CN101488730B - 放大器、音频***以及输入信号的放大方法 - Google Patents

放大器、音频***以及输入信号的放大方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种放大器、音频***以及输入信号的放大方法，其中，该输入信号的放大方法包括：根据积分级的恒定共模电压和所述输入信号，由所述积分级来产生斜坡信号；根据所述斜坡信号和滞后信号来产生脉宽调制信号，以及根据全桥电路的电源供给和所述脉宽调制信号，由所述全桥电路来产生放大器的输出信号，进而通过其所连接的扬声器将所述输入信号转换成可听声音；本发明的放大器、音频***以及输入信号的放大方法能减少因传播延时而引起的误差，并且提高电源抑制比。

Description

放大器、音频***以及输入信号的放大方法
技术领域
本发明涉及一种放大器，尤其涉及一种丁类放大器。
背景技术
丁类放大器优于线性放大器(例如甲乙类放大器)的长处是其具有相对比较高的效率。由于丁类放大器的输出脉冲具有固定幅度，所以开关部件被或通或断地切换，而不是以线性模式操作。丁类放大器的一种常见应用是用于扬声器的驱动器。
然而，一些采用标准实现方式的丁类放大器可能存在传播延迟和低电源抑制比的现象。
发明内容
本发明要解决的技术问题在于提供一种放大器、音频***以及输入信号的放大方法，其能减少因传播延时而引起的误差，并且提高电源抑制比。
本发明所述的放大器，其包括：积分级，用于接收恒定共模电压以及代表所述放大器的输入信号的第一信号，并产生斜坡信号；连接至所述积分级的比较级，用于根据所述斜坡信号和滞后信号以产生脉宽调制信号；以及连接至所述比较级的全桥电路，用于接收电源供给，接收所述脉宽调制信号，并产生所述放大器的输出信号。
本发明所述的放大器，所述恒定共模电压的电平等于所述电源供给的电压电平的一半。
本发明所述的放大器，所述放大器还包括：连接至所述积分级的转换级，用于接收所述输入信号，并提供所述第一信号给所述积分级。
本发明所述的放大器，所述转换级包括连接至所述积分级的运算放大器，用于将所述输入信号转换成输入电流，其中所述第一信号包括所述输入电流。
本发明所述的放大器，所述积分级包括运算放大器和电容器，其中所述转换级连接至所述运算放大器的负输入端。
本发明所述的放大器，所述放大器还包括：连接在所述全桥电路的第一切换节点和第二切换节点之间的第一电阻分压器，用于提供所述滞后信号。
本发明所述的放大器，所述滞后信号的电压电平的最大值和最小值之间的范围是以所述电源供给的电压电平的一半为中心。
本发明所述的放大器，所述斜坡信号的参数限制由所述第一电阻分压器来控制。
本发明所述的放大器，所述放大器还包括：连接在所述全桥电路的第一切换节点和第二切换节点之间的第二电阻分压器，用于提供第二信号给所述积分级。
本发明所述的放大器，所述第二信号的电压电平以所述电源供给的电压电平的一半为中心。
本发明所述的放大器，如果所述输入信号为零，所述全桥电路的切换频率保持恒定。
本发明所述的放大器，如果所述电源供给变化，所述放大器的增益保持不变。
另外，本发明所述的音频***，其包括：用于接收输入信号的放大器，所述放大器包括积分级，用于接收恒定共模电压，接收代表所述输入信号的第一信号，并产生斜坡信号；连接至所述积分级的比较级，用于根据所述斜坡信号和滞后信号以产生脉宽调制信号；以及连接至所述比较级的全桥电路，用于接收电源供给，接收所述脉宽调制信号，并产生所述放大器的输出信号。且所述音频***还包括：连接至所述放大器的扬声器，用于将所述输出信号转换成可听声音。
本发明所述的音频***，所述恒定共模电压的电平等于所述电源供给的电压电平的一半。
本发明所述的音频***，所述音频***还包括：连接至所述积分级的转换级，用于接收所述输入信号，并提供所述第一信号给所述积分级。
本发明所述的音频***，所述转换级包括连接至所述积分级的运算放大器，用于将所述输入信号转换成输入电流，其中所述第一信号包括所述输入电流。
本发明所述的音频***，所述积分级包括运算放大器和电容器，其中所述转换级连接至所述运算放大器的负输入端。
本发明所述的音频***，所述音频***还包括：连接在所述全桥电路的第一切换节点和第二切换节点之间的电阻分压器，用于提供所述滞后信号。
本发明所述的音频***，如果所述输入信号为零，所述全桥电路的切换频率保持恒定。
本发明所述的音频***，如果所述电源供给变化，所述放大器的增益保持不变。
除此之外，本发明所述的输入信号的放大方法用于放大输入信号。所述输入信号的放大方法包括：根据恒定共模电压和所述输入信号，由所述积分级来产生斜坡信号；根据所述斜坡信号和滞后信号来产生脉宽调制信号；以及根据电源供给和所述脉宽调制信号，由所述全桥电路来产生放大器的输出信号。
本发明所述的输入信号的放大方法，所述恒定共模电压的电平等于所述电源供给的电压电平的一半。
本发明所述的输入信号的放大方法，所述输入信号的放大方法还包括：将所述输入信号转换成输入电流。
本发明所述的输入信号的放大方法，所述输入信号的放大方法还包括：如果所述电源供给的电压变化，所述放大器的增益保持不变。
本发明的放大器、音频***以及输入信号的放大方法能减少因传播延时而引起的误差，并且提高电源抑制比。
附图说明
图1为根据本发明的一个实施例的放大器的模块示意图；
图2为根据图1提供的一个实施例的连接至扬声器的放大器的电路示意图；
图3为根据本发明的一个实施例的滞后信号与斜坡信号的波形图；
图4为根据本发明的一个实施例的音频***的模块示意图；
图5A为根据图4提供的一个实施例的连接至扬声器的放大器的电路示意图；
图5B为根据图4提供的另一个实施例的连接至扬声器的放大器的电路示意图；
图5C为根据图4提供的另一个实施例的连接至扬声器的放大器的电路示意图；以及
图6为根据本发明的一个实施例的输入信号放大方法的流程示意图。
具体实施方式
以下通过对本发明的一些实施例结合其附图的描述，可以进一步理解本发明的目的、具体结构特征和优点。
以下将对本发明的实施例给出详细的说明。虽然本发明将结合实施例进行阐述，但应理解这并非意指将本发明限定于这些实施例。相反，本发明意在涵盖由权利要求书所界定的本发明精神和范围内所定义的各种可选项、可修改项和等同项。
此外，在以下对本发明的详细描述中，为了提供一个针对本发明的完全的理解，阐明了大量的具体细节。然而，本领域技术人员将理解，没有这些具体细节，本发明同样可以实施。在另外的一些实例中，对于大家熟知的方案、流程、元件和电路未作详细描述，以便于凸显本发明的主旨。
图1为根据本发明的一个实施例的丁类放大器100的模块示意图。丁类放大器100具有相对比较高的电源抑制比。如图1所示，丁类放大器100可以包括用于接收电源供给VDC的电源终端110、放大级180和输出级160。
放大级180可以接收输入信号170，并产生斜坡信号130。放大级180可以根据斜坡信号130和滞后信号132来产生用于驱动输出级160的脉宽调制信号140。斜坡信号130和滞后信号132可被定位在一个电压电平，该电压电平是所述电源供给VDC电压电平的一半并且与该电源供给VDC成比例地变化。举例说明，斜坡信号130和滞后信号132以电源供给VDC电压电平的一半为中心。
连接至电源终端110的输出级160可以从放大级180接收脉宽调制信号140，并产生放大了的输出信号190。在一个实施例中，输出级160为一个全桥电路160。
如图1所示，放大级180包括连接至全桥电路160的表示为转换级101的第一电路，用于接收输入信号170并且产生已转换信号120，其中已转换信号120被定位在电源电压VDC电平的一半。更具体地说，当输入电压V170等于零时，已转换信号120的电压电平可以等于电源电压VDC电平的一半。
放大级180还可以包括表示为积分级102(例如，积分器)的第二电路，其中积分级102可以接收来自转换级101的已转换信号120和来自全桥电路160的积分信号122，并由此产生斜坡信号130。因此，在本发明的一个实施例中不需要振荡器和斜坡发生器。
比较级103可以接收斜坡信号130和滞后信号132，并产生脉宽调制信号140以驱动全桥电路160。在一个实施例中，斜坡信号130可处于滞后信号132的滞后边框范围内。
概括而言，图1提供的实施例中的放大器100包括：用于接收电源供给的电源终端110；连接至电源终端110的全桥电路160，其用于提供放大了的输出信号190；连接至全桥电路160的转换级101，用于接收输入信号170并产生已转换信号120；积分级102，用于接收来自该转换级101的已转换信号120和来自全桥电路160的积分信号122，并由此产生斜坡信号130；以及一个比较级103，用于接收来自该积分级102的斜坡信号130和来自全桥电路160的滞后信号132，并且产生用于驱动该全桥电路160的脉宽调制信号140。
在一实施例中，斜坡信号130和滞后信号132被定位在一个电压电平，该电压电平是所述电源供给VDC电压电平的一半并且与该电源供给VDC成比例地变化。举例说明，滞后信号132可以有最大值和最小值，而滞后信号132的最大值和最小值之间的范围是以电源供给VDC电压电平的一半为中心的。同理，斜坡信号130可以有最大值和最小值，而斜坡信号130的最大值和最小值之间的范围是以电源供给VDC电压电平的一半为中心的。
图2为根据图1提供的一个实施例的连接至扬声器230的放大器100的详细电路示意图。在图2与图1中标记相同的元件具有相似的功能，在此对这些元件不复赘述。
图2中的放大器100还可包括连接在全桥电路160的第一切换节点LX1和第二切换节点LX2之间的第一电阻分压器(表示为电阻器260和262)，用于提供滞后信号132给比较级103。
所述第一电阻分压器可以包括电阻器260和电阻器262。在一个实施例中，电阻器260的电阻值R260等于阻值R1减去阻值ΔR1。在一个实施例中，电阻器262的电阻值R262等于阻值R1加上阻值ΔR1。因此，R260＝R1-ΔR1，而R262＝R1+ΔR1。
放大器100还可包括连接在全桥电路160的第一切换节点LX1和第二切换节点LX2之间的第二电阻分压器(表示为电阻器250和252)，用于提供积分信号122给积分级102。
所述第二电阻分压器可包括电阻器250和电阻器252。在一个实施例中，电阻器250的电阻值R250等于阻值R2加上阻值ΔR2。在一个实施例中，电阻器252的电阻值R252等于阻值R2减去阻值ΔR2。因此R250＝R2+ΔR2，而R252＝R2-ΔR2。
在一个实施例中，转换级101包括连接至积分级102的运算跨导放大器202，用于将输入信号170转换为输入电流Iin。放大器100还可包括连接在第一切换节点LX1和第二切换节点LX2之间的第三电阻分压器(表示为电阻器240和242)，用于接收输入电流Iin并且产生一个定位在电源VDC电压电平的一半的已转换信号120。在一个实施例中，当输入信号170的电压值V170为零时，已转换信号120的电平可以等于电源供给VDC电平的一半。在一个实施例中，电阻器240和电阻器242具有相同的电阻值R。
积分级102可以包括运算放大器204和电容器234。在一个实施例中，积分级102接收已转换信号120和积分信号122，并且严生斜坡信号130给比较级103。
比较级103(表示为比较器103)可以将滞后信号132与斜坡信号130进行比较，并且产生脉宽调制信号140以驱动全桥电路160。连接在第一切换节点LX1和第二切换节点LX2之间的输出电容器232可以提供所述放大了的输出信号190给扬声器230。所以，扬声器230可以接收该放大了的输出信号190并由此产生可听声音。
在操作中，运算跨导放大器202可以将输入电压V170转换为输入电流Iin，并利用第三电阻分压器(表示为电阻器240和电阻器242)来产生已转换信号120。如果运算跨导放大器202的增益是g，则已转换信号120的电压可由以下给出：
V120＝g×(R/2)×V170+VDC/2。(1)
在一个实施例中，全桥电路160的第一切换节点LX1和第二切换节点LX2总是处于不同相位的。因此，依据第一切换节点LX1和第二切换节点LX2的状态，流经电容器234的积分电流可具有两个不同值I122和I122’。在一个实施例中，当脉宽调制信号140为高电平时，第一切换节点LX1上的电平值为VDC，而第二切换节点LX2上的电平值为零。与此相反，当脉宽调制信号140为低电平时，第一切换节点LX1上的电平值为零，而第二切换节点LX2上的电平值为VDC。
在一个实施例中，由于运算放大器204的反相输入端(负输入端)的电压VINT等于其非反相输入端(正输入端)的电压V120，所以脉宽调制信号140为高电平时的积分电流I122和脉宽调制信号140为低电平时的积分电流I122’可分别由以下给出：
当脉宽调制信号140为高电平时，
I122＝(VDC-V120)/(R2+ΔR2)-V120/(R2-ΔR2)；(2)
当脉宽调制信号140为低电平时，
I122’＝(VDC-V120)/(R2-ΔR2)-V120/(R2+ΔR2)。(3)
根据等式(1)，等式(2)和(3)可被重写为：
当脉宽调制信号140为高电平时，
I122＝(-VDC×ΔR2-g×R×V170×R2)/(R2 2-ΔR2 2)；(4)
当脉宽调制信号140为低电平时，
I122’＝(VDC×ΔR2-g×R×V170×R2)/(R2 2-ΔR2 2)。(5)
此外，依据脉宽调制信号140的电平，滞后信号132的电压V132和V132’可以由以下给出：
当脉宽调制信号140为高电平时，
V132＝VDC×(R1+ΔR1)/2R1＝VDC/2+VDC×ΔR1/2R1；(6)
当脉宽调制信号140为低电平时，
V132’＝VDC×(R1-ΔR1)/2R1＝VDC/2-VDC×ΔR1/2R1。(7)
在一个实施例中，斜坡信号130的幅值A130等于V132和V132′之间的差值，即：
A130＝VDC×ΔR1/R1。(8)
因此，斜坡信号130的参数限制可由第一电阻分压器(表示为电阻器260和262)中的阻值R1和阻值ΔR1来确定。在一个实施例中，上述的斜坡信号130的参数限制包括斜坡信号130的幅值A130。
图3为根据本发明的一个实施例的滞后信号132与斜坡信号130的示例性的波形图。在图3所示的实施例中，在时段T1脉宽调制信号140为高电平，在时段T2脉宽调制信号140为低电平。以下将结合图2对图3进行描述。
如图3所示，斜坡信号130处于滞后信号132的滞后边框302的范围内。在图3所示的实施例中，在T1期间，根据等式(6)可知，滞后信号132的电平高于VDC/2电平。此外，在T2期间，根据等式(7)可知，滞后信号132的电平可以低于VDC/2电平。在一个实施例中，当滞后信号132大于斜坡信号130时，脉宽调制信号140可以为高电平。因此，积分电流I122可以流经电容器234，而斜坡信号130的电平可以随之而增加，直至等于滞后信号132的电平。随后，比较器103可以输出一个低电平的脉宽调制信号140，而滞后信号132的电平可下降到VDC/2电平之下。因此，如T2期间所示，积分电流I122’可以流经电容器234，而斜坡信号130的电平可趋于滞后信号132的电平渐渐减小。比较器103可继续输出低电平的脉宽调制信号140，直到斜坡信号130的电平减少至滞后信号132的电平。
有利的是，脉宽调制信号140可根据滞后信号132和斜坡信号130来产生，而滞后信号132和斜坡信号130均可被定位在电源供给VDC电平的一半上。更具体地说，滞后信号132的最大值和最小值之间的范围是以电源供给VDC电平的一半为中心的。同理，斜坡信号130的最大值和最小值之间的范围也是以电源供给VDC电平的一半为中心的。
有利的是，在一个实施例中，滞后信号132的滞后边框302是由全桥电路160的切换节点LX1和LX2的状态来决定的，这样可以减少/消除因信号在驱动器和全桥电路160的电源开关中传播的延时而引起的误差，并且可以减少/消除因电源开关之间的不匹配而引起的误差。
在一个实施例中，如果时段T1相对比较短，那么在T1期间的电流I122可被视为恒定值。同理，如果时段T2相对比较短，那么在T2期间的电流I122’可被视为恒定值。因此，在积分级102的电容器234上电荷的变化可由以下给出：
ΔQ＝C234×A130＝-I122×T1＝I122’×T2。(9)
因此，当等式(4)和(5)被代入等式(9)中时，由此可得以下等式：
VDC×(T2-T1)/(T2+T1)＝g×R×R2/ΔR2×V170。(10)
输出电容器232上的输出信号190的等效电压V190可以由以下给出：
V190＝T1/(T1+T2)×VDC-T2/(T1+T2)×VDC＝(T1-T2)/(T1+T2)×VDC。(11)
因此，放大器100的增益A可以由以下给出：
A＝V190/V170＝-g×R×R2/ΔR2。(12)
有利的是，放大器100的增益A可以不依赖于电源供给VDC，这样可以使放大器100的电源抑制比相对比较高。
根据等式(9)，全桥电路160的切换频率fsw可由以下给出：
fsw＝1/(T1+T2)＝1/((-C234×A130/I122)+(C234×A130/I122’))。(13)
当等式(1)、(2)和(3)被代入等式(13)时，切换频率fsw可以为：
fsw＝(VDC 2×ΔR2 2-g2×R2×V170 2×R2 2)/(C234×A130×(R2 2-ΔR2 2)×2×VDC×ΔR2)。(14)
当等式(8)被代入等式(14)时，切换频率fsw可以为：
fsw＝R1×ΔR2/(2C234×ΔR1×(R2 2-ΔR2 2))-g2×R2×V170 2×R2 2×R1/(2C234×ΔR1×VDC 2×ΔR2 2×(R2 2-ΔR2 2))。(15)
假设K1＝R1×ΔR2/(2C234×ΔR1×(R2 2-ΔR2 2))，以及K2＝g2×R2×R2 2×R1/(2C234×ΔR1×ΔR2 2×(R2 2-ΔR2 2))，那么等式(15)可以写成：
fsw＝K1-K2×(V170/VDC)2(16)
其中，由于K1和K2为常数，所以切换频率fsw可以取决于输入电压V170和电源供给VDC。因此，当输入信号170为零时，全桥电路160的切换频率fsw可保持恒定。
因此，本发明提供了一种具有高电源抑制比的低失真丁类放大器。该丁类放大器的增益可以不依赖于输入信号。此外，在本发明中可以不需要振荡器和斜坡发生器。而且，本发明还提供了一种音频***，该音频***包括用于接收音频信号的低失真丁类放大器，以及连接至该低失真丁类放大器的扬声器，该扬声器用于将该音频信号转换为可听声音。
图4为根据本发明的一个实施例的音频***400的模块示意图。在图4中，与图1和图2中标记相同的元件具有相似的功能，在此对这些元件不复赘述。如图4所示，音频***400包括连接至扬声器230的放大器404。放大器404可用于接收输入信号170并产生输出信号190。连接至放大器404的扬声器230可用于将输出信号190转换成可听/音频声音。
更具体地说，放大器404可以包括积分级402(如，积分器)，用于接收恒定共模电压VCM以及代表放大器404的输入信号170的第一信号423，并产生斜坡信号430。此外，放大器404可以包括连接至积分级402的比较级403，用于根据斜坡信号430和滞后信号432以产生脉宽调制信号140。放大器404还可包括连接至比较级403的全桥电路460，用于接收电源终端110上的电源供给VDC以及脉宽调制信号140，并产生放大器404的输出信号190。
在一个实施例中，放大器404还包括连接至积分级402的转换级401，用于接收输入信号170，并提供代表输入信号170的第一信号423给积分级402。全桥电路460可用于提供滞后信号432给比较级403，并且提供第二信号420给积分级402。
有利的是，通过对转换级401、积分级402、比较级403和全桥电路460的应用，如果电源供给VDC发生变化，放大器404的增益可保持不变。此外，如果输入信号170为零，全桥电路460的切换频率可以保持恒定。
图5A为根据图4提供的一个实施例的连接至扬声器230的放大器404的详细电路示意图。在图5A中，与图1、图2和图4中标记相同的元件具有相似的功能，在此对这些元件不复赘述。
如图5A所示，放大器404还包括连接在全桥电路460的第一切换节点LX1和第二切换节点LX2之间的第四电阻分压器(表示为电阻器560和562)，用于提供滞后信号432。所述第四电阻分压器可以包括电阻值为阻值R1减去阻值ΔR1的电阻器560，以及电阻值为阻值R1加上阻值ΔR1的电阻器562。因此，R560＝R1-ΔR1，以及R562＝R1+ΔR1。
放大器404还可包括连接在全桥电路460的第一切换节点LX1和第二切换节点LX2之间的第五电阻分压器(表示为电阻器550和552)，用于提供信号422给积分级402。所述第五电阻分压器可以包括电阻值为阻值R2加上阻值ΔR2的电阻器550，以及电阻值为阻值R2减去阻值ΔR2的电阻器552。因此，R550＝R2+ΔR2，以及R552＝R2-ΔR2。
转换级401可以包括连接至积分级402的运算跨导放大器502，用于将输入信号170转换成输入电流I170。因此，第一信号423可以包括输入电流I170。如果运算跨导放大器502的增益为g502，并且输入信号170的电压为V170，输入电流I170可由以下给出：
I170＝g502×V170。(17)
积分级402可以包括运算放大器504和电容器510。转换级401可以连接至运算放大器504的负输入端(反相输入端)。在一个实施例中，放大器404还包括连接在全桥电路460的第一切换节点LX1和第二切换节点LX2之间的第六电阻分压器(表示为电阻器540和542)，用于提供第二信号420给积分级402。所述第六电阻分压器可以包括具有相同阻值R的电阻器540和542。所述第六电阻分压器可以连接至运算放大器504的正输入端(非反相输入端)。因此，如果电源终端110上的电压值为VDC，第二信号420的电压V420可以由此给出：V420＝VDC/2。换句话说，第二信号420的电压电平V420可以等于电源供给VDC电压电平的一半。
由于运算放大器504的负极输入端上的信号422电压V422等于其正极输入端上的第二信号420电压V420，信号422的电压V422可由以下给出：
V422＝VDC/2。(18)
因此，信号422的电压电平V422可以等于电源供给VDC电压电平的一半。换句话说，积分级402的共模电压VCM(VCM＝(V420+V422)/2)的电平可以为恒定值，更具体地说，可以等于电源供给VDC电压电平的一半。
有利的是，由于运算放大器504的共模电压VCM为恒定值且独立于输入电压V170，所以输入电压V170对运算放大器504的共模抑制比可能产生的影响可被消除。
除此之外，积分级402的电流并联反馈(例如，电容器510)可以减小运算放大器504负输入端的输入阻抗，因此连接至运算放大器504负输入端的运算跨导放大器502的输出阻抗可被减小。有利的是，运算跨导放大器502提供大电流并且驱动大容性负载的能力可被提高。此外，放大器404的信噪比可被提高。
在一个实施例中，全桥电路460的第一切换节点LX1和第二切换节点LX2总是处于不同相位的。因此，依据切换节点LX1和LX2的状态，流经电容器510的电流可具有两个不同值。在一个实施例中，当脉宽调制信号140为高电平时，第一切换节点LX1上的电平值为VDC，而第二切换节点LX2上的电平值为零。与此相反，当脉宽调制信号140为低电平时，第一切换节点LX1上的电平值为零，而第二切换节点LX2上的电平值为VDC。
更具体地说，当脉宽调制信号140为高电平时，流经电容器510的积分电流I510可通过以下计算获得：
I510＝(VDC-V422)/(R2+ΔR2)-V422/(R2-ΔR2)+I170。(19a)
当脉宽调制信号140为低电平时，流经电容器510的积分电流I510’可通过以下计算获得：
I510’＝(VDC-V422)/(R2-ΔR2)-V422/(R2+ΔR2)+I170。(19b)
根据等式(17)和(18)，等式(19a)和(19b)可分别重写为：
I510＝-VDC×ΔR2/(R2 2-ΔR2 2)+g502×V170(20a)
和
I510’＝VDC×ΔR2/(R2 2-ΔR2 2)+g502×V170。(20b)
同理，依据切换节点LX1和LX2的状态，滞后信号432的电压电平可具有两个不同值。当脉宽调制信号140为高电平时，滞后信号432的电压电平V432可通过以下计算获得：
V432＝VDC×(R1+ΔR1)/2R1＝VDC/2+VDC×ΔR1/2R1。(21a)
当脉宽调制信号140为低电平时，滞后信号432的电压电平V432’可通过以下计算获得：
V432’＝VDC×(R1-ΔR1)/2R1＝VDC/2-VDC×ΔR1/2R1。(21b)
因此，滞后信号432的电压电平可以以电源供给VDC电平的一半为中心。更具体地说，滞后信号432的最大值和最小值之间的范围是以电源供给VDC电平的一半为中心的。
由于斜坡信号430的幅值A430可以等于V432与V432’之差，幅值A430可以由以下给出：
A430＝|V432-V432’|＝VDC×ΔR1/R1。(22)
因此，斜坡信号430的参数限制(例如，幅度A430)可由第四电阻分压器(表示为电阻器560和562)来控制。
同理，斜坡信号430的电压电平可以以电源供给VDC电平的一半为中心。更具体地说，斜坡信号430的最大值和最小值之间的范围是以电源供给VDC电平的一半为中心的。
假设在时段T1脉宽调制信号140为高电平，并且在时段T2脉宽调制信号140为低电平，那么在积分级402的电容器510上电荷的变化ΔQ510可由以下给出：
ΔQ510＝C510×A430＝-I510×T1＝I510’×T2，(23)
其中C510是电容器510的电容值。因此，当等式(20a)和(20b)被代入等式(23)时，可得以下等式：
(VDC×ΔR2/(R2 2-ΔR2 2)-g502×V170)×T1＝(VDC×ΔR2/(R2 2-ΔR2 2)+g50 2×V170)×T2。
因此，
VDC×(T1-T2)/(T1+T2)＝g502×V170×(R2 2-ΔR2 2)/ΔR2。(24)
由于输出信号190的等效电压V190eq可以由以下给出：
V190eq＝T1/(T1+T2)×VDC-T2/(T1+T2)×VDC＝(T1-T2)/(T1+T2)×VDC。(25)
放大器404的增益A404可通过以下计算获得：
A404＝V190eq/V170＝g502×(R2 2-ΔR2 2)/ΔR2。(26)
有利的是，如果电源供给VDC发生变化，放大器404的增益A404仍可保持不变。因此，放大器404的增益不依赖于电源供给VDC，这样可使其电源抑制比相对比较高。
根据等式(23)，全桥电路460的切换频率f460可由以下给出：
f460＝1/(T1+T2)＝1/((-C510×A430/I510)+(C510×A430/I510’))。(27a)
当等式(20a)、(20b)和(22)被代入等式(27a)时，切换频率f460可以重写为：
f460＝R1×ΔR2/(2C510×ΔR1×(R2 2-ΔR2 2))-(g502 2×R1×(R2 2-ΔR2 2)/(2C510×ΔR1×ΔR2))×(V170/VDC)2。(27b)
由此可得以下等式：
f460＝K3+K4×(V170/VDC)2，(28)
其中K3等于R1×ΔR2/(2C510×ΔR1×(R2 2-ΔR2 2))的常数，并且K4等于-g502 2×R1×(R2 2-ΔR2 2)/(2C510×ΔR1×ΔR2)的常数。
因此，在一个实施例中，切换频率f460取决于输入电压V170和电源供给VDC。此外，如果输入信号170为零，全桥电路460的切换频率f460可以保持恒定。
图5B为根据图4提供的一个实施例的连接至扬声器230的放大器404’的详细电路示意图。在图5B中，与图5A中标记相同的元件具有相似的功能，在此对这些元件将不复赘述。在一个实施例中，图5A所示的表示为第四电阻器560和562的电阻分压器和表示为电阻器550和552的第五电阻分压器可以结合成图5B所示的表示为电阻器570、572和574的单个电阻分压器。连接在全桥电路460的第一切换节点LX1和第二切换节点LX2之间的电阻分压器(表示为电阻器570、572和574)可以用于提供滞后信号432和信号422。
更具体地说，电阻器570的电阻值R570可以等于阻值R3减去阻值ΔR3，电阻器572的电阻值R572可以等于阻值ΔR3的两倍，以及电阻器574的电阻值R574可以等于阻值R3减去阻值ΔR3。因此，R570＝R3-ΔR3，R572＝2ΔR3，以及R574＝R3-ΔR3。
图5B所示的实施例中的放大器与图5A所示的实施例中的放大器具有相似的功能与操作。当脉宽调制信号140为高电平时，流经电容器510的积分电流I510b可通过以下计算获得：
I510b＝-VDC×ΔR3/(R3 2-ΔR3 2)+g502×V170。(29a)
当脉宽调制信号140为低电平时，流经电容器510的积分电流I510b’可通过以下计算获得：
I510b’＝VDC×ΔR3/(R3 2-ΔR3 2)+g502×V170。(29b)
根据图5B所示的实施例，可获得以下等式：
VDC×(T1-T2)/(T1+T2)＝g502×V170×(R3 2-ΔR3 2)/ΔR3，(30)
V190eq＝(T1-T2)/(T1+T2)×VDC，(31)
以及
A404b＝V190eq/V170＝g502×(R3 2-ΔR3 2)/ΔR3。(32)
其中A404b是放大器404’的增益，并且如果电源供给VDC发生变化，增益A404b可保持不变。
当脉宽调制信号140为高电平时，滞后信号432的电压电平V432b可通过以下计算获得：
V432b＝V422+(VDC-V422)×R572/(R570+R572)＝(VDC/2)×(1+2ΔR3/(R3+ΔR3))。(33a)
当脉宽调制信号140为低电平时，滞后信号432的电压电平V432b’可通过以下计算获得：
V432b’＝V422×R570/(R570+R572)＝(VDC/2)×(1-2ΔR3/(R3+ΔR3))。(33b)
由此可以给出图5B实施例中斜坡信号430的幅值A430b：
A430b＝|V432b-V432b’|＝2VDC×ΔR3/(R3+ΔR3)。(34)
因此，图5B所示的实施例中全桥电路460的切换频率f460b可通过以下计算获得：
f460b＝1/(T1+T2)(35)
＝1/((-C510×A430b/I510b)+(C510×A430b/I510b’))
＝1/(4C510×(R3-ΔR3))-((R3 2-ΔR3 2)×(R3+ΔR3)×g502 2/(4C510×ΔR3 2))×(V170/VDC)2。
由此可得：
f460b＝K5+K6×(V170/VDC)2。(36)
其中K5等于1/(4C510×(R3-ΔR3))的常数，而K6等于-(R3 2-ΔR3 2)×(R3+ΔR3)×g502 2/(4C510×ΔR3 2)的常数。
同理，切换频率f460b可取决于输入电压V170和电源供给VDC。此外，如果输入信号170为零，全桥电路460的切换频率f460b可以保持恒定。
在图5A和图5B所示的实施例中，前述的每个放大器404和404’可以产生电压电平均以VDC/2电平为中心的滞后信号432和斜坡信号430。然而，滞后信号432与/或斜坡信号430的电压电平也可以以不等于VDC/2的电平为中心。图5C为根据图4提供的一个实施例的连接至扬声器230的放大器404”的详细电路示意图。在图5C中，与图5A和图5B中标记相同的元件具有相似的功能，在此对这些元件不复赘述。
图5C所示的实施例中的电阻器576可以连接在表示为电阻器560和562的电阻分压器与地之间，用于移动滞后信号432的电压电平。如果电阻器576的阻值为R1，那么滞后信号432的电压电平V432c和V432c’可以通过以下计算获得：
当脉宽调制信号140为高电平时，
V432c＝VDC×((R1+ΔR1)//R1)/((R1+ΔR1)//R1+(R1-ΔR1))＝VDC×R1×(R1+ΔR1)/(3R1 2-ΔR1 2)；(37a)
当脉宽调制信号140为低电平时，
V432c’＝VDC×((R1-ΔR1)//R1)/((R1-ΔR1)//R1+(R1+ΔR1))＝VDC×R1×(R1-ΔR1)/(3R1 2-ΔR1 2)。(37b)
因此，图5C实施例中的斜坡信号430的幅值A430c可由以下给出：
A430c＝|V432c-V432c’|＝2VDC×R1×ΔR1/(3R1 2-ΔR1 2)。(38)
因此，图5C所示的实施例中全桥电路460的切换频率f460c可通过以下计算获得：
f460c＝((3R1 2-ΔR1 2)/(2C510×R1×ΔR1))×(ΔR2/(R2 2-ΔR2 2)-((R2 2-ΔR2 2)×g502 2/ΔR2)×(V170/VDC)2)。(39)
由此可得：
f460c＝K7+K8×(V170/VDC)2，(40)
其中K7等于(3R1 2-ΔR1 2)×ΔR2/(2C510×R1×ΔR1×(R2 2-ΔR2 2))的常数，而K8等于-(R2 2-ΔR2 2)×g502 2/ΔR2的常数。同理，如果输入信号170为零，全桥电路460的切换频率f460c可以保持恒定。
对图5C所示的实施例中放大器404”增益A404C的计算与图5A所示的实施例中放大器404增益A404的计算相似。在一个实施例中，放大器404”增益A404C可通过此计算获得：A404C＝g502×(R2 2-ΔR2 2)/ΔR2。同理，如果电源供给VDC发生变化，放大器404”的增益A404C可保持不变。
在一个实施例中，电阻器576也可以有其他的电阻值。在另一个实施例中，在表示为电阻器560和562的电阻分压器与电源终端110之间也可连接一个电阻器(未显示在图5C中)，用于移动滞后信号432的电压电平。在此，对斜坡信号430的幅值和全桥电路460的切换频率f460c相似的计算不复赘述。
图6为根据本发明的一个实施例的输入信号170的放大方法流程示意图600。以下将结合图4、图5A、图5B和图5C对图6进行描述。
在步骤602中，根据积分级402的恒定共模电压VCM和输入信号170，由积分级402来产生斜坡信号430。其中，转换级401可以将输入信号170转换成给积分级402接收的输入电流。恒定共模电压VCM可以等于电源供给VDC电压电平的一半。
比较级403可以将斜坡信号430和来自全桥电路460的滞后信号432进行比较，并产生用于驱动全桥电路460的脉宽调制信号140。换句话说，如步骤604中所述，放大器(404、404’、404”)可以根据斜坡信号430和滞后信号432来产生脉宽调制信号140。
因此，如步骤606中所述，根据全桥电路460的电源供给VDC和脉宽调制信号140，由全桥电路460来产生所述放大器的输出信号190。有利的是，尽管电源供给VDC可能会变化，所述放大器的增益可以保持不变。
因此，本发明提供了一种丁类放大器。所述丁类放大器可以通过全桥电路、积分级和比较级，将输入信号放大成输出信号。由所述积分级根据所述入信号所产生的斜坡信号，可以通过该比较级，与来自所述全桥电路的滞后信号进行比较，以产生脉宽调制信号。所述脉宽调制信号可用于驱动所述全桥电路，并且其占空比可取决于所述输入信号。因此，所述全桥电路可以产生正比于所述输入信号的被放大了的输出信号。所述放大器的增益可以独立于其供电电源的电压值，因此可以增加该放大器的电源抑制比。
虽然之前的说明和附图描述了本发明的实施例，应当理解在不脱离权利要求书所界定的本发明原理的精神和发明范围的前提下可以有各种增补、修改和替换。本领域技术人员应该理解，本发明在实际应用中可根据具体的环境和工作要求在不背离发明准则的前提下在形式、结构、布局、比例、材料、元素、组件及其它方面有所变化。因此，在此披露的实施例仅用于说明而非限制，本发明的范围由权利要求书及其合法等同物界定，而不限于此前的描述。

Claims (24)

1.一种放大器，其特征在于，所述放大器包括：
积分级，用于接收恒定共模电压以及代表所述放大器的输入信号的第一信号，并产生斜坡信号，所述恒定共模电压为恒定值且独立于所述输入信号；
连接至所述积分级的比较级，用于根据所述斜坡信号和滞后信号以产生脉宽调制信号；以及
连接至所述比较级的全桥电路，用于接收电源供给，接收所述脉宽调制信号，并产生所述放大器的输出信号。
2.根据权利要求1所述的放大器，其特征在于，所述恒定共模电压的电平等于所述电源供给的电压电平的一半。
3.根据权利要求1所述的放大器，其特征在于，所述放大器还包括：
连接至所述积分级的转换级，用于接收所述输入信号，并提供所述第一信号给所述积分级。
4.根据权利要求3所述的放大器，其特征在于，所述转换级包括连接至所述积分级的运算放大器，用于将所述输入信号转换成输入电流，其中所述第一信号包括所述输入电流。
5.根据权利要求3所述的放大器，其特征在于，所述积分级包括运算放大器和电容器，其中所述转换级连接至所述运算放大器的负输入端。
6.根据权利要求1所述的放大器，其特征在于，所述放大器还包括：
连接在所述全桥电路的第一切换节点和第二切换节点之间的第一电阻分压器，用于提供所述滞后信号。
7.根据权利要求6所述的放大器，其特征在于，所述滞后信号的电压电平的最大值和最小值之间的范围是以所述电源供给的电压电平的一半为中心。
8.根据权利要求6所述的放大器，其特征在于，所述斜坡信号的参数限制由所述第一电阻分压器来控制。
9.根据权利要求1所述的放大器，其特征在于，所述放大器还包括：
连接在所述全桥电路的第一切换节点和第二切换节点之间的第二电阻分压器，用于提供第二信号给所述积分级。
10.根据权利要求9所述的放大器，其特征在于，所述第二信号的电压电平以所述电源供给的电压电平的一半为中心。
11.根据权利要求1所述的放大器，其特征在于，如果所述输入信号为零，所述全桥电路的切换频率保持恒定。
12.根据权利要求1所述的放大器，其特征在于，如果所述电源供给变化，所述放大器的增益保持不变。
13.一种音频***，其特征在于，所述音频***包括：
用于接收输入信号的放大器，所述放大器包括：
积分级，用于接收恒定共模电压以及代表所述输入信号的第一信号，并产生斜坡信号，所述恒定共模电压为恒定值且独立于所述输入信号；
连接至所述积分级的比较级，用于根据所述斜坡信号和滞后信号以产生脉宽调制信号；以及
连接至所述比较级的全桥电路，用于接收电源供给，接收所述脉宽调制信号，并产生所述放大器的输出信号；
以及
连接至所述放大器的扬声器，用于将所述输出信号转换成可听声音。
14.根据权利要求13所述的音频***，其特征在于，所述恒定共模电压的电平等于所述电源供给的电压电平的一半。
15.根据权利要求13所述的音频***，其特征在于，所述音频***还包括：
连接至所述积分级的转换级，用于接收所述输入信号，并提供所述第一信号给所述积分级。
16.根据权利要求15所述的音频***，其特征在于，所述转换级包括连接至所述积分级的运算放大器，用于将所述输入信号转换成输入电流，其中所述第一信号包括所述输入电流。
17.根据权利要求15所述的音频***，其特征在于，所述积分级包括运算放大器和电容器，其中所述转换级连接至所述运算放大器的负输入端。
18.根据权利要求13所述的音频***，其特征在于，所述音频***还包括：
连接在所述全桥电路的第一切换节点和第二切换节点之间的电阻分压器，用于提供所述滞后信号。
19.根据权利要求13所述的音频***，其特征在于，如果所述输入信号为零，所述全桥电路的切换频率保持恒定。
20.根据权利要求13所述的音频***，其特征在于，如果所述电源供给变化，所述放大器的增益保持不变。
21.一种输入信号的放大方法，其特征在于，所述输入信号的放大方法包括：
根据恒定共模电压和所述输入信号，由积分级来产生斜坡信号，所述恒定共模电压为恒定值且独立于所述输入信号；
根据所述斜坡信号和滞后信号来产生脉宽调制信号；以及
根据电源供给和所述脉宽调制信号，由全桥电路来产生放大器的输出信号。
22.根据权利要求21所述的输入信号的放大方法，其特征在于，所述恒定共模电压的电平等于所述电源供给的电压电平的一半。
23.根据权利要求21所述的输入信号的放大方法，其特征在于，所述输入信号的放大方法还包括：
将所述输入信号转换成输入电流。
24.根据权利要求21所述的输入信号的放大方法，其特征在于，所述输入信号的放大方法还包括：
如果所述电源供给的电压变化，所述放大器的增益保持不变。
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