CN102823154B - 与预编码mimo传送一起使用的参数化码本子集的装置和方法 - Google Patents

Abstract

本文给出的教导的一个方面提供从收发器（12）向另一个收发器（10）发送预编码器选择反馈（44）以供另一个收发器（10）作为预编码器建议使用的优点。收发器（12）生成两种类型的预编码器选择反馈（44），其中一种类型使用比另一种类型小的信令有效负载，因此提供与报告预编码建议关联的信令开销上的明显减小。收发器（12）在某些时间或某些信道上或响应控制信令（48）使用减少开销类型的报告。在一个示例中，LTE网络（80）中的UE（86）通过发送仅索引预编码器（28）的子集（54）的较小范围索引值（56），以在PUCCH上向eNodeB（84）发送预编码器信息，但是当在PUCSH上报告时，发送全范围索引值（52），全范围索引值（52）索引预编码器（28）的更大集合（50）。

Description

与预编码MIMO传送一起使用的参数化码本子集的装置和方法

相关申请

本申请要求于2010年4月7日提交且由申请号61/321679标识的美国临时专利申请的优先权，以及通过引用明确地将其并入本文。

技术领域

本文的教导一般涉及码本和预编码，具体地来说涉及使用参数化码本子集，如可用于限制用于不同多输入多输出（MIMO）操作模式的码本选择。

背景技术

多天线技术能够显著地增加无线通信***的数据速率和可靠性。具体来说，如果传送器和接收器均配备多个天线，这导致多输入多输出（MIMO）通信信道，则性能得以改进。此类***和相关的技术通称为MIMO。

3GPPLTE标准当前通过增强的MIMO支持来进行演进。LTE中的核心组件是对MIMO天线部署以及MIMO相关技术的支持。LTE高级中的当前工作假设是支持8个传送（Tx）天线的8层空间复用模式，具有信道相关预编码的可能性。空间复用模式在有利信道条件下提供高数据速率。

利用空间复用，信息承载符号向量s乘以N_T×r的预编码器矩阵，其用于将传送能量分布在N_T（对应于N_T个天线端口）维向量空间的子空间中。该预编码器矩阵通常选自可能的预编码器矩阵的码本，并且通常通过预编码器矩阵指示符（PMI）来指示。PMI值为给定数量的符号流指定码本中的独特预编码器矩阵。

如果预编码器矩阵限于具有正交列，则预编码器矩阵的码本的设计对应于格拉斯曼子空间封装问题（Grassmanniansubspacepackingproblem）。在任何情况中，符号向量s中的r个符号各对应于一个层以及r是称为传送秩。以此方式，实现空间复用，因为多个符号能够同时在相同的时间/频率资源单元（TFRE）上传送。符号的数量r通常调适成适于当前传播信道属性。

LTE在下行链路中使用OFDM（以及在上行链路中使用DFT预编码的OFDM），并因此通过如下公式对子载波n上的某个TFRE（或作为备选数据TFRE数n）的接收的N_R×1向量y_n建模

其中e_n是作为随机过程的实现获得的噪声/干扰向量。预编码器能够是宽带预编码器，其在频率上是恒定的或是频率选择性的。

预编码器常常选成匹配N_R×N_TMIMO信道矩阵H的特性，从而导致所谓的信道相关预编码。这也通称为闭环预编码并且本质上设法将传送能量集中在载送许多传送的能量到目标接收器（例如用户设备（UE））的意义上来说的强子空间中。此外，预编码器矩阵还可以本着将信道正交化的目的来选择，这意味着在UE或其它目标接收器适当地线性均衡之后，减少了层间干扰。

具体来说在LTE下行链路的闭环预编码中，UE基于前向链路（下行链路）中的信道测量向eNodeB传送要使用的适合预编码器的建议。可以反馈应该覆盖大带宽（宽带预编码）的单个预编码器。也可以有益的是，匹配信道的频率变化并改为反馈频率选择性预编码报告，例如若干预编码器，每个子频带一个。此方法是信道状态信息（CSI）反馈的更一般情况的示例，其还包含反馈预编码器以外的实体，以便协助eNodeB调适到UE的后续传送。此类其它信息可以包括信道质量指示符（CQI）以及传送秩指示符（RI）。

对于LTE上行链路，使用闭环预编码意味着eNodeB选择预编码器和传送秩。eNodeB此后发信号通知UE应该使用的所选择的预编码器。eNodeB还可以使用某个基于位图的信令来指示码本内限制UE使用的特定预编码器。例如，参见3GPP技术规范TS36.213的第7.2节。此类信令的一个缺点是使用位图来指示允许或不允许的预编码器。具有大量预编码器的码本要求长位图，并且与传送长位图关联的信令开销变得过高。

在任何情况中，在预编码器的列数中反映传送秩，以及由此反映空间复用的层的数量。通过选择匹配当前信道属性的传送秩，改进效率和传送性能。选择预编码器的装置常常也负责选择传送秩。传送秩选择的一种方法包括对于每个可能的秩评估性能度量并选取最优化性能度量的秩。这些种类的计算常常在计算上是繁琐的，并且因此如果能够跨不同传送秩再用计算，则是有利的。通过将预编码器码本设计成满足所谓的秩嵌套属性来利于计算的再用。这意味着码本促使总是存在也是有效较低秩预编码器的较高秩预编码器的列子集。

LTE下行链路的4-Tx豪斯霍尔德码本（HouseHoldercodebook）是满足秩嵌套属性的码本的示例。该属性不仅对于减少计算复杂性有用，而且在简化覆盖在已选择传送秩的装置以外的装置的秩选择时也是重要的。例如考虑LTE下行链路，其中UE选择预编码器和秩，以及取决于那些选择，计算表示所选择的预编码器和信道形成的有效信道的质量的CQI。因为由此UE报告的CQI取决于某个传送秩，所以在eNodeB侧执行秩覆盖（rankoverride）使得难以知道如何调整报告的CQI以将新秩纳入考虑。

但是，如果预编码器码本满足秩嵌套的属性，则通过选择最初预编码器的列子集，将秩覆盖到较低秩预编码器是可能的。因为新预编码器是最初预编码器的列子集，所以如果使用新的减少秩预编码器，则连系到最初预编码器的CQI给出有关CQI的下界。能够利用此类界限来减少与秩覆盖关联的CQI误差，从而改进链路自适应的性能。

在设计预编码器时要考虑的另一个问题是，要确保有效率地使用传送器的功率放大器（PA）。往往无法跨天线借功率，因为一般来说，对于每个天线有单独的PA。因此，为了最大程度地使用PA资源，从每个天线传送相同量的功率是重要的，即，预编码器矩阵Ｗ应该满足如下等式

因此，从PA利用的角度来看，在设计预编码器码本时增强此约束是有益的。

还通过所谓的恒定模数属性来确保满功率利用，这意味着预编码器中的所有标量单元具有相同的范数（模数）。容易验证恒定模数的预编码器也满足（2）中的满PA利用约束，并且因此恒定模数属性构成满PA利用的充分但非必要条件。

作为LTE下行链路和关联的传送器自适应的又一个方面，UE经由反馈信道将CQI和预编码器报告给eNodeB。反馈信道在物理上行链路控制信道（PUCCH）上或在物理上行链路共享信道（PUSCH）上。前者是非常窄的位管道，其中以半静态配置的和周期性的方式报告CSI反馈。另一方面，在PUSCH上报告作为上行链路授权的一部分动态地被触发。因此，eNodeB能够以动态的方式调度CSI传送。再者，与PUCCH上的CSI报告（其中当前将物理位的数量限于20）相比，在PUSCH上的CSI报告能够显著地更大。从如PUCCH的半静态配置的资源无法适应快速改变的业务状况的角度来说，资源的这种划分是有意义的，从而使得限制其总资源消耗是重要的。

保持低信令开销仍然是无线***中的重要设计目标。对于减少预编码器信令，参见WO2009/025619。就此而言，除非仔细地设计信令协议，否则预编码器信令能够轻易地消耗可用资源的大部分。可能的预编码器的结构和预编码器码本的总设计在维持低信令开销中起着重要作用。尤其有前途的预编码器结构包括将预编码器分解成两个矩阵，所谓的因式分解的预编码器。然后，预编码器能够书写为两个因式的积

其中转换预编码器尽力捕获信道的宽带/长期属性，如相关性，而调谐预编码器以信道的频率选择性/短期属性为目标。

因式分解的转换和调谐预编码器一起表示总预编码器，其由被发信号通知的实体引起。转换预编码器通常但不一定以时间和/或频率上较调谐预编码器更粗的粒度来予以报告，以便节省开销和/或复杂性。转换预编码器用于利用相关性属性来将调谐预编码器集中于平均来说“强”传播信道所在的“方向”上。通常，这通过减少调谐预编码器覆盖的维的数量k来实现。换言之，转换预编码器变成具有减少数量的列的高矩阵。由此，调谐预编码器的行数k也减少。通过这种减少数量的维，能够使调谐预编码器的码本（由于其需要按精细的粒度进行更新而容易消耗大多数信令资源）更小，同时仍保持良好的性能。

转换和调谐预编码器可以各具有自己的码本。转换预编码器以具有高空间分辨率并且因此具有许多元素的码本为目标，而从其中选择调谐预编码器的码本需要非常小，以便将信令开销维持在合理的水平。

为了查看如何利用相关性属性和实现维的减少，可考虑具有总共N_T个单元布置成N_t/2个紧密间隔的交叉极（cross-pole）的阵列的常见情况。基于天线的极化方向，按紧密间隔的交叉极设置的天线能够分成两个组，其中每个组是具有N_t/2个天线的紧密间隔的共极化均匀线性阵列（ULA）。紧密间隔的天线常常导致高信道相关性，并且该相关性又能够用来保持低信令开销。对应于每个此类天线组ULA的信道分别表示为和。为了标记方便，下面的等式去掉指示矩阵的维的下标以及下标n。现在假定，转换预编码器W^(c)具有块对角结构，

MIMO信道和总预编码器的积因而能够书写为

正如所见到的，矩阵分别地对每个天线组ULA预编码，从而形成较小且改进的有效信道H_eff。因此，W^(c)有时称为“天线子组”预编码器。如果对应于波束赋形向量，则有效信道会减少到只有两个虚拟天线，这样减小跟踪瞬时信道属性时用于第二调谐预编码器W^(t)的码本的所需大小。在此情况中，瞬时信道属性很大程度上依赖于两个正交极化之间的相对相位关系。

考虑基于离散傅立叶变换（DFT）的预编码连同“波束的网格”有关的理论对于更充分地理解本公开也是有用的。用于N_T个传送天线的基于DFT的预编码器向量可以按如下形式书写

其中是第m个天线的相位，n是预编码器向量索引（即，QN_T个波束中的哪个波束）以及Q是过采样系数。

为了实现好的性能，重要的是两个连续波束的阵列增益函数在角度域中重叠，使得在从一个波束转到另一个波束时，增益不会下降太多。这往往要求至少Q=2的过采样系数。因此，对于N_T个天线，需要至少2N_T个波束。

上文基于DFT的预编码器向量的一种备选参数化是

对于m=0,…,N_T-1,l=0,...,N_T-1,q=0,1,...,Q-1，以及其中l和q一起经由关系n=Ql+q确定预编码器向量索引。此参数化还突出说明有Q组波束，其中每组内的波束彼此正交。第q组能够通过生成矩阵表示

通过确保仅将来自相同生成矩阵的预编码器向量一起用作相同预编码器中的列，直接形成多个预编码器向量集合以在其中预编码器矩阵内的列应该形成归一正交集合的所谓酉预编码中使用。

再者，为了将基于DFT的预编码的性能最大化，使波束的网格对称地居中于阵列的宽大小附近是有用的。波束的这种旋转能够通过从左将上文的DFT向量乘以具有如下元素的对角矩阵来进行

能够将该旋转包括在预编码器码本中或作为备选将其作为以相同的方式旋转所有信号的单独步骤来执行，并由此从接收器的角度来看，能够将旋转吸收到信道中（对于接收器是透明的）。至此，在本文论述DFT预编码中，暗示地假定可能已经或可能尚未执行旋转。即，两种备选均是可能的而无需显性地提到。

上述因式分解的预编码器结构的一个方面涉及基于按不同频率和/或时间粒度发信号通知转换和调谐预编码器W^(c)和W^(t)，来降低与发信号通知预编码器关联的开销。专门针对由紧密间隔的交叉极组成的传送天线阵列的情况最优化块对角转换预编码器的使用，但是也存在其它天线布置。具体来说，还应该实现紧密间隔的共极的ULA的高效性能。但是，相对于块对角转换预编码器结构来说，实现就此而言的高效性能的方法并不明显。

要考虑的另一个方面是，在一般的意义上来说，上述因式分解的预编码器反馈可能阻止充分PA利用，并且可能破坏前文提到的秩嵌套的属性。这些问题产生自以下事实：两个因式分解的预编码器—即转换预编码器和调谐预编码器—相乘以形成总预编码器，并由此分别通过恒定的模数和列子集预编码器来确保充分PA利用和秩嵌套的属性的正常规则不适用。

具体在LTE下行链路的上下文中的又一个预编码考虑包括以下事实：由于前文描述的原因，PUCCH无法承载如PUSCH那样大的有效负载大小。因此，当UE在PUCCH上报告CSI时，存在“覆盖”问题的风险。就此而言，理解当前的预编码器设计通常针对去往/来自单个UE的传送来进行最优化是有用的。在MIMO上下文中，这种单个用户上下文称为单用户MIMO或SU-MIMO。相反，在相同时间/频率资源上共同调度多个UE称为多用户MIMO或MU-MIMO。MU-MIMO正获得越来越多关注，但是这对预编码器报告和底层预编码器结构提出不同要求。

发明内容

本文给出的教导的一个方面涉及从第二收发器向第一收发器发送预编码器选择反馈，以供第一收发器作为预编码器建议使用。具体来说，第二收发器生成两种类型的预编码器选择反馈，其中一种类型使用比另一种类型小的信令有效负载，因此提供与向第一收发器报告预编码建议关联的信令开销上的明显减少。例如，当在某些时间报告时或在某些信道上报告时或响应接收的控制信令时，第二收发器使用减少开销类型的报告来发送预编码建议。较小的有效负载信令包含，例如受限的较小范围索引值，其索引较大集合内的预编码器子集，而较大的有效负载信令包括索引较大集合的全范围索引值。受限范围的索引值也称为“较小范围”索引值，以强调它们只能索引较大集合内的较小范围的预编码器。

作为特别有利但仍非限制的示例，第一和第二收发器配置成用于在根据3GPPLTE标准操作的无线通信网络中操作—例如，第一收发器是网络中的eNB，以及第二收发器是移动终端或用户设备（UE）的其它项。这里，第二收发器通过发送索引值作为预编码器选择反馈来指示其预编码建议，其中每个索引值“指向”预定义码本中的一个或多个预编码器。当在物理上行链路共享信道（PUSCH）上报告预编码器选择反馈时，第二收发器发送涵盖预定预编码器集合（例如整个码本）的全范围索引值。但是，当在物理上行链路控制信道（PUCCH）上报告预编码器选择反馈时，第二收发器发送较小范围索引值。虽然较小范围索引值仅覆盖预定集合中的预编码器子集，但是有利使用比报告全范围索引值所用的有效负载小的有效负载来报告它们。即，较小范围索引值能够仅索引全预编码器集合的一部分，而全范围索引值能够在全预编码器集合上进行索引。

鉴于该示例，本文的教导广义地提供一种在第二无线通信收发器中向第一无线通信收发器提供预编码器选择反馈作为用于第一收发器的预编码建议的方法。这里，作为非限制性示例，术语“第一收发器”和“第二收发器”表示，无线网络基站作为第一收发器操作，以及用户设备（UE）项作为第二收发器操作，其中基站至少部分地基于从UE接收的预编码器选择反馈，将发往UE的某些传送预编码，该预编码器选择反馈指示UE的预编码器建议。

在任何情况中，该方法包括在第二收发器确定信道条件，以及当以第一反馈模式操作时，基于所述信道条件从预定预编码器集合选择预编码器，以及将选择的预编码器的全范围索引值作为预编码器选择反馈发送到第一收发器。但是，当以第二反馈模式操作时，该方法包括第二收发器基于信道条件从预定预编码器集合内包含的较小的预定预编码器子集中选择预编码器，以及将选择的预编码器的较小范围索引值作为预编码器选择反馈发送到第一收发器。这里，与用于发送全范围索引值的信令有效负载相比，第二收发器使用较小的信令有效负载来发送较小范围索引值。

在至少一个实施例中，第二收发器在某些第一时间在控制信道上以及在某些第二时间在数据信道上发送预编码器选择反馈。该方法还包括第二收发器在相同物理信道上发送与数据复用的预编码器选择反馈时选择第一反馈模式。相反，第二收发器在控制信道上发送预编码器选择反馈时选择第二反馈模式。对应地，第一收发器有利地配置成接收和使用（例如，识别和响应）两种类型的反馈。

在相关的实施例中，本文的教导提供用于无线通信收发器的示例细节，该无线通信收发器配置成向另一个无线通信收发器提供预编码器选择反馈作为另一个收发器的预编码建议。该收发器包括配置成从所述另一个收发器接收信号的接收器和配置成关于从另一个收发器接收的信号来在该接收器估计信道条件的信道估计器。该收发器还包括配置成向另一个收发器传送信号的传送器，所述信号包括载送预编码器选择反馈的信号。此外，该收发器还包括预编码反馈生成器，该预编码反馈生成器配置成确定要以第一反馈模式还是以第二反馈模式操作。

当以第一反馈模式操作时，预编码反馈生成器配置成基于信道条件从预定预编码器集合选择预编码器，并将选择的预编码器的全范围索引值作为预编码器选择反馈发送到另一个收发器。当以第二反馈模式操作时，该预编码反馈生成器配置成从预定预编码器集合内包含的预定预编码器子集中选择预编码器。该选择还基于信道条件，但是这里第二收发器向另一个收发器发送选择的预编码器的较小范围索引值。具体来说，与用于发送全范围索引值的信令有效负载相比，该预编码反馈生成器配置成使用较小的信令有效负载来发送较小范围索引值。作为工作示例，较小范围索引值只能指向一个或多个码本内的一个特定或多个预编码器子集中的预编码器，而全范围索引值能够指向码本内的任何预编码器。

有关第一收发器，其可以是例如实现传送预编码的网络基站，本文的教导公开一种方法，在该方法中，第一收发器从第二收发器接收以预编码器选择反馈的形式的预编码建议。该方法包括从第二收发器接收预编码器选择反馈，并确定该预编码器选择反馈是包括含有全范围索引值的第一类型的预编码器选择反馈还是包括含有较小范围索引值的第二类型的预编码器选择反馈，与用于发信号通知全范围索引值的信令开销相比，较小范围索引值由第二收发器使用较低信令开销来发信号通知。

根据此方法，如果预编码器选择反馈是第一类型的预编码器选择反馈，则第一收发器通过标识来自预编码器选择反馈中包含的全范围索引值索引的预定预编码器集合的预编码器来标识预编码器建议。另一方面，如果预编码器选择反馈是第二类型的，则第一收发器通过标识来自预编码器选择反馈中包含的较小范围索引值索引的预定预编码器子集的预编码器来标识预编码器建议。这里，预定子集被包含在预定子集中，并且作为示例包括预定集合中的每第K个项，其中K是某个整数值。在任何情况中，该方法接着由第一收发器至少部分地基于预编码器建议来确定用于将发往第二收发器的传送预编码的预编码操作。

附图说明

图1是第一收发器的示范实施例的框图，第一收发器配置成向第二收发器传送预编码的传送。

图2是具有其内定义的逻辑子集的预定预编码器集合的一个实施例的图。

图3和图4是在索引图3所示的预定预编码器集合的全部或子集时使用的全范围和较小范围索引值的一个实施例的图。

图5是用于将预编码器选择反馈从一个收发器发送到另一个收发器的方法的一个实施例的逻辑流程图，其中所传送的预编码器选择反馈使用变化的有效负载大小来发信号通知建议。

图6是用于接收和处理包括用于发信号通知的预编码器信息的可变有效负载大小的预编码器选择反馈的方法的一个实施例的逻辑流程图。

图7是例如可在图1的第一收发器中实现的预编码电路的一个实施例的框图。

图8是无线通信网络的一个实施例的框图，其中在基站与用户设备（“UE”）项之间使用如本文教导的预编码限制信令和处理。

具体实施方式

图1描绘第一无线通信收发器10和第二无线通信收发器12，为了方便称为收发器10和12。收发器10包括多个天线14和关联的收发器电路16（包括一个或多个射频接收器和传送器），连同控制和处理电路18。至少在功能上，控制和处理电路18包括预编码控制器20、反馈处理器22和存储预编码器28的码本26的一个或多个存储器电路24。虽然在单数和复数意义上一般均使用数字“28”作为引用号来指代一个或多个预编码器28，但是在有助于阐明的情况下，使用后缀标号，例如预编码器28-1、预编码器28-2等等。

第二收发器12包括多个天线30和关联的收发器电路32（包括一个或多个射频接收器和传送器），连同控制和处理电路34。至少在功能上，控制和处理电路34包括接收信号处理电路36，例如，解调/解码电路，以及还包括一个或多个估计电路38，用于估计信道条件和/或信号质量。

再者，控制和处理电路34包括一个或多个存储器电路40和预编码反馈生成器42。存储器电路40例如存储与在收发器10存储的预编码器28的相同码本26。以此方式，收发器12能够通过发送（预编码器矩阵索引）PMI值来向收发器10发送预编码器选择反馈44。PMI值指示收发器12选择的预编码器28的码本索引值，如建议供收发器10在收发器10应用预编码操作时使用。即，简言之，预编码器选择反馈44能够理解为根据改变的信道条件等，第二收发器12向第一收发器10提供动态改变的预编码器建议。收发器10在确定它将从第一收发器10发送到第二收发器12的传送46预编码时应用的预编码操作中考虑来自第二收发器12的此预编码器信息。并且在一个或多个实施例中，收发器10向收发器12发送控制信令48以控制其预编码建议。

在至少一个实施例中，收发器10的控制和处理电路18至少部分地包括基于计算机的电路，例如一个或多个微处理器和/或数字信号处理器或其它数字处理电路。在至少一个实施例中，此类电路专门地配置成基于执行存储的计算机程序指令（如可以存储在存储器电路24中）来为收发器10实现本文教导的方法。同样，在至少一个实施例中，控制和处理电路34至少部分地经由可编程数字处理电路来实现。例如，在一个或多个实施例中，控制和处理电路34包括配置成基于执行一个或多个存储器电路40中存储的计算机程序指令来为收发器12实现本文教导的方法的至少一部分的一个或多个微处理器或数字信号处理器。

鉴于这些示例实现细节，在一个或多个实施例中，收发器12配置成向收发器10提供预编码器选择反馈44，作为对收发器10的预编码建议。支持此配置，收发器12包括配置成从收发器10接收信号的接收器（在收发器电路16内）。收发器12还包括信道估计器38，这里信道估计器38配置成关于从收发器10接收的信号来在收发器12估计信道条件。再者，收发器12包括传送器（在收发器电路16内），该传送器配置成向收发器10传送信号，该信号包括载送预编码器选择反馈44的信号。

此外，收发器12包括先前提到的预编码反馈生成器42，其配置成以第一和第二反馈模式操作。参考图2，可见到由全范围索引值52索引的预定集合50的预编码器28。例如，预编码器28的预定集合50表示图1所示的码本26中的所有预编码器28。当然，该示例是非限制性的；预编码器28的预定集合50本身可以是预编码器28的更大集合内的子集，以及可以将此理念延伸到多个码本26。再者，预编码器28不一定全是相同的—例如，对于早前论述的因式分解的预编码器和/或对于不同操作条件或模式，可以有预编码器28的不同子集。

在任何情况中，图2还描绘由较小范围索引值56索引的至少一个预定子集54的预编码器28。将理解，预编码器28的预定子集54是预编码器28的更大集合50中定义的预编码器28的子集。作为非限制性示例，假定预编码器28的集合50包括索引为{0,1,2,…,15}的16个值。再者，假定预编码器28的子集54对应于那16个预编码器中的8个预编码器的子集，并且确切地对应于在更大集合50内的索引位置{0,2,4,6,....，14}的那些预编码器28。对于此示例，能够使用重新编号的索引范围{0,1,2,...,7}来发信号通知子集选择，其指示从更大{0,1,2,...,15}集合50内的{0,2,4,6,...,14}子集54进行的选择。由此，较小范围索引值56只需涵盖重新编号的索引值{0,1,...,7}。

在一个示例中，预编码器28的预定集合50包括多个基于DFT的预编码器，其表示用于传送波束赋形的总计N个基于DFT的波束（在收发器10处）。对应地，预编码器28的预定子集54表示用于传送波束赋形的总计M个基于DFT的波束并且对应于N个基于DFT的波束中每第R个波束。这里，N、M和R是整数值且M<N。

在至少一个此类实施例中，预编码器的预定集合50中的至少一些预编码器28基于因式分解的预编码器设计，其包括转换预编码器和调谐预编码器。例如，预编码器28的预定集合50中的基于DFT的预编码器各作为选择的转换预编码器和选择的调谐预编码器的组合来形成。由此，预编码器28的预定集合50中的此类预编码器28对应于N个不同转换预编码器的集合和调谐预编码器的集合。每个所述转换预编码器包括块对角矩阵，其中每个块包括为在第一收发器（10）的N_T个传送天线端口的组中的子组定义N个不同基于DFT的波束的基于DFT的预编码器，以及预编码器的预定子集表示所述N个基于DFT的波束中每第R个波束。

在另一个示例中，预编码器28的集合50表示三十二（32）个基于DFT的波束—即，N=32。预编码器28的子集54表示那些波束中的8个波束的子集—即，M=8。由此，基于子集的预编码维持三十二个波束中的仅八个以用于天线子组预编码。而且，对于利用八个波束的子集的预编码，本文可设想对天线子组之间的QPSK字母表相位调整下采样为BPSK字母表（+-1）。更一般性地，在集合50中N个波束的情况下，那些波束的子集M个能够通过取N个波束中每第R个波束来形成，其中M、N和R是整数且M<N。当从与N个基于DFT的波束对应的N个预编码器28的子集50切换到与M个基于DFT的波束的M个预编码器28的子集54时，对应地调整定义波束相位偏移的相位分辨率。

有利地，因为较小范围索引值56涵盖的“索引空间”比全范围索引值52的索引空间小，所以较小范围索引值56能够由比表示全范围索引值52所需的信息位少的信息位来表示。有关示例说明，参见图3和图4，其中示出“X”位表示全范围索引值52，以及“Y”位表示较小范围索引值56，其中Y<X。

鉴于上文的详细描述，在收发器12的预编码反馈生成器42配置成确定要以第一反馈模式还是要以第二反馈模式操作。在第一反馈模式中，使用全范围索引值52生成预编码器选择反馈44，而在第二反馈模式中，使用较小范围值56生成预编码器选择反馈44。由此，在预编码反馈生成器42以第二反馈模式操作时，发送预编码器选择反馈44要求更低信令开销。

预编码反馈生成器42配置成基于例如哪个物理传送信道正在用于传送预编码选择反馈44和/或基于从第一收发器10接收的控制信令48来确定它以两种模式中的哪一种模式操作。

在任何情况中，预编码反馈生成器42配置成使得在以第一反馈模式操作时，它基于信道条件从预编码器28的预定集合50中选择预编码器28，并将选择的预编码器28的全范围索引值52发送到收发器10。当以第二反馈模式操作时，预编码反馈生成器42配置成基于所述信道条件从预编码器28的预定集合50中包含的预编码器28的预定子集54中选择其预编码建议，并将选择的预编码器28的较小范围索引值56发送到收发器10，作为预编码器选择反馈44。因此，与用于发送全范围索引值52的信令有效负载相比，收发器12有利地使用较小的信令有效负载来发送较小范围索引值56。例如，全范围索引值52可能定义为八位值，而较小范围索引值56可能定义为四位或五位值。

图5示出与上文处理对应的方法的一个示例，其中示出的方法500在第二收发器12执行，并将预编码器选择反馈44作为预编码建议从收发器12提供到收发器10。方法500包括在收发器12确定信道条件（框502）。本领域技术人员将认识到，例如收发器12动态地关于从接收器10接收的信号来测量信道条件，并评估那些信道条件作为对收发器10进行预编码器建议的基础。再者，将理解，可以将预编码器选择反馈44作为信道状态信息（CSI）报告内的信息来发送，其可以包括有关在收发器12的接收条件的附加信息。

方法500接着确定收发器12是以第一反馈模式还是以第二反馈模式操作（框504）。如果收发器12以第一反馈模式操作，则方法500接着是收发器12从预编码器28的预定集合50选择预编码器28，如图2所示，其中该选择基于信道条件（框506）。从那里，方法500接着是将选择的预编码器28的全范围索引值52作为预编码器选择反馈44发送到收发器10（框508）。

如果收发器12以第二反馈模式操作（框504判断为否），则该方法包括从预编码器28的预定集合50内包含的预编码器28的较小预定子集54中选择预编码器28（框510）。从那里，方法500接着是将选择的预编码器28的较小范围索引值56作为预编码器选择反馈44发送到收发器10（框512）。使用比用于发送全范围索引值52的信令有效负载小的信令有效负载来进行此信令。

在方法500的至少一个实施例中，收发器12在某些第一时间在控制信道上以及在某些第二时间在数据信道上发送预编码器选择反馈44。具体来说，在至少一个实施例中，方法500包括在相同物理信道上发送与数据复用的预编码器选择反馈44时选择第一反馈模式，以及在控制信道上发送预编码器选择反馈44时选择所述第二反馈模式。作为此情况的一个示例，收发器10和12根据3GPP长期演进（LTE）空中接口标准来操作。例如，收发器10是LTE网络中的eNodeB，以及收发器12是移动终端或用户设备（UE）项。在此上下文中，控制信道包括LTE物理上行链路控制信道（PUCCH），以及数据信道包括LTE物理上行链路共享信道（PUSCH）。收发器12能够在例如以第二模式操作时，在PUCCH上发送预编码器选择反馈44作为控制信息，以及能够在例如以第一模式操作时在PUSCH上发送与数据复用的预编码器选择反馈44。

此外，在方法500的至少一个实施例中，与用于发送全范围索引值的信令有效负载相比，使用较小的信令有效负载来发送较小范围索引值56包括，与用于表示全范围索引值的位数相比，使用较小数量的位来表示较小范围索引值。例如，短暂地参见图3和图4，以X个信息位表示全范围索引值52，以及以Y个信息位表示较小范围索引值56，其中Y<X。

再者，在方法500的至少一个实施例中，收发器12响应从收发器10接收到控制信令动态地选择第一或第二反馈模式。在相同或另一个实施例中，收发器12配置成在发送预编码器选择反馈44作为非调度的传送时选择第二反馈模式，以及在发送预编码器选择反馈44作为调度的传送时选择第一反馈模式。

再者，在方法500的至少一个实施例中，预编码器28的预定集合50包括基于DFT的预编码器的预定集合，基于DFT的预编码器的预定集合提供用于在收发器10的波束赋形的第一空间分辨率。这里，预定集合50内包含的预编码器28的预定子集54包括相同基于DFT的预编码器的子集，相同基于DFT的预编码器的子集提供用于在收发器10的波束赋形的第二空间分辨率。该第二空间分辨率低于第一空间分辨率。利用此布置，在第二收发器12以第一反馈模式操作时，第二收发器12向收发器10提供较高分辨率的波束赋形反馈，代价是信令开销。相反，在第二收发器12以第二反馈模式操作时，第二收发器12向收发器10提供较低分辨率的波束赋形反馈，具有以较低信令开销发信号通知较低分辨率的反馈的优点。结合本示例以及有关本文教导的较大意义上来说要注意的另一点是，与预编码器28的预定集合50中的至少某些其它预编码器28相比，可以针对特定传送模式或操作情形最优化或设计预编码器28的预定子集54。

在至少一个实施例中，预编码器28的预定集合50包括N个预编码器28，其中N个整数，以及预编码器28的预定子集54包括N个预编码器中的M个预编码器，其中M是小于N的整数值。具体来说，在至少一个此类实施例中，从N个预编码器中选择M个预编码器以将M个预编码器之间的格拉斯曼流形（Grassmanianmanifold）上的距离减到最小。

图6，利用在收发器10执行的示例方法600的说明进而论述在该节点发生的互补操作。即，将理解收发器10配置成有利地接收并处理（解释和响应）预编码反馈44，而无论它包括全范围索引值52还是较小范围索引值56。就此而言，将理解，收发器10的反馈处理器22（如图1所示）具体配置成处理全范围索引值52和较小范围索引值56两者。

方法600包括，收发器10确定来自第二收发器12的预编码器建议，并且将理解该方法可以重复地执行，如只要从收发器12接收到新CSI报告时就执行。鉴于此，方法600包括从收发器12接收预编码器选择反馈44（框602），并确定预编码器选择反馈44是包括含有全范围索引值52的第一类型的预编码器选择反馈还是包括含有较小范围索引值54的第二类型的预编码器选择反馈（框604）。注意，较小范围索引值56由第二收发器12使用与用于发信号通知全范围索引值52的信令开销相比较低的信令开销来发信号通知。

如果预编码器选择反馈44是第一类型的，则方法600接着是通过标识来自如全范围索引值52索引的预编码器28的预定集合50的预编码器28来标识预编码器建议（框606）。另一方面，如果预编码器选择反馈44是第二类型的，则方法600接着是通过标识来自预编码器28的预定子集54的预编码器28来标识预编码器建议，其中该子集54由较小范围索引值56来索引（框608）。再者，方法600包括至少部分地基于预编码器建议来确定用于将发往第二收发器12的传送46预编码的预编码操作。在此意义上来说，将理解，收发器10可以在确定用于向收发器12传送使用的预编码时考虑多个参数。例如，收发器10是支持多个收发器12（例如，多个UE）的MIMO基站，并且它基于它是以SU-MIMO模式还是以MU-MIMO模式操作和/或基于其它考虑（包括调度负载、信道条件等）来确定预编码。

在至少一个实施例中，收发器10在数据信道上接收第一类型的预编码器选择反馈，以及在控制信道上接收第二类型的预编码器选择反馈。在早前提到的示例中，收发器10和12根据LTE空中接口标准来操作，并且控制信道包括PUCCH，以及数据信道包括PUSCH。

作为附加或备选，在至少一个实施例中，收发器10向收发器12发送控制信令48以控制收发器12发送第一类型还是第二类型的预编码器选择反馈。

在相同或另一个实施例中，预编码器28的预定集合50包括基于DFT的预编码器的预定集合，基于DFT的预编码器的预定集合提供用于在收发器10的波束赋形的第一空间分辨率。再者，预定集合50内包含的预编码器28的预定子集54包括相同基于DFT的预编码器的子集，相同基于DFT的预编码器的子集提供用于在收发器10的波束赋形的第二空间分辨率，其中第二空间分辨率低于第一空间分辨率。

作为更一般性的示例，预编码器28的预定集合50包括N个预编码器，其中N是整数值，以及预编码器28的预定子集54包括N个预编码器中的M个预编码器，其中M是小于N的整数值。在至少一个情况中，M个预编码器选自N个预编码器以将M个预编码器之间的格拉斯曼流形上的距离减到最小。

关于图6的方法600和图1的示例功能电路细节，将认识到在一个或多个实施例中，收发器10包括配置成从收发器12接收预编码器选择反馈44的接收器。例如，收发器16包括多个射频接收器和传送器以用于与多个收发器12通信。再者，收发器10包括反馈处理器22，反馈处理器22配置成确定预编码器选择反馈44是包括含有全范围索引值52的第一类型的预编码器选择反馈还是包括含有较小范围索引值56的第二类型的预编码器选择反馈，与用于发信号通知全范围索引值的信令开销相比，较小范围索引值56由第二收发器12使用更低信令开销来发信号通知。

在预编码器选择反馈44是第一类型的情况中，反馈处理器22配置成通过标识来自预编码器选择反馈44中包括的全范围索引值52索引的预编码器28的预定集合50的预编码器28来标识预编码器建议。在反馈是第二类型的情况中，该反馈处理器配置成通过标识来自较小范围索引值56索引的预编码器28的预定子集54的预编码器28来标识预编码器建议。

再者，反馈处理器22或关联的预编码控制器20配置成至少部分地基于预编码器建议来确定用于将发往第二收发器12的传送46预编码的预编码操作。例如参见图7，其描绘收发器10的收发器16中包括的预编码电路70。预编码器70使得收发器10能够根据应用的预编码操作将传送预编码，以及收发器10可以具有多于一个此类电路。

根据示例说明，预编码电路70接收输入数据，例如要传送的信息符号，并且它包括层处理电路72，层处理电路72响应来自预编码控制器20的秩控制信号。根据所使用的传送秩，将输入数据置于一个或多个空间复用层上，并将对应的符号向量输入到预编码器74。

例如，预编码器74示出为应用有效预编码器W，其形成为转换预编码器W^(c)和调谐预编码器W^(t)的矩阵相乘。更广义地来说，预编码器74应用由预编码控制器20提供给它的预编码值确定的预编码操作。那些值可以遵循或可以不遵循从收发器12接收的预编码器选择反馈44中包括的建议，但是接收器10在其预编码确定中至少考虑那些建议。在任何情况中，预编码器74将预编码的信号输出到快速傅立叶逆变换（IFFT）处理电路76，快速傅立叶逆变换（IFFT）处理电路76又将信号提供到与图1所示的天线14关联的多个天线端口78。

此类预编码提供无线通信网络（如图8所示的网络80）的上下文中很好理解的优点。这里，简化的网络图示出包括一个或多个基站84的无线电接入网（RAN）82，和关联的核心网络（CN）88。此布置在通信上将用户设备（UE）86耦合到相同网络和/或一个或多个其它网络中的其它装置。为此，CN88在通信上耦合到一个或多个外部网络90，如因特网和/或PSTN。

本文特别关注的是，可见到基站84存储一个或多个码本26，UE86也如此。出于说明本示例的目的，基站84包括eNodeB或其它网络基站并表示收发器10。相似地，UE86表示收发器12。因此，可见到从基站84到UE86的预编码的传送46，连同可选的控制信令48，控制信令48向UE86指示它应该以第一反馈模式还是以第二反馈模式操作。例如，可以使用无线电资源控制（RRC）信令来发送此类信令。

还可见到从UE86到基站84的预编码器选择反馈44的传送。将理解，此类信令基于UE86的反馈模式动态地从第一类型改变成第二类型。还将理解，第二类型的预编码器选择反馈44要求更低信令开销，因为与全范围索引值52相比，较小范围索引值56的大小较小。

鉴于这些网络相关的可能性，收发器10的至少一个实施例使用实现波束的部分重叠网格的基于离散傅立叶变换（DFT）的预编码器。此方法适于紧密间隔的共极化天线，如具有N_T个单元的均匀线性阵列。由此，将理解，在一个或多个实施例中，码本26中的预编码器28包括多个基于DFT的预编码器。例如，预编码器28可以包括多个基于DFT的转换预编码器和关联的调谐预编码器。

基于DFT的预编码器还适于紧密间隔的交叉极设置中的两个N_t/2单元天线组ULA。通过聪明地为转换预编码器和调谐预编码器选择码本项并统一地利用它们，本文的教导确保用于天线组ULA的基于DFT且大小为N_t/2的编码器也在为N_T个单元ULA形成所需数量的基于DFT且大小为N_T的预编码器时再用。而且，本文公开的一个或多个实施例提供一种用于转换预编码器的结构，其允许再用具有基于DFT的预编码器的现***本和扩充它们的空间分辨率。

再者，在至少一个实施例中，本文中提出使用解决与因式分解的预编码器设计—例如，在预编码器W以因式分解形式由转换预编码器W^(c)和调谐预编码器W^(t)表示的情况中—的秩嵌套属性和PA利用相关的问题的预编码器结构。通过使用与块对角转换预编码器组合的所谓的双块对角调谐预编码器，确保满PA利用，以及对整个预编码器也利用嵌套属性进行秩覆盖是可能的。但是，应该切记，可以在较大数量的预编码器28内的子集或组中表示这些和其它特殊预编码器类型和结构，并且码本26可以包括具有不同结构的预编码器28。

在任何情况中，示例实施例示出将基于DFT的预编码器单元再用于紧密间隔的交叉极中的天线组ULA，以及还在创建具有与天线组ULA相比两倍单元数量的ULA的足够重叠的波束网格时再用基于DFT的预编码器单元。换言之，码本26中的某些预编码器28能够设计为与收发器10的多个天线14一起使用，而无论那些天线14是否配置为并且作为N_T个天线或天线单元的总ULA来操作还是配置为和作为两个交叉极化的ULA子组来操作，这两个交叉极化的ULA子组各具有N_t/2个天线或天线单元。

考虑按如下等式给出的块对角因式分解的预编码器

以及注意为了将传送定制为±45度交叉极，能够通过从左与如下矩阵相乘来修改转换预编码器的结构

其对于，将极化旋转45度以与水平和垂直极化对齐。可以使用φ的其它值来实现多种形式的圆极化。下文，出于此论述的目的，假定此类旋转被吸入信道中。

对于N_T单元ULA，秩1的预编码器W是如下形式的N_T×1向量

在此上下文中，回顾可以将W形成为给定的转换预编码器与对应的调谐预编码器之积（矩阵相乘），例如W=W^(c)W^(t)。注意，对于天线m=0,1,...,N_T/2-1,

而对于其余天线m=N_T/2+m',m'=0,1,…,N_T/2-1,

这里，。

因此能够将任何N_T元素DFT预编码器书写为

但是，如果调谐预编码器码本包含以下预编码器单元，则这归入因式分解的预编码器结构

而且完美地适于紧密间隔的交叉极化的阵列，因为在每个天线组ULA上应用大小N_t/2的DFT预编码器，并且调谐预编码器在两个正交极化之间提供2Q个不同的相对相移。还可见到，N_t/2元素预编码器再用于构造N_T元素预编码器。

因此，例如，在收发器10和在收发器12的码本26可以表示为两个码本或预编码器28的两个集合，其中一个集合包括转换预编码器W^(c)以及另一个集合包括调谐预编码器W^(t)。关于根据本文的教导使用全范围索引值52或较小范围索引值56，将理解可以使用较小范围索引值56来索引转换预编码器W^(c)和/或调谐预编码器W^(t)的子集。

这些转换预编码器W^(c)的其中一些或全部是具有过采样系数2Q的基于DFT的预编码器，其与调谐预编码器W^(t)的至少其中一些一起使用来为具有两倍单元的天线阵列构建具有过采样系数Q的基于DFT的预编码器W。正如所见，现在过采样系数Q对于共极化N_T单元ULA为两倍大，但是，那些单元不会被浪费，因为它们帮助甚至进一步增加波束预编码器的网格的空间分辨率。此特性在MU-MIMO应用中尤其有用，其中良好的性能依赖于非常精确地形成朝向关注UE的波束和对于其它共同调度的UE为空。

例如，取N_T=8个传送天线的特殊情况—即，假定图1的收发器10包括八个天线14，以用于预编码的MIMO传送，并且假定对于紧密间隔的ULA，Q=2。可见到预编码器构建为

然后能够从LTE中的秩1,2Tx码本选择用于调谐预编码器的码本项，并由此能够再用该码本。用于转换预编码器的码本包含从如等式（8）中的四个基于DFT的生成矩阵构造的元素。

除了基于DFT的单元外，码本26还能够包含其它元素。广义地来说，由此能够一般性地使用由较小的N/2元素DFT预编码器构造的N元素DFT预编码器的此原理来添加高效紧密间隔的ULA和交叉极支持到基于码本的预编码方案。有利地，即使天线设置不同于本示例中所假定的，仍能够使用此特定预编码器结构。

再者，注意还能够对高于1的传送秩使用基于DFT的预编码器。一种方式是将转换预编码器选取为基于DFT的生成矩阵的列子集，如等式（8）所示。还能够利用附加的列将这些调谐预编码器扩充，以便匹配传送秩的期望值。对于传送秩2，能够将调谐预编码器W^(t)选为

在新码本设计中再用现***本有时是有益的。但是，一个关联的问题是，现***本可能未包含所有需要的DFT预编码器向量以便提供波束网格的至少Q=2倍过采样。例如，假定具有用于N_t/2个天线的现***本，其中DFT预编码器在过采样系数中提供Q=Q_e，以及N_t/2单元天线组ULA的目标过采样系数是Q=Q_t。然后能够按如下在因式分解的预编码器设计中将现***本的空间分辨率改进到目标过采样系数

这里，能是LTE4Tx豪斯霍尔德码本中的元素，其包含对应于秩1的8个基于DFT的预编码器（使用Q=2的过采样系数）。当传送秩高于1时，能够保持块对角结构，并由此将该结构一般化为

其中W现在是N_T×r矩阵，是至少一个列等于基于DET的预编码器的矩阵，以及调谐预编码器W^(t)具有r列。

为了见到如上所述通过将天线组预编码器与对角矩阵相乘来改进空间分辨率，考虑等式（7）中的DFT预编码器的备选参数化，

并且令

以达到对于，

上面的公式展示了本文提出的教导的有利方面。即，能够使用包含具有过采样系数Q_e的DFT预编码器的码本以通过将第m个元素乘以并由此使得给出的对角变换真正地如预想有效来创建更高分辨率DFT码本。还可设想，在一般性地将天线组预编码器乘以对角矩阵（即，即使码本不是使用基于DFT的向量）的此类结构能够改进性能。

有关满PA利用和秩嵌套属性的期望属性，在设计高效因式分解的预编码器码本同时实现满PA利用和实现秩嵌套属性的第一步骤是，使得转换预编码器块对角如等式（4）中那样。在特定情况中，使转换预编码器的列的数量k等于，其中表示ceil函数。通过添加两个新列，这两个新列对每个其它秩的每个极化予以均等多的贡献，从而实现此结构。换言之，这里涉及的转换预编码器W^(c)能够按如下形式书写

其中是N_t/2×1向量。

以此方式扩充转换维有助于将维数保持小，此外还用于确保两种极化均等多地被激励。如果还使转换预编码器（这里表示为）遵照一般化的秩嵌套属性，则是有益的，因为有自由地选择具有L列的作为具有L+1列的每个可能的任意列子集。一种备选是具有发信号通知中使用的列排序的可能性。为不同秩的选择列的灵活性是有益的，这样即使执行使用列子集的秩覆盖时仍能够传送到信道的最强子空间中。

为了确保例如在收发器10的满PA利用，将调谐预编码器W^(t)按如下构造：（a）使转换向量为恒定模数；以及（b）调谐预编码器中的列刚好具有含恒定模数的两个非零元素。如果第m个元素是非零的，则元素也是如此。因此，对于秩r=4，调谐预编码器中的列是如下形式的

其中x表示x彼此之间不一定相同的任意非零值。因为列中有两个非零元素，所以在考虑具有其它非零位置的列之前可以添加具有相同位置非零元素的两个正交列。能够将具有恒定模数属性的此类成对正交列参数化为

在将秩增加1时通过确保先前秩的列也激励更高秩的转换预编码器的相同列，来支持整个预编码器的秩嵌套属性。将此与等式（25）以及所提到的列的成对正交属性组合导致取如下形式的调谐预编码器的双块对角结构

使用等式（26）中的成对正交性属性，并将预编码器结构W表示为W^(c)W^(t)，能够将预编码器结构进一步细化成

注意，能够根据用于将转换预编码器W^(c)存储为码本26中的项的列的排序以不同的方式描述调谐预编码器的双块对角结构。通过书写如下等式等效地使得调谐预编码器W^(t)成块对角是可能的

与这些相似的重新排序不影响整个预编码器W，并且因此将其视为等效的且假定被覆盖在术语“块对角转换预编码器和双块对角调谐预编码器”下。还要注意，如果放松对正交性约束和满PA利用的要求，则能够利用调谐预编码器的如下结构来概括秩嵌套属性的设计

最后，值得一提的是，当分别应用于转换预编码器和调谐预编码器时，秩嵌套属性能够是有用的。甚至仅将其应用于调谐预编码器能够有助于节省计算复杂性，因为能够再用跨不同秩的预编码器计算，只要选择的转换预编码器W^(c)保持固定即可。

作为在收发器10的八个传送天线14的说明性示例，假定秩r=1

秩r=2

秩r=3

秩r=4

秩r=5

秩r=6

秩r=7

秩r=8

4Tx的情况遵循相似方式。

有关第一和第二类型的预编码器选择反馈44的使用，其中第二类型具有减少的信令开销，考虑本文作为示例使用的因式分解的预编码器设计。即，收发器12使用预编码器选择反馈44来向收发器10指示整个预编码器W作为其预编码建议。更具体地来说，整个预编码器W由码本26中的转换预编码器W^(c)中选择的转换预编码器和码本26中（或另一个存储的码本中）的调谐预编码器W^(t)中选择的调谐预编码器的组合来表示。当然，收发器10配置成理解并处理该因式分解的预编码器格式—即，它理解，建议的整个预编码器W形成为建议的转换预编码器W^(c)和建议的调谐预编码器W^(t)的矩阵相乘（积）。因而，作为一个示例，收发器12使用预编码器选择反馈44来指示其对转换和调谐预编码器W^(c)和W^(t)的建议。这样，它可以在以第一反馈模式操作时，使用全范围索引值指示转换预编码器建议，以及可以在以第二反馈操作操作时，使用较小范围索引值指示转换预编码器建议。（作为附加或备选，它可以使用全范围或较小范围索引值来指示其调谐预编码器建议。）就此而言，将理解，第二反馈模式需要收发器12从定义的转换预编码器W^(c)的较小子集和/或从定义的调谐预编码器W^(c)的较小子集选择预编码器。

在任何情况中，将整体预编码器W形成为

如果天线组预编码器的码本包含基于DFT的预编码器的集合，则能够通过降低过采样系数对这些预编码器进行欠采样。这种欠采样的示例导致仅能够使用波束网格中的每第K个波束。还能够通过从码本中的N个预编码器中选择使格拉斯曼流形上选择的预编码器之间的最小距离最大的M个预编码器来执行码本的欠采样。这里，能够将距离测量为例如弦距离、投影2范数距离或富比尼-斯图迪（Fubini-Study）距离。

还能够将上文描述的欠采样原理应用于调谐预编码器或任何预编码器设计。然后能够在较低有效负载能力的信道（例如LTE中的PUCCH）上使用欠采样码本，而在更多能力的信道（例如LTE中的PUSCH）上使用完整码本。

换言之，以转换预编码器W^(c)为例，可以假定总共有N个转换预编码器W^(c)。可以使用全范围索引值52来索引预编码器的此全集合，同时可以使用较小范围索引值56来索引它们的子集，例如它们中的每第K个。作为附加或备选，能够使用全范围和受限范围索引值来索引调谐预编码器W^(t)的全部或欠采样的集合。此方法能够理解为使用欠采样以在PUCCH上提供“粗略的”CSI报告，而在PUSCH上提供更丰富更高分辨率的CSI报告。例如，使用码本子集限制允许LTEeNodeB配置UE仅使用码本26中的可能预编码器28的子集，以用于计算和报告CSI反馈（包括预编码器选择反馈44）。

当然，本文的教导不限于这些特定的上文说明。例如，本公开中使用了来自3GPPLTE的术语来提供相关和有利的上下文以用于理解在收发器10和12（在一个或多个实施例中将其分别标识为LTEeNodeB和LTEUE）的操作。但是，本文公开的教导不限于这些示例说明并且可以有利地将其应用于其它上下文，如基于WCDMA、WiMax、UMB或GSM的网络。

再者，收发器10和收发器12不一定是标准蜂窝网络内的基站和移动设备项，虽然本文的教导在此类上下文中具有优势。而且，虽然本文给出的特定无线网络示例包括来自eNodeB或其它网络基站的“下行链路”，但是，本文给出的教导还具有对上行链路的可应用性。更广义地来说，将理解，本文的教导由权利要求书及其法律等同限定，而非由本文给出的说明性示例限定。

Claims (12)

1.一种在第二无线通信收发器（12）中向第一无线通信收发器（10）提供预编码器选择反馈（44）作为用于所述第一无线通信收发器的预编码信息的方法（500），其中所述方法包括在所述第二无线通信收发器（12）确定（502）信道条件，以及其特点在于：

以第一反馈模式操作以用于在数据信道上发送所述预编码器选择反馈（44），包括基于所述信道条件从预编码器（28）的预定集合（50）选择预编码器（28），以及在所述预编码器选择反馈（44）中指示所选择的预编码器（28）；

以第二反馈模式操作以用于在控制信道上发送所述预编码器选择反馈（44），包括基于所述信道条件从所述预定集合（50）内包含的预编码器（28）的预定子集（54）选择预编码器（28），以及在所述预编码器选择反馈（44）中指示所选择的预编码器（28）；以及

其中预编码器（28）的预定集合（50）包括基于DFT的预编码器的预定集合，所述基于DFT的预编码器的预定集合提供用于在所述第一无线通信收发器（10）的波束赋形的第一空间分辨率，以及其中所述预定集合（50）内包含的预编码器（28）的预定子集（54）包括相同基于DFT的预编码器的子集，所述相同基于DFT的预编码器的子集提供用于在所述第一无线通信收发器（10）的所述波束赋形的第二空间分辨率，所述第二空间分辨率低于所述第一空间分辨率。

2.如权利要求1所述的方法（500），其特点还在于所述第一和第二无线通信收发器（10、12）根据长期演进LTE空中接口标准来操作，以及其中所述控制信道包括LTE物理上行链路控制信道PUCCH，以及所述数据信道包括LTE物理上行链路共享信道PUSCH。

3.如权利要求1所述的方法（500），其特点还在于：

在以所述第一反馈模式操作时，使用全范围索引值（52）以在所述预编码器选择反馈（44）中指示所选择的预编码器（28），以及在以所述第二反馈模式操作时，使用受限范围索引值（56）以在所述预编码器选择反馈（44）中指示所选择的预编码器（28）；以及

其中所述全范围索引值（52）能够指向所述预定集合（50）中的任何预编码器（28），但是所述受限范围索引值（56）能够只指向位于所述预定子集（54）中的那些预编码器（28）。

4.如权利要求3所述的方法（500），其特点还在于与所述全范围索引值（52）相比，使用较小数量的位来表示所述受限范围索引值（56）。

5.如权利要求1-4中任一项所述的方法（500），其特点还在于所述预定集合（50）提供用于在所述第一无线通信收发器（10）的传送波束赋形的总计N个基于DFT的波束，以及所述预定子集（54）提供用于在所述第一无线通信收发器（10）的传送波束赋形的总计M个基于DFT的波束，对应于所述N个基于DFT的波束中每第R个波束，其中N、M和R是整数值且M<N。

6.如权利要求1-4中任一项所述的方法（500），其特点还在于在以所述第二反馈模式操作时，按半静态配置的、周期性的时间发送所述预编码器选择反馈（44），以及在以所述第一反馈模式操作时，按动态触发的时间发送所述预编码器选择反馈（44）。

7.一种无线通信收发器（12），配置成向另一个无线通信收发器（10）提供预编码器选择反馈（44）作为用于所述另一个无线通信收发器（10）的预编码信息，所述无线通信收发器（12）包括配置成从所述另一个无线通信收发器（10）接收信号（46、48）的接收器（32）和配置成关于从所述另一个无线通信收发器（10）接收的信号在所述无线通信收发器（12）估计信道条件的信道估计器（38），以及其中所述无线通信收发器（12）的特点在于：

传送器（32），配置成向所述另一个无线通信收发器（10）传送信号，所述信号包括载送所述预编码器选择反馈（44）的信号；以及

预编码反馈生成器（42），配置成根据所述预编码器选择反馈（44）是在数据信道上发送还是在控制信道上发送来分别地确定要以第一反馈模式还是要以第二反馈模式操作；

所述预编码反馈生成器（42）还配置成：

在以所述第一反馈模式操作时，基于所述信道条件，从预编码器（28）的预定集合（50）选择预编码器（28），并且在所述预编码器选择反馈（44）中指示所选择的预编码器（28）；

在以所述第二反馈模式操作时，基于所述信道条件，从所述预定集合（50）内包含的预编码器（28）的预定子集（54）选择预编码器（28），并且在所述预编码器选择反馈（44）中指示所选择的预编码器（28）；以及

其中预编码器（28）的预定集合（50）包括基于DFT的预编码器的预定集合，所述基于DFT的预编码器的预定集合提供用于在所述另一个无线通信收发器（10）的波束赋形的第一空间分辨率，以及其中所述预定集合（50）内包含的预编码器（28）的预定子集（54）包括相同基于DFT的预编码器的子集，所述相同基于DFT的预编码器的子集提供用于在所述另一个无线通信收发器（10）的所述波束赋形的第二空间分辨率，所述第二空间分辨率低于所述第一空间分辨率。

8.如权利要求7所述的无线通信收发器（12），其特点还在于所述无线通信收发器和所述另一个无线通信收发器配置成根据长期演进LTE空中接口标准来操作，以及其中所述控制信道包括LTE物理上行链路控制信道PUCCH，以及所述数据信道包括LTE物理上行链路共享信道PUSCH。

9.如权利要求7所述的无线通信收发器（12），其特点还在于所述预编码反馈生成器（44）配置成：

在以所述第一反馈模式操作时，使用全范围索引值（52）以在所述预编码器选择反馈（44）中指示所选择的预编码器（28），以及在以所述第二反馈模式操作时，使用受限范围索引值（56）以在所述预编码器选择反馈（44）中指示所选择的预编码器（28）；以及

其中所述全范围索引值（52）能够指向所述预定集合（50）中的任何预编码器（28），但是所述受限范围索引值（56）能够只指向位于所述预定子集（54）中的那些预编码器（28）。

10.如权利要求9所述的无线通信收发器（12），其特点还在于所述预编码反馈生成器（44）配置成与所述全范围索引值（52）相比，使用较小数量的位来表示所述受限范围索引值（56）。

11.如权利要求7-10中任一项所述的无线通信收发器（12），其特点还在于基于DFT的预编码器的预定集合提供用于在所述另一个无线通信收发器（10）的传送波束赋形的总计N个基于DFT的波束，以及所述预定子集（54）提供用于在所述另一个无线通信收发器（10）的传送波束赋形的总计M个基于DFT的波束，对应于所述N个基于DFT的波束中每第R个波束，其中N、M和R是整数值且M<N。

12.如权利要求7-10中任一项所述的无线通信收发器（12），其特点还在于所述无线通信收发器（12）在以所述第二反馈模式操作时，按半静态配置的、周期性的时间发送所述预编码器选择反馈（44），以及在以所述第一反馈模式操作时，按动态触发的时间发送所述预编码器选择反馈（44）。