电流条件的曲线进行线性近似，形成以下的（7）式。在图3中用虚线表示线性近似了（4）式的二次曲线的曲线。

iq＝aid+b    (7)

在此，图3所示的（7）式中的a是一次函数的斜率，b是一次函数的截距。因而，成为扭矩曲线与线性近似了的最小电流条件的交点的id、iq求解上述（6）式和（7）式的联立方程式即可。这是2次方程式，所以能够容易地求解。因而，如果整理（6）式和（7）式，则得到以下的（8）式。

(aP(Ld-Lq)}id²+{(aPφa)+bP(Ld-Lq)}id+bPφa-T＝0    (8)

如果用通过（8）式求id，则成为如以下的（9）式。

$\mathrm{id}=\frac{-\{\left(\mathrm{aP\φa}\right)+\mathrm{bP}(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\}\±\sqrt{{\{\left(\mathrm{aP\φa}\right)+\mathrm{bP}(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\}}^2-4\left\{\mathrm{aP}(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\right\}(\mathrm{bP\φa}-T)}}{2\left\{\mathrm{aP}(\mathrm{Ld}-\mathrm{Lq})\right\}}---\left(9\right)$

通过以上可以得到id。进而，可以通过在上述（6）式中代入用（9）式求得的id的结果得到iq。

而且，在上述的说明中，线性近似表示最小电流条件的曲线（实线）的（4）式并用（7）式表现，但是用（4）式表示的最小电流条件的曲线也有难以线性近似的情况。这种情况下，预先求相对于各扭矩的斜率a和截距b，根据扭矩指令值T^*将斜率a和截距b作为表值参照，从而能够实现最大扭矩/电流控制。

如上所述，即使交流旋转机3的各电机参数的设定值与实际的参数值不同的情况下，电流指令计算器10根据（6）式、（9）式通过对成为（6）式、（9）式的永久磁铁磁通Φa（Wb）的项使用观测器50推测出的交流旋转机3的磁通推测值Φ＾（p＾dr：转子侧d轴磁通推测值）进行计算，将（9）式变形为（1）式，将（6）式变形为（3）式（在此，设为id=Id^*，iq=Iq^*），以使得能够产生对扭矩指令T^*考虑到参数变动的最佳的电流指令。而且，有关详细的理论以后说明。

另外，在上述电流指令计算器10的说明中，记载了有关基于最大扭矩/电流控制的电流指令的产生方法，而即使在d轴电流指令Id^*=0的控制中也能够得到同样的效果。

以下，参照图4说明电压指令计算器20的构成。

该电压指令计算器20使用来自电流指令计算器10的电流指令Id^*和Iq^*、以及观测器50推测出的交流旋转机3的磁通推测值Φ＾（p＾dr：转子侧d轴磁通推测值）以及角速度推测值ω＾，根据以下的（10）式计算d轴电压指令值Vd^*及q轴电压指令值Vq^*。特别是将（10）式中的磁通推测值Φ＾（p＾dr）用作永久磁铁磁通Φa（Wb）的项来计算电压指令。由此，即使在交流旋转机3的参数发生变动的情况下，也能够使交流旋转机的电流与指令值一致。而且，有关详细的理论以后说明

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Vd}}^{*}\\ {\mathrm{Vq}}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}^{*}& -\widehat{\mathrm{\ω}}{\mathrm{Lq}}^{*}\\ \widehat{\mathrm{\ω}}{\mathrm{Ld}}^{*}& R^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Id}}^{*}\\ {\mathrm{Iq}}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \widehat{\mathrm{\ω}}\hat{P}\mathrm{dr}\end{array}\right]---\left(10\right)$

在此，Id^*是d轴电流指令，Iq^*是q轴电流指令，Vd^*、Vq^*是电枢电压的dq轴成分电压指令，R^*是电枢电阻设定值，Ld^*、Lq^*是d、q轴电感设定值，ω＾是观测器50推测出的角速度推测值，p＾dr是观测器50推测出的磁通推测值。

以下，说明积分器60、第1坐标变换器30、第2坐标变换器40的构成。

积分器60根据观测器50输出的角速度推测值ω＾计算推测相位θ＾。另外，第1坐标变换器30根据来自电压指令计算器20的电压指令Vd^*和Vq^*，以及积分器60计算的推测相位θ＾，将dq旋转2轴坐标系的电压指令变换为静止2轴坐标系的3相交流电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*并输出。该3相交流电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*被输入到电力变换器2，根据该3相交流电压指令值Vu^*、Vv^*、Vw^*对交流旋转机3进行扭矩控制。第2坐标变换器40根据积分器60计算的推测相位θ＾将电流检测单元4检测到的流过交流电路Iu、Iw的静止轴坐标系的3相交流电流iu、iw变换为dq旋转2轴坐标系的电流值Id、Iq并输出。

以下，参照图5说明观测器50的构成。

该观测器50根据电压指令计算器20计算的电压指令值Vd^*和Vq^*、第2坐标系变换器40计算的dq旋转2轴坐标系的交流旋转机3的检测电流Id和Iq，来推测计算在无传感器矢量控制中需要的交流旋转机3的角速度推测值ω＾和磁通推测值Φ＾（p＾dr：转子侧d轴磁通推测值）。而且，图5所示的观测器50的构成自身是公知技术（例如，记载于前面的专利文献2中）。以下，从（11）式到（17）式表示观测器的计算式。

$\left\{\begin{array}{c}\frac{d}{\mathrm{dt}}\left(\begin{array}{c}\hat{p}\mathrm{ds}\\ \hat{p}\mathrm{qs}\\ \hat{p}\mathrm{dr}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccc}-R^{*}/\mathrm{Ldob}& \widehat{\mathrm{\ω}}& 0\\ -\widehat{\mathrm{\ω}}& -R^{*}/\mathrm{Lqob}& -\widehat{\mathrm{\ω}}r\\ 0& 0& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\hat{p}\mathrm{ds}\\ \hat{p}\mathrm{qs}\\ \hat{p}\mathrm{dr}\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Vd}}^{*}\\ {\mathrm{Vq}}^{*}\\ 0\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}A\\ B\\ C\end{array}\right)\\ \left(\begin{array}{c}\hat{I}d\\ \hat{I}q\end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccc}1/\mathrm{Ldob}& 0& 0\\ 0& 1/\mathrm{Lqob}& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\hat{p}\mathrm{ds}\\ \hat{p}\mathrm{qs}\\ \hat{p}\mathrm{dr}\end{array}\right)\end{array}\right.---\left(11\right)$

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{eds}=\hat{I}d-\mathrm{Id}\\ \mathrm{eqs}=\hat{I}q-\mathrm{Iq}\end{array}\right.---\left(12\right)$

$\left\{\begin{array}{cc}H=\left[\begin{array}{cc}h11& h12\\ h21& h22\\ h31& h32\\ h41& h42\end{array}\right]& \left(13\right)\\ \left[\begin{array}{c}A\\ B\\ C\\ D\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}h11& h12\\ h21& h22\\ h31& h32\\ h41& h42\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{eds}\\ \mathrm{eqs}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}h11\mathrm{eds}+h12\mathrm{eqs}\\ h21\mathrm{eds}+h22\mathrm{eqs}\\ h31\mathrm{eds}+h32\mathrm{eqs}\\ h41\mathrm{eds}+h42\mathrm{eqs}\end{array}\right]& \left(14\right)\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{cc}\widehat{\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}}}r=(\mathrm{Kp}+\frac{\mathrm{Ki}}{s})\frac{\mathrm{eqs}}{\hat{p}\mathrm{dr}}& \left(15\right)\\ \widehat{\mathrm{\ω}}r=\frac{1}{s}\widehat{\stackrel{\·}{\mathrm{\ω}}}r& \left(16\right)\\ \widehat{\mathrm{\ω}}=\widehat{\mathrm{\ω}}-\frac{D}{\hat{p}\mathrm{dr}}& \left(17\right)\end{array}\right.$

在此，各式中的角标的^*表示指令值，角标的ob表示观测器50的设定值，角标的r表示转子，角标的s表示定子，角标的＾表示推测值。其中，Ldob以及Lqob是dq轴电感的观测器50的设定值，R^*是电枢电阻设定值，ω＾是角速度推测值，Vd^*以及Vq^*是dq轴电压指令值，Id以及Iq是dq轴电流值，p＾ds以及p＾qs是一次侧dq轴磁通推测值，p＾dr是转子侧（二次侧）d轴磁通推测值，ωr是转子的角速度，ω＾r是转子的角速度推测值，h11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42是观测器50的反馈增益，Kp以及Ki是观测器50的加速度推测比例增益以及加速度推测积分增益。

如图5所示，观测器50大致划分包含电动机模型单元51、速度推测单元52、以及增益计算单元53这3个要素。

电动机模型单元51一般从交流旋转机3的状态方程式导出，进行（11）式的计算。由此推测计算交流旋转机3的各磁通和电流。（11）式是交流旋转机3为永久磁铁同步电动机时的计算式。通过与驱动的交流旋转机3匹配的方式设定该电动机模型单元51的计算式，还可以适用于永久磁铁同步电机以外的交流旋转机。

速度推测单元52接受通过（12）式计算电动机模型单元51推测的推测电流I＾d以及I＾q与第2坐标变换器40计算的dq旋转2轴上的交流旋转机3的电流Id以及Iq的偏差的结果，和电动机模型单元51推测的磁通推测值Φ＾（p＾dr：转子侧d轴磁通推测值），根据（15）式的PI（比例积分）计算通过（17）式计算交流旋转机3的角速度推测值ω＾。即，PI计算单元52a计算（15）式并输出，拉普拉斯变换单元52b计算（16）式并输出，推测速度计算单元52c计算（17）式并输出。

增益计算单元53接受（12）式的推测电流偏差eds、eqs，通过（13）式、（14）式计算作为观测器的反馈项的A、B、C、D。在此，（13）式的H是反馈增益，是用于进行稳定计算的设计参数。

在本实施方式1中，通过上述那样的构成，即使在交流旋转机3的参数发生了变动的情况下，也能够对交流旋转机3的输出扭矩高精度地进行扭矩控制。

以下，与以往方式对比，夹杂着计算式说明作为本发明的特征的参数变动时的扭矩控制。

在此，所谓以往方式是在电流指令计算器10和电压指令计算器20中用固定值赋予磁铁磁通指令值Φ^＊的方式。因而，以往方式从（4）式、（6）式也可知，使用交流旋转机3的参数计算最佳的电流指令，所以在发生了交流旋转机3的参数变动的情况下，不是最佳的电流指令。而且，在以下所示的（18）式中也使用交流旋转机3的参数计算最佳的电压指令，所以在发生了交流旋转机3的参数变动的情况下，电流偏差残留。其结果，不能高精度地控制扭矩。

首先，说明将本发明的观测器50的磁通推测值Φ＾（p＾dr）用于电压指令计算器20的效果。

作为说明的顺序，根据以往控制方式的电压指令计算器20和观测器50的稳定状态的动作关系，对于在有参数变动的情况下的电流指令值和实际在交流旋转机流过的实际电流的误差主要因素的关系式，从以往的电压指令计算器的计算式和在稳定状态中的观测器计算式通过算式来揭示，导出在以后的（25）式所示的关系式。进而，通过根据（25）式的关系式适用本发明的控制方式，表示电流指令值与实际流过交流旋转机3的实际电流一致。

在以下的（18）式中，表示以往的电压指令计算器20的计算式。与上述的（10）式的不同点在于，在（18）式中使用磁铁磁通指令值Φ^＊，但在（10）式中变成转子侧d轴磁通推测值p＾dr。另外，（19）式是观测器50的计算式，是在（11）式中代入（14）式的式。

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{Vd}}^{*}=R^{*}{\mathrm{Id}}^{*}-\widehat{\mathrm{\ω}}{\mathrm{Lq}}^{*}{\mathrm{Iq}}^{*}\\ {\mathrm{Vq}}^{*}=R^{*}{\mathrm{Iq}}^{*}+\widehat{\mathrm{\ω}}({\mathrm{La}}^{*}{\mathrm{Id}}^{*}+{\mathrm{\φ}}^{*})\end{array}\right.---\left(18\right)$

$\left\{\begin{array}{c}\frac{d}{\mathrm{dt}}\left(\begin{array}{c}\hat{p}\mathrm{ds}\\ \hat{p}\mathrm{qs}\\ \hat{p}\mathrm{dr}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccc}-R^{*}/\mathrm{Ldob}& \widehat{\mathrm{\ω}}& 0\\ -\widehat{\mathrm{\ω}}& -R^{*}/\mathrm{Lqob}& -\widehat{\mathrm{\ω}}r\\ 0& 0& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\hat{p}\mathrm{ds}\\ \hat{p}\mathrm{qs}\\ \hat{p}\mathrm{dr}\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Vd}}^{*}\\ {\mathrm{Vq}}^{*}\\ 0\end{array}\right)-\left(\begin{array}{cc}h11& h12\\ h21& h22\\ h31& h32\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\hat{I}d-\mathrm{Id}\\ \hat{I}q-\mathrm{Iq}\end{array}\right)\\ \left(\begin{array}{c}\hat{I}d\\ \hat{I}q\end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccc}1/\mathrm{Ldob}& 0& 0\\ 0& 1/\mathrm{Lqob}& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\hat{p}\mathrm{ds}\\ \hat{p}\mathrm{qs}\\ \hat{p}\mathrm{dr}\end{array}\right)\end{array}\right.---\left(19\right)$

在此，式中的角标^*表示指令值，角标ob表示观测器的设定值，角标＾表示推测值。根据（18）式、（19）式，如果假设是高速区域的速度充分高的区域，设R^*=0，而且假设是稳定状态，则d/dt=0，ω＾=ω＾r，I＾d-Id=0，I＾q-Iq=0，所以在代入这些条件时变成（20）式、（21）式。

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{Vd}}^{*}=-\widehat{\mathrm{\ω}}{\mathrm{Lq}}^{*}{\mathrm{Iq}}^{*}\\ {\mathrm{Vq}}^{*}=\widehat{\mathrm{\ω}}({\mathrm{La}}^{*}{\mathrm{Id}}^{*}+{\mathrm{\φ}}^{*})\end{array}\right.---\left(20\right)$

$\left\{\begin{array}{c}0=\widehat{\mathrm{\ω}}\hat{p}\mathrm{qs}+{\mathrm{Vd}}^{*}\\ 0=-\widehat{\mathrm{\ω}}\hat{p}\mathrm{ds}-\widehat{\mathrm{\ω}}\hat{p}\mathrm{dr}+{\mathrm{Vq}}^{*}\end{array}\right.---\left(21\right)$

根据（21）式，如果对一次侧dq轴磁通推测值p＾ds、p＾qs进行整理，则变成（22）式。

$\left\{\begin{array}{c}\hat{p}\mathrm{ds}={\mathrm{Vq}}^{*}/\widehat{\mathrm{\ω}}-\hat{p}\mathrm{dr}\\ \hat{p}\mathrm{qs}=-{\mathrm{Vd}}^{*}/\widehat{\mathrm{\ω}}\end{array}\right.---\left(22\right)$

根据（22）式，电流推测值I＾d、I＾q变成（23）式，这与实际电流Id、Iq一致，在稳定状态下观测器50收敛。

$\left\{\begin{array}{c}\hat{I}d=\hat{p}\mathrm{ds}/\mathrm{Ldob}=\frac{1}{\mathrm{Ldob}}({\mathrm{Vq}}^{*}/\mathrm{\ω}-\hat{p}\mathrm{dr})=\mathrm{Id}\\ \hat{I}q=\hat{p}\mathrm{qs}/\mathrm{Lqob}=-\frac{{\mathrm{Vd}}^{*}}{\mathrm{\ωLqob}}=\mathrm{Iq}\end{array}\right.---\left(23\right)$

如果在图中表示此前的关系式，则能够如图6所示那样地表示在稳定状态中的观测器50的方框图，在此，在不使用交流旋转机3的电流反馈控制，通过电压指令计算器20产生电压指令值的情况下，电压指令值是（20）式，所以代入时得到（24）式。

$\left\{\begin{array}{c}\hat{I}d=\frac{1}{\mathrm{Ldob}}(({\mathrm{Ld}}^{*}{\mathrm{Id}}^{*}+{\mathrm{\φ}}^{*})-\hat{p}\mathrm{dr})=\mathrm{Id}\\ \hat{I}q=-\frac{-{\mathrm{Lq}}^{*}}{\mathrm{Lqob}}{\mathrm{Iq}}^{*}=\mathrm{Iq}\end{array}\right.---\left(24\right)$

（24）式是表示作为图6所示的构成时的电流指令Id^*、Iq^*和实际电流Id、Iq的关系的式子。在此，如果假定将电感的设定设为Ld^*=Ldob、Lq^*=Lqob，则变成（25）式。

$\left\{\begin{array}{c}\hat{I}d={\mathrm{Id}}^{*}+\frac{{\mathrm{\φ}}^{*}-\hat{p}\mathrm{dr}}{{\mathrm{Ld}}^{*}}=\mathrm{Id}\\ \hat{I}q={\mathrm{Iq}}^{*}=\mathrm{Iq}\end{array}\right.---\left(25\right)$

根据（25）式，可知q轴电流与指令值一致。这表示即使是发生了参数变动（Ld≠Ld^*，Lq≠Lq^*，Φa≠Φ^*）的情况，如果设定为Ld^*=Ldob、Lq^*=Lqob，则q轴电流与指令值一致。另外，在发生参数变动时，其误差（Ld误差、Lq误差、Φ误差）全部作为d轴电流误差出现，所以通过构成消除该d轴电流误差那样的控制***，即使不使用电流反馈控制也能够控制电流。即，即使发生参数变动也能够消除电流偏差。进而，如果关注（25）式的d轴电流，则可知如果设为Φ^*-p＾dr=0，则能够不产生d轴电流误差地进行控制。

在本发明中，是用上述那样的理论实现的，通过将观测器50推测的转子侧d轴磁通推测值用作作为非干涉电压计算式的（20）式的Φ^*（Φ^*=p＾dr），能够将d轴电流误差量设为零，由此进行d轴的电流控制。

以下，说明在电流指令计算器10中使用本发明中的感测器50的磁通推测值p＾dr的效果。

作为本说明的顺序，首先，如以下的（29）式那样，从交流旋转机3的状态方程式和观测器50的计算式导出有参数变动时的观测器50推测的磁通推测值p＾dr是怎样的值。另外，在以往控制方式中，对于有参数变动时的扭矩误差的关系，从交流旋转机3的扭矩计算式和电流指令计算器10的q轴电流指令计算式导出作为扭矩误差的关系式的以下的（30）式。进而，由以下的（31）式所示，根据上述扭矩误差的关系式，通过适用本发明能够没有扭矩误差地对交流旋转机3进行扭矩控制。

观测器50在没有参数变动时在稳定状态中推测交流旋转机3的永久磁铁磁通Φa（=Φ^*）。但是，在有某参数变动的情况下变成p＾dr≠Φa。

如果发生参数变动时的p＾dr通过作为交流旋转机3的永久磁铁同步电动机的状态方程式、即下面的（26）式考虑稳定状态，并与观测器50时同样地近似，则变成（27）式那样。（R=0，d/dt=0）。

$\left\{\begin{array}{c}\frac{d}{\mathrm{dt}}\left(\begin{array}{c}\mathrm{\φds}\\ \mathrm{\φqs}\\ \mathrm{\φa}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccc}-R^{*}/\mathrm{Ld}& \mathrm{\ω}& 0\\ -\mathrm{\ω}& -R/\mathrm{Lq}& -\mathrm{\ω}\\ 0& 0& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{\φds}\\ \mathrm{\φqs}\\ \mathrm{\φa}\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}\mathrm{Vd}\\ \mathrm{Vq}\\ 0\end{array}\right)\\ \left(\begin{array}{c}Id\\ Iq\end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccc}1/\mathrm{Ld}& 0& 0\\ 0& 1/\mathrm{Lq}& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{\φds}\\ \mathrm{\φqs}\\ \mathrm{\φa}\end{array}\right)\end{array}\right.---\left(26\right)$

$\left\{\begin{array}{c}0=\mathrm{\ω\φqs}+\mathrm{Vd}\\ 0=-\mathrm{\ω\φds}-\mathrm{\ω\φa}+\mathrm{Vq}\end{array}\right.---\left(27\right)$

在此，从（27）式和观测器的稳定状态的近似式（21）式，能够如以下的（28）式那样导出转子侧d轴磁通推测值p＾dr。

在此，在稳定状态中，通过（25）式的说明，如果（I＾d-Id）=0，另外，（Ldob-Ld）=ΔLd，则转子侧d轴磁通推测值p＾dr变成以下的（29）式的关系式。

$\hat{p}\mathrm{dr}=-\mathrm{\ΔLd\; Id}+\mathrm{\φa}---\left(29\right)$

另一方面，以下导出发生参数变动时的扭矩误差的关系式。扭矩误差的关系式可以从交流旋转机3的扭矩计算式T和以往控制的扭矩指令T^*的关系如以下（30）式那样导出。在此，Id^*=Id，Iq^*=Iq，Ldob-Ld=ΔLd，Lqob-Lq=ΔLq，Φa-Φ^*=ΔΦ。另外，将电感的设定设为Ld^*=Ldob，Lq^*=Lqob。

根据上述（30）式表示的扭矩误差的关系式，在发生参数变动，有Ld误差的情况下，右边的项不为零，左边的（T-T^*）也不为零。即，在以往控制中，如果有参数变动则表示产生扭矩误差。与此相对，在本发明中，通过在电流指令计算器10中使用观测器50的磁通推测值p＾dr，（29）式成立，所以如果设为ΔLq=0，Φ^*=p＾dr=-ΔLd·Id+Φa并将（29）式代入到（30）式，则变成以下的（31）式，即使在ΔLd存在的条件下，也可以进行使扭矩误差为零的控制。

$\begin{array}{c}\frac{(T-T^{*})}{p}=(\mathrm{\φa}-(-\mathrm{\ΔLdI}{d}^{*}+\mathrm{\φa})){\mathrm{Iq}}^{*}+(\mathrm{Ld}-{\mathrm{Ld}}^{*}-\mathrm{Lq}+{\mathrm{Lq}}^{*}){\mathrm{Id}}^{*}{\mathrm{Iq}}^{*}\\ =\mathrm{\ΔLdI}{d}^{*}{\mathrm{Iq}}^{*}-\mathrm{\ΔLdI}{d}^{*}{\mathrm{iq}}^{*}=0\end{array}---\left(31\right)$

如以上说明的那样，根据本实施方式1，在交流旋转机3的参数发生变动而与控制单元的目标值不同的情况下，该参数的变动反映到观测器50推测出的磁通推测值Φ＾（p＾dr）的变化中。而后，将观测器50推测出的磁通测定值Φ＾（p＾dr）用于基于电流指令计算器10的电流指令Id^*、Iq^*的计算和电压指令计算器20的电压指令Vd^*、Vq^*的计算，所以能够高精度地控制扭矩。

另外，本实施方式1中的控制***不使用基于检测电流的反馈值的电流控制***，是所谓的开环电流控制***的构成。因为构成为这样的开环电流控制***，所以可以在从在背景技术中说明的正弦波PWM控制到矩形波驱动方式宽广的范围中适用，即使在矩形波驱动方式中不使用基于推测扭矩的反馈控制，也可以实现准确的扭矩控制。进而，在本实施方式1中的控制***中，可以不需要控制***的切换而在从正弦波PWM控制到矩形波驱动方式的宽范围中适用，所以能够通过简单的程序实现。进而，即使是不使用交流旋转机3的旋转速度传感器和旋转位置传感器的控制装置，本发明也能够实现准确的扭矩控制。

此外，在上述说明中，说明了适用于未设置旋转速度传感器、旋转位置传感器的无传感器矢量控制***的情况，但即使是适用于设置有旋转速度传感器等的矢量控制***的情况下也可以得到同样的效果。

实施方式2

图7是表示本发明的实施方式2中的交流旋转机的控制装置的方框图，对与图1所示的实施方式1对应或者相当的构成部分添加相同的符号。

本实施方式2的交流旋转机的控制装置的特征在于，变更在实施方式1中表示的电压指令计算器20（图4）的构成，置换为图8所示构成的电压指令计算器20。而且，此外的构成与实施方式1基本相同，所以在此省略详细的说明。

本实施方式2的电压指令计算器20构成为在计算电压指令Vd^*、Vq^*时追加由第2坐标变换器40得到的检测电流Id、Iq的反馈控制。

作为这种情况下的计算式，电流反馈项由下面的（32）式计算，另外电压前馈项由以下的（33）式计算，最终的电压指令Vd^*、Vq^*由（34）式计算。

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{VdFB}=(\mathrm{Kpd}+\frac{\mathrm{Kid}}{s})({\mathrm{Id}}^{*}-\mathrm{Id})\\ \mathrm{VqFB}=(\mathrm{Kpq}+\frac{\mathrm{Kiq}}{s})({\mathrm{Iq}}^{*}-\mathrm{Iq})\end{array}\right.---\left(32\right)$

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{VdFF}\\ \mathrm{VqFF}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R}^{*}& -\widehat{\mathrm{\ω}}{\mathrm{Lq}}^{*}\\ \widehat{\mathrm{\ω}}{\mathrm{Ld}}^{*}& R^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Id}}^{*}\\ {\mathrm{Iq}}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \widehat{\mathrm{\ω}}\hat{p}\mathrm{dr}\end{array}\right]---\left(33\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{Vd}}^{*}=\mathrm{VdFF}+\mathrm{VdFB}\\ V{q}^{*}=\mathrm{VqFF}+\mathrm{VqFB}\end{array}\right.---\left(34\right)$

在此，VdFB、VqFB是反馈项，VdFF、VqFF是前馈项，Kpd、Kpq是比例增益，Kid、Kiq是积分增益。

而且，上述（32）式的反馈项VdFB、VqFB通过图8的减法器22d、22q和PI计算器23d、23q实现，另外（33）式的前馈项VdFF、VqFF通过与实施方式1（图4）相同的构成的图8的前馈计算器21实现，进而，（34）式通过图8的加法器25d、25q实现。

如上所述，在实施方式1中忽略电阻误差进行理论展开。实际上，在交流旋转机3在某种程度高速下旋转，在交流旋转机3的感应电压大到某一程度的区域中，即使发生电阻误差，对交流旋转机3的输出扭矩也几乎没有影响。

但是，在交流旋转机3的旋转速度慢的速度区域中电阻误差变得不能忽视。因而，如图8所示的电压指令计算器20那样，追加检测电流Id、Iq的反馈控制。由此，通过补偿由电阻误差产生的电压误差，能够高精度地控制电流。

而且，作为本实施方式2的构成与以往例子的差异，将观测器50推测的磁通推测值Φ＾（p＾dr：转子侧d轴磁通推测值）用于前馈项的计算。通过这样构成，对于dp轴电感设定值以及磁通设定值的误差前馈项VdFF、VqFF能够补偿，其他的电阻误差等电流反馈项VdFB、VqFB能够补偿，具有改善发生参数变动时的电流反馈控制的应答的效果。

进而，在本实施方式2的电压指令值计算器20中，在PI计算器23d、23q与加法器25d、25q之间设置能够切入电流反馈控制的开关24d、24q。而后，仅在交流旋转机3在低速下旋转的情况下实施电流反馈控制，此外控制为切换开关24d、24q而使电流反馈控制变成关闭（OFF）。由此，在交流旋转机从零速到高速的宽广的速度区域中能够高精度地实施扭矩控制。

如以上说明的那样，根据本实施方式2，通过采用图8所示构成的电压指令计算器20增加电流反馈控制，能够在产生电阻误差时良好地控制电流，即使在交流旋转机3以低速旋转的情况下也能够高精度地控制扭矩变动。

实施方式3

图9是表示本发明的实施方式3中的交流旋转机的控制装置的方框图，对与图1所示的实施方式1对应或者相当的构成部分附加相同的符号。

本实施方式3的交流旋转机的控制装置的特征在于：相对于实施方式1的构成，新追加电压检测单元5并检测从直流电源6施加到电力变换器2的直流电压EFC，并且在控制单元1中新追加根据调制率PMF计算弱电流指令dV的弱电流计算器70以使得该调制率PMF变为“1”。而且对于上述以外的构成与实施方式1相同，所以在此省略详细的说明。

这种情况下，第1坐标变换器30由以下的（35）式计算调制率PMF。

$\mathrm{PMF}=\frac{\sqrt{{\left({\mathrm{Vd}}^{*}\right)}^2+{\left({\mathrm{Vq}}^{*}\right)}^2}}{\frac{\sqrt{6}}{\mathrm{\π}}\mathrm{EFC}}---\left(35\right)$

该（35）式的调制率PMF的计算式以使得在矩形波驱动方式中电力变换器2能够输出的最大电压为PMF=1的方式进行计算，通过将该调制率PMF控制为PMF=1，能够实现基于矩形波驱动方式的扭矩控制。

而后，通过（35）式的调制率PMF计算3相电压指令Vu^*、Vv^*、Vw^*。由此，即使向电力变换器2施加的直流电压EFC发生变动的情况下，也能够向交流旋转机3始终施加适当的电压，抑制伴随直流电压EFC的变动的扭矩变动。

此外，图10是表示用于实现基于上述矩形波驱动方式的弱磁通控制的弱电流计算器70的构成的图。而且，图10的构成是公知的，是以调制率PMF变为“1”的方式产生弱电流指令dV的构成即可。

如上所述，根据本实施方式3，其构成为除了实施方式1的构成外，还构成为设置检测直流电压EFC的电压检测单元5，根据（35）式计算调制率PMF，在弱电流计算器70中计算最佳的弱电流指令值dV以使得该调制率PMF变成“1”，所以即使输入到电力变换器2的直流电压EFC发生变动的情况下，也能够产生最佳的弱电流指令，在矩形波起动方式中，与实施方式1相同，除了能够抑制由交流旋转机3的参数变动引起扭矩的误差的发生外，在直流电压EFC发生变动的情况下也能够有效地抑制扭矩误差的发生。

产业上的可利用性

本发明涉及根据扭矩指令控制交流旋转机的扭矩的控制装置，能够广泛适用于交流旋转机的控制装置。

Claims (5)

1.一种交流旋转机的控制装置，具备：

电力变换器，将直流电力变换为交流电力提供给交流旋转机；

电流检测单元，检测从该电力变换器流到所述交流旋转机的电流；

控制单元，根据由该电流检测单元检测出的检测电流和扭矩指令值，对所述电力变换器产生交流旋转机控制用的三相交流的电压指令值，

所述控制单元具有：

电流指令计算器，计算电流指令值；

电压指令值计算器，计算所述电压指令值；

观测器，根据所述检测电流和所述电压指令值，计算所述交流旋转机的磁通推测值和角速度推测值，

所述电流指令计算器根据所述扭矩指令值和所述观测器输出的所述磁通推测值，计算旋转2轴上的电流指令值；

所述电压指令计算器根据所述电流指令计算器输出的所述电流指令值和所述观测器输出的所述磁通推测值及所述角速度推测值，计算所述电压指令值，根据所述角速度推测值进行无传感器矢量控制。

2.根据权利要求1所述的交流旋转机的控制装置，所述电压指令计算器根据所述观测器输出的计算结果、以及所述电流指令值与所述检测电流的电流偏差的反馈计算，来计算电压指令值。

3.根据权利要求2所述的交流旋转机的控制装置，进一步具备：

电压检测单元，检测输入到所述电力变换器的直流电压；

弱电流计算器，计算用于将调制率控制在规定的值以下的弱电流指令，所述调制率根据由该电压检测单元检测到的直流电压检测值和所述电压指令值而计算出。

4.一种交流旋转机的控制装置，具备：

电力变换器，将直流电力变换为交流电力提供给交流旋转机；

电流检测单元，检测从该电力变换器流到所述交流旋转机的电流；

控制单元，根据由该电流检测单元检测出的检测电流和扭矩指令值，对所述电力变换器产生交流旋转机控制用的三相交流的电压指令值，

所述控制单元具有：

电流指令计算器，计算电流指令值；

电压指令计算器，计算所述电压指令值；

观测器，根据所述检测电流和所述电压指令值，计算所述交流旋转机的磁通推测值，

所述电流指令计算器根据所述扭矩指令值和所述观测器输出的所述磁通推测值，计算旋转2轴上的电流指令值，

所述电压指令计算器根据所述电流指令计算器输出的所述电流指令值和所述观测器输出的所述磁通推测值，计算所述电压指令值，根据所述观测器输出的计算结果、以及所述电流指令值与所述检测电流的电流偏差的反馈计算，来计算电压指令。

5.根据权利要求4所述的交流旋转机的控制装置，进一步具备：

电压检测单元，检测输入到所述电力变换器的直流电压；

弱电流计算器，计算用于将调制率控制在规定的值以下的弱电流指令，所述调制率根据由该电压检测单元检测到的直流电压检测值和所述电压指令值而计算出。