WO2014010912A1 - 무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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WO2014010912A1
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codebook
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김형태
박종현
김기준
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엘지전자 주식회사
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    • H04L25/03898—Spatial equalizers codebook-based design

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a feedback transmission method using a codebook and a device therefor in a wireless communication system.
  • a precoding matrix that appropriately distributes transmission information to each antenna according to channel conditions may be applied.
  • the existing 3rd Generation Partnership Project (3GPP) Long Term Evolution (LTE) system supports up to 4 transmit antennas (4Tx) for downlink transmission and defines a precoding codebook accordingly.
  • a data transmission rate can be improved through beamforming between a transmitter and a receiver in a multi-antenna system based cell communication environment. Whether or not to apply the beamforming method is operated based on channel information, and basically, a method of quantizing a channel estimated by a reference signal, etc., at a receiving end with a codebook and feeding back to the transmitting end is used. do.
  • a spatial channel matrix also called a channel matrix
  • the space channel matrix (or channel matrix) can be expressed as follows.
  • ⁇ I an element of the channel matrix H (i, k), and means the r th channel state and the t th antenna on the i th symbol and the k th subcarrier.
  • the spatial channel covariance matrix may be represented by the symbol R.
  • H is a spatial channel matrix and R is a spatial channel covariance matrix.
  • E [] means the mean, i means the thimble index and k means the frequency index.
  • Singular value decomposition can resolve only orthogonal square matrices. Can differ from a more general matrix than eigenvalue decomposition. These singular value decompositions and eigenvalue decompositions are related to each other.
  • W norrriRW) [18] where W is an existing codebook designed to reflect short-term channel information, R is a long-term covariance matrix of the channel matrix H, and wor ⁇ A ) For each column of matrix A, norm is a normal izat ion of 1 matrix, and W 'denotes a conventional codebook W with the channel matrix H and the long-term covariance matrix of the channel matrix H. This is the final codebook converted using the R and norm functions.
  • R which is a long-term covariance matrix of the channel matrix H, may be expressed as Equation 2 below.
  • An object of the present invention is to provide a feedback transmission method using a codebook and an apparatus therefor in a wireless communication system.
  • a feedback transmission method using a codebook of a transmitter in a wireless communication system supporting a multidimensional antenna includes a plurality of horizontal antenna groups from a prestored codebook. Determining a first codeword for a first group of horizontal antennas, the first codebook selected from at least one precoding matrix; Determining a second codeword for a second horizontal antenna group; Determining a third codeword for each of the horizontal antenna groups other than the first and second horizontal antenna groups in the plurality of horizontal antenna groups; And feeding back at least one of the first, second, and third codewords to a receiving end, wherein the third codeword is a phase increment value determined according to the first codeword and the second codeword. Characterized in accordance with.
  • the second codeword is selected from the first codebook
  • the third codeword is determined from a precoding matrix that spans the entire channel between the plurality of horizontal antenna groups and the receiving end. It may be characterized by.
  • all precoding matrices included in the pre-stored codebook may be included, and the second codeword and the third codeword may be determined in the first codebook.
  • the second codeword and the third codeword may be determined in the first codebook.
  • the method may further include receiving a phase parameter, and the second codeword may be determined according to the phase parameter.
  • the wireless communication system may support multiple ranks, and each third codeword for the multiple ranks may be determined to be orthogonal to each other.
  • the precoding matrix may be configured of a Discrete Fourier Transform (DFT) vector.
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • a feedback transmission method using a codebook of a transmitter in a wireless communication system supporting cross-poles antennas which is an aspect of the present invention for solving the above problems, is stored in advance. Determining a first codeword for the first horizontal antenna group in the first codebook, the first codebook consisting of at least one precoding matrix, selected for a plurality of horizontal antenna groups from the codebook; Determining a second codeword for a second horizontal antenna group; Determining a third codeword in each of the plurality of horizontal antenna groups for each of the remaining horizontal antenna groups except for the first and second horizontal antenna groups; Determining a fourth codeword representing a phase difference between a first polarization group and a second polarization group in the plurality of horizontal antenna groups; A step of bringing back at least one of the first, second, third and fourth codewords to a receiving end, wherein the first polarity group and the second polarity group are configured to have different polarities from each other; The third codeword is determined according to a phase increment
  • a method and apparatus for transmitting feedback using a codebook capable of efficiently supporting MIM0 transmission in a wireless communication system can be provided.
  • FIG. 1 is a diagram schematically illustrating an E-UMTS network structure as an example of a mobile communication system
  • 3 is a diagram for explaining a basic concept of codebook based precoding.
  • MS active antenna system
  • FIG. 6 illustrates a communication system having a mesh multiple transmission antenna using a horizontal antenna array and a vertical antenna array in a two-dimensional antenna panel.
  • FIG. 10 is a reference diagram for explaining a case where a mesh antenna is implemented with cross-pole antennas.
  • FIG. 11 shows only the phase information of the precoding matrix mapped to the antenna port when the linear phase increase characteristic is satisfied in consideration of cross-pole antennas.
  • a terminal collectively refers to a mobile or fixed user terminal device such as a UE user equipment (MS), a mobile station (MS), an advanced mobile station (AMS), and the like.
  • the base station collectively refers to any node of the network side that communicates with the terminal such as a Node B, an eNode B, a Base Station, and an Access Point (AP).
  • MS UE user equipment
  • MS mobile station
  • AMS advanced mobile station
  • AP Access Point
  • a user equipment may receive information from a base station through downlink, and the terminal may also transmit information through uplink.
  • the information transmitted or received by the terminal includes data and various control information, and various physical channels exist according to the type and purpose of the information transmitted or received by the terminal.
  • LTE 3rd Generat ion Partnership Project Long Term Evolution
  • LTE-A LTE-Advanced
  • FIG. 1 is a diagram schematically illustrating an E-UMTS network structure as an example of a mobile communication system.
  • Evolved Universal Mobile Telecommunications System is an evolution from the existing Universal Mobile Telecommunications System (UMTS) and is currently undergoing basic standardization in 3GPP.
  • the E-UMTS may be referred to as an LTE Long Term Evolution (LTE) system.
  • LTE Long Term Evolution
  • an E-UMTS is located at an end of a user equipment (UE), a base station (eNode B; eNB), and a network (E-UTRAN) and is connected to an external network (Access Gateway). , AG).
  • the base station may transmit multiple data streams simultaneously for broadcast service, multicast service and / or unicast service.
  • the cell is set to one of bandwidths of 1.25, 2.5, 5, 10, 15, 20 MHz, etc. to provide downlink or uplink transmission services to multiple terminals. Different cells may be set to provide different bandwidths.
  • the base station controls data transmission and reception for a plurality of terminals.
  • For downlink (DL) data the base station transmits downlink scheduling information so that time / frequency domain, encoding, data size, and hybrid automatic repeat and request (HARQ) data is transmitted to the corresponding UE. Provide relevant information.
  • DL downlink
  • HARQ hybrid automatic repeat and request
  • the base station transmits uplink scheduling information to uplink (UL) data to the corresponding terminal, such as time / frequency domain, encoding, data size, information related to hybrid automatic retransmission request, etc. available to the corresponding terminal.
  • UL uplink
  • An interface for transmitting user traffic or control traffic may be used between base stations.
  • the core network (Core Network, CN) may be composed of a network node for the user registration of the AG and the terminal.
  • the AG manages the mobility of the UE in units of a tracking area (TA) composed of a plurality of cells.
  • TA tracking area
  • Wireless communication technology has been developed up to LTE based on Wideband Code Division Multiple Access (WCDMA), but the demands and expectations of users and operators are continuously increasing.
  • WCDMA Wideband Code Division Multiple Access
  • new technological evolution is required to be competitive in the future. Reduced cost per bit, increased service availability, flexible use of frequency bands, simple structure and open interface, and adequate power consumption of terminals.
  • LTE-Advanced LTE-Advanced
  • LTE-A LTE-Advanced
  • carrier aggregation or bandwidth aggregat ion technology is used to achieve wideband using a plurality of frequency blocks.
  • bandwidth of each frequency block may be defined based on the bandwidth of the system block used in the LTE system.
  • Each frequency block is transmitted using a component carrier.
  • the base station 105 may include one or more base stations and / or one or more terminals.
  • the base station 105 and the terminal 110 are multiple antennas having a plurality of antennas. Accordingly, the base station 105 and the terminal 110 according to the present invention support a multiple input multiple output (MIMO) system.
  • MIMO multiple input multiple output
  • the base station 105 and the terminal 110 according to the present invention support both the SU-MIM0 (Single User-MIMO) and the MU-MIM0 (Mult i User-MIMO) schemes.
  • the transmit data processor 115 receives the traffic data, formats and codes the received traffic data, interleaves and modulates (or symbol maps) the coded traffic data, and modulates it. Provide symbols ("data symbols").
  • the symbol modulator 120 receives and processes these data symbols and pilot symbols to provide a stream of symbols.
  • the antenna 135 receives a downlink signal from the base station and provides the received signal to the receiver 140.
  • the receiver 140 adjusts (eg, filters, amplifies, and frequency downconverts) the received signal, and digitizes the adjusted signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 145 demodulates the received pilot symbols and provides them to the processor 155 for channel estimation.
  • the processing by the symbol demodulator 145 and the receive data processor 150 are complementary to the processing by the symbol modulator 120 and the transmit data processor 115 at the base station 105, respectively.
  • the terminal 110 transmits the traffic data on the uplink, and provides the data symbols.
  • the symbol modulator 170 receives the data symbols, multiplexes them with the filet symbols, performs modulation, and provides a stream of symbols to the transmitter 175.
  • Transmitter 175 receives and processes the stream of symbols to generate an uplink signal, which is transmitted via antenna 135 to base station 105.
  • the uplink signal from the base station in the 105 ', the terminal 110 is received through an antenna 130, a receiver 190 is processed by the uplink signal received obtain samples.
  • the symbol demodulator 195 then processes these samples to provide received pilot symbols and data symbol estimates for the uplink.
  • the received data processor 197 processes the data symbol estimates to recover the traffic data sent from the terminal 110.
  • the processor 155 and 180 may also be referred to as a controller, a microcontroller, a microprocessor, a microcomputer, or the like.
  • the processor (155, 180) may be implemented by hardware (hardware) or firmware (fir ⁇ are), software, or a combination thereof.
  • appli cation specific integrated circuits ASICs
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs r ogr
  • the layers of the air interface protocol between the terminal and the base station in the wireless communication system are based on the lower three layers of the OSKopen system interconnection model, which are well known in the communication system. (L2), and the third layer (L3).
  • the physical layer belongs to the first layer and provides an information transmission service through a physical channel.
  • RRC (Radio Resource Control) layer belongs to the third layer and provides control radio resources between the UE and the network.
  • the terminal and the base station exchange RRC messages with the wireless communication network through the RRC layer.
  • the term base station used in the present invention may be referred to as a cell or a sector when used in a regional concept.
  • the serving base station (or cell) may be regarded as a base station that provides existing main services to the terminal, and may transmit and receive control information on a coordinated multiple transmission point. In this sense, the serving base station (or cell) may be referred to as an anchor base station (or cell).
  • a neighbor base station may be referred to as a neighbor cell used in a regional concept.
  • precoding that appropriately distributes transmission information to each antenna may be applied.
  • a set of precoding matrices are set in advance at a transmitting end and a receiving end, and a receiving end (eg, a terminal) measures channel information from the transmitting end (eg, a base station).
  • a receiving end eg, a terminal
  • channel information from the transmitting end (eg, a base station).
  • PMI precoding matrix index
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a basic concept of codebook based precoding.
  • the transmitter and the receiver share codebook information including a predetermined number of precoding matrices according to a transmission rank, the number of antennas, and the like.
  • a pre-coding based codebook scheme may be used.
  • the receiving end may measure the channel state through the received signal, and may feed back a finite number of preferred precoding matrix information (that is, an index of the corresponding precoding matrix) to the transmitting end based on the codebook information described above.
  • the receiver may select an optimal precoding matrix by measuring the received signal by MUMaximum Likelihood (MU) or Minimum Mean Square Error (SE).
  • MU MUMaximum Likelihood
  • SE Minimum Mean Square Error
  • the receiving end transmits the precoding matrix information for each codeword to the transmitting end, but the present invention is not limited thereto.
  • the transmitter receiving feedback information from the receiver may select a specific precoding matrix from the codebook based on the received information.
  • the transmitter that selects the precoding matrix performs precoding by multiplying the number of layer signals of the transmission tank by the selected precoding matrix, and transmits the precoded transmission signal to the receiver through the plurality of antennas.
  • the number of rows is equal to the number of antennas and the number of columns is equal to the tank value.
  • the tank value is the same as the number of layers, so the number of columns is the same as the number of layers.
  • the precoding matrix may be configured as a 4 ⁇ 2 matrix. Information transmitted through each layer may be mapped to each antenna through the precoding matrix.
  • the receiving end receiving the signal precoded and transmitted by the transmitting end may restore the received signal by performing reverse processing of the precoding performed by the transmitting end.
  • the inverse processing of the above-described precoding is a Hermit of the precoding matrix (P) used for the precoding of the transmitting end. (Hermit) matrix (P H ) can be made by multiplying the received signal.
  • Table 1 shows a codebook used for downlink transmission using 2 transmit antennas in 3GPP LTE release-8/9, and Table 2 shows 4 transmit antennas in 3GPP LTE release-8/9. This indicates a codebook used for downlink transmission using.
  • the codebook for two transmitting antennas has a total of seven precoding vectors / matrices, where a single matrix is for an open-loop system. There are a total of six precoding vectors / matrixes for precoding loop systems.
  • the codebook for four transmission antennas as shown in Table 2 has a total of 64 precoding vectors / matrixes.
  • the base station cannot know the information on the downlink channel in the FDE Frequency Division Duplex (FDE) system
  • the channel information fed back by the terminal is used for downlink transmission.
  • the terminal In case of the existing 3GPP LTE release -8/9 system, the terminal
  • the downlink channel information may be fed back through the PUCCH or the downlink channel information may be fed back through the PUSCH.
  • the channel information is fed back periodically.
  • the channel information is fed back aperiodic in response to a request of the base station.
  • the feedback of the channel information may feed back channel information on the allocated all frequency bands (that is, WideBand (WB)), and for a specific number of RBs (ie, SubBand (SB)). You can also feed back channel information.
  • WB WideBand
  • SB SubBand
  • FIG. 4 (a) shows a case in which N antennas form channels independent of each other without grouping, and is generally referred to as a ULAOJniform Linear Array.
  • N antennas form channels independent of each other without grouping
  • a ULAOJniform Linear Array As such, by arranging a plurality of antennas spaced apart from each other, spaces of a transmitter and / or a receiver may be insufficient to form channels independent from each other.
  • FIG. 4 (b) shows a ULA antenna structure (Paired ULA) in which two antennas are paired.
  • the paired antennas may have an associated channel and may have a channel independent of the other pair of antennas.
  • 8G antennas may be used in the downlink in the 3GPP LTE Release-10 system.
  • ULA antenna configurations such as FIGS. 4A and 4B may not be suitable. Therefore, applying a dual-pole (or cross-pole) antenna configuration as shown in FIG. 4 (c). Can be considered.
  • the transmission antenna is configured in this way, even if the distance d between the antennas is relatively short, the antenna correlation is lowered to enable high yield data transmission.
  • a precoder matrix may be configured using a DFK Discrete Fourier Transform) matrix or a Walsh matrix. Or phase shift matrix or phase shift diversity
  • Various types of precoder may be configured by combining with a phase shift diversity matrix.
  • the codebooks of the DFT series have good performance.
  • the n X n DFT matrix may be defined as Equation 3 below.
  • Equation 4 represents an exemplary rotated DFTn matrix.
  • Householder-based codebook structure means a codebook consisting of a householder matrix.
  • the householder matrix is a matrix used for the householder transform, the householder transform is a linear transformation and can be used to perform QR deco. It means to decompose a matrix into an orthogonal matrix (Q) and an upper triangular matrix (R), which means a square matrix where all components below the main diagonal component are zero.
  • Q orthogonal matrix
  • R upper triangular matrix
  • An example of a 4 ⁇ 4 householder matrix is shown in Equation 5 below.
  • a householder transformation may generate a 4 ⁇ 4 unitary matrix having CM characteristics.
  • the nXn precoding matrix is generated by using the householder transform, and the tank subset for n smaller than n is used by using the column subset of the generated precoding matrix. It can be configured to be used as a precoding matrix.
  • the feedback scheme used in the existing 3GPP LTE release -8/9 system can be extended and applied.
  • channel state information such as RKRank Indicator, PMI (Precoding Matrix Index), and CQ I (Channel Quality Information) may be fed back.
  • dual precoder based which can be used in a system supporting extended antenna configuration Describes how to design a feedback codebook.
  • the receiver can transmit a precoding matrix index (PMI) to the transmitter, in order to indicate the precoder to be used for the MIM0 transmission of the transmitter.
  • PMI precoding matrix index
  • the precoding matrix is a combination of two different PMIs. This can be indicated. That is, the receiving end feeds back two different PMIs (ie, the first PMI and the second PMI) to the transmitting end, and the transmitting end determines the precoding matrix indicated by the combination of the first and second PMIs, and thus MIM0. Applicable to the transmission.
  • a dual precoder based feedback codebook design comprising 8 transmit antennas MIM0 transmission, support for single-user—Single User-MIMO (SUMO) and Multi-User-MIMO (MU-MIM0); Suitability for various antenna configurations, codebook design criteria, codebook size, etc. can be considered.
  • SUMO Single-user—Single User-MIMO
  • MU-MIM0 Multi-User-MIMO
  • [113] 8 Transmit Antenna Codebook applied to MIM0 transmission, supporting only SU-MIM0 when larger than tank 2, optimized for both SU-MIM0 and MJ-MIM0 below tank 2, and suitable for various antenna configurations. Consider designing a feedback codebook to do this.
  • the codebook for MJ-MIM0 needs to be designed to work correctly in the channel with high correlation. Since DFT vectors provide good performance in channels with high correlation, we can consider including DFT vectors in the codebook set up to tank-2. In addition, in a high scattering propagation environment (eg, an indoor environment with a large number of reflected waves) that can generate many spatial channels, the SU-MIM0 operation may be more suitable as the MIM0 transmission method. Thus, codebooks for ranks greater than tank-2 may be designed to have good performance in distinguishing multiple-layers.
  • one precoder structure has good performance for various antenna configurations (such as low-correlation, high-correlation, and cross-polarization). desirable.
  • a cross-polarization array having 4 ⁇ antenna spacing is configured as a low-correlation antenna configuration, or 0.5 ⁇ as a high-correlation antenna configuration.
  • a ULA having an antenna spacing may be configured or a cross-polarization array having a 0.5 ⁇ antenna spacing may be configured as a cross-polarization antenna configuration.
  • the DFT based codebook structure can provide good performance for high-correlation antenna configurations.
  • block diagonal matrices may be more suitable for the cross-polarization antenna configuration. Therefore, when a diagonal matrix is introduced into the codebook for the eight transmit antennas, it is possible to construct a codebook that provides good performance for all antenna configurations.
  • the codebook design criterion is to satisfy the unitary codebook, the CM characteristic, the finite alphabet, the appropriate codebook size, the nested characteristic, and the like. This applies to the 3GPP LTE Release -8/9 codebook design, and we can consider applying these codebook design criteria to 3GPP LTE Release -10 codebook designs that support extended antenna configuration.
  • codebook size the codebook size must be increased to fully support the advantage of using 8 transmit antennas. Larger codebooks (e.g., more than 4 bits for Tank 1 and Tank 2) may be required to achieve a sufficient precoding gain from 8 transmit antennas in low correlation environments. . In a high correlation environment, a 4 bit codebook may be sufficient to obtain the precoding gain. However, to achieve the multiplexing gain of MU—MIM0, we can increase the codebook size for Tank 1 and Rank 2.
  • the present invention describes a codebook structure and a codebook generation method of a precoding matrix fed back by a receiver so that a transmitter can perform beamforming effectively, and a signal transmission method using the same will be described. .
  • the embodiments of the present invention described below are effective when a transmitting end uses a mesh antenna utilizing an active antenna system (MS). It can be used for downlink communication between a base station and a user terminal in a cellular network.
  • MS active antenna system
  • MS active antenna system
  • the MS means a system in which each antenna is composed of an active antenna including an active circuit.
  • the sector formation in the vertical direction as well as the horizontal direction of the pan can be considered.
  • a signal power increase effect according to the antenna array gain can be expected, and thus the performance requirements of the system are satisfied even with a lower transmission power than before.
  • FIG. 6 illustrates a communication system having a mesh multiple transmission antenna using a horizontal antenna array and a vertical antenna array in a two-dimensional antenna panel.
  • N H represents the number of antennas in the horizontal direction
  • N v represents the number of antennas in the vertical direction.
  • h // represents the channel between the i-th horizontal antenna group and the receiver at the dotted line, 1 A matrix of rows N H columns, where the entire channel is ⁇ ) * (h H ⁇ h H [h H ].
  • Each antenna is spaced at equal intervals of d H in the horizontal direction and d v in the vertical direction. This density is assumed (eg, if the distance is less than half wavelength) and there is a channel correlation between antenna ports.
  • the antenna topology for each horizontal antenna group is dense h.
  • Equation 6 represents the DFT matrix.
  • NH, M, and mn represent the number of horizontal antennas, the number of DFT column vectors, and the n rows of columns of the matrix, respectively.
  • each group of horizontal antennas is dhhh at equal intervals of d v in the vertical direction.
  • a codebook has L codewords, and each codeword is defined as a set of K matrices or vectors having high correlation coefficients. 'Is the i th column vector of the DFT matrix defined above, and reflects the ULA channel characteristics of the horizontal antenna group.
  • the DFT matrix has a mutually orthogonal column vector having a period of 7 ", and a column vector located in adjacent columns has a higher correlation coefficient.
  • each codeword has mutually exclusive characteristics, but by setting a subset of the codewords so that a new codeword is fed back, the codeword is partially different from the previous codeword. It is desirable to be able to produce the same precoding matrix. This allows for effective beam shaping by reflecting the constantly changing nature of the channel over time-frequency.
  • the codeword of may be set to be fed back at a longer period than the codeword of C 2 in consideration of wideband or long term channel statistic.
  • codebook C 2 is a matrix or group of vectors selected from and the code word of C 2 represents a matrix or vector.
  • C 2 is defined as in Equation 8.
  • C 2 (d 1 , d 2 , ..., d
  • C 2 is determined by ( ⁇ , and ( ⁇ is made of a DFT matrix, C 2 is composed of some column vectors forming a DF matrix. However, C 2 forms a DFT matrix. It can also be defined as a set of all column vectors, in which case ( ⁇ does not exist).
  • C 2 a codeword that maximizes a metric is selected and fed back.
  • Metrics can be defined in several forms, typical hh
  • the precoding matrix fed back to the base station by the terminal is as follows.
  • the precoding matrix of Equation 9 is generated by reflecting channel characteristics of the horizontal antenna. However, assuming that the vertical antennas are also densely arranged, a linear phase increase relationship between antenna ports is established according to ULA characteristics. Therefore, it is more effective to generate the precoding matrix by reflecting the channel characteristics of the vertical antenna. For this purpose, the codebook C 3 generated by the DFT matrix may be additionally generated.
  • the precoding matrix fed back to the base station is changed as shown in Equation 11 below. Is the i th element of ⁇ ⁇ .
  • Ci C 2) for a single PM rank crafted using the C 3 will itgetda be represented by generalization as shown in equation (12).
  • i denotes a codeword index of C 3
  • k 2 k 3 , and k 4 respectively indicate a codeword index of C 2 ).
  • the portion corresponding to the horizontal antenna of the precoding matrix has a linear phase increase characteristic according to the DFT characteristic.
  • the portion corresponding to the vertical antenna of the precoding matrix is C 3
  • the linear phase increase characteristic is not guaranteed in the other vertical antenna groups except for the portion corresponding to the first vertical antenna group. That is, referring to FIG. 8, the first vertical antenna group is composed of antenna ports in which the codebook reflects the ULA antenna characteristics, but the second vertical antenna group is an antenna in which the codebook does not reflect the ULA antenna characteristics. It may consist of ports.
  • the precoding matrix in order to design the precoding matrix to have a linear phase increase characteristic in both the horizontal direction and the vertical direction, the following phase relationship must be established.
  • FIG. 9 is a reference diagram for explaining mapping only phase information of a precoding matrix to an antenna port when Equation 13 is satisfied.
  • all horizontal and vertical antenna ports have a characteristic of increasing linear phase. *
  • the present invention proposes a method of applying a kind of constraint when selecting each optimal codeword in C 2 . ⁇ By h h
  • n l and are respectively 4 is each ((j— l) + li-j I) mod M + l th , ((jl) +2
  • the terminal selects C 2 from b.
  • the UE selects 11 i in C 2 , selects ⁇ 2 in, and if ⁇ / ⁇ and ⁇ // 2 are i, j th column vectors, respectively, ⁇ and n ⁇ are each ( (j ⁇ l) +
  • the UE selects h and h in C 2 .
  • the codewords of the remaining horizontal antenna groups may be selected from the matrix and fed back.
  • the UE selects h and h 2 in C 2 , and h and h 2 are respectively
  • the UE may feedback by selecting codewords of all horizontal antenna groups in a matrix.
  • C 2 consists of some vectors of the DFT matrix
  • the UE selects h and h // 2 in C 2
  • h n and h // 2 are i, j th codewords of c 2 , respectively. the case, the second of the hM h and each c 2, j + 2
  • the UE can select the feedback ⁇ in equation (13) in the feedback, and (V h by selecting from C 2.
  • the UE selects C 2 from C 2 and selects a ⁇ value representing the web information from the codebook (Feedback).
  • C 3 may be used to represent a linear phase increase in the vertical direction.
  • the terminal feeds back the two codewords selected from C 2 (or (V) and the codewords selected from d and c 3 , respectively, to the base station according to the embodiment of the present invention described above.
  • the codeword feedback period of c 3 may be different from each other, and details thereof will be described later.
  • the transmission tank is 1, but it may be extended and applied to the rank 2 or more. That is, for group and generate a tank 2, the precoding matrix for the code words of the first C is applied to the first tank 3 of the code word and two C is applied to the second tank 3 is to limit such that the perpendicular to each other, with the exception of the C 3
  • the codeword selected in the codebook may apply a same value to both tanks, thereby forming a precoding matrix in which the precoder of the first tank and the precoder of the second rank are orthogonal to each other.
  • each codeword in C 3 is ⁇ ⁇ ⁇ 1: Since the columns of the vector ( ⁇ ⁇ the number of antennas in the vertical direction) when to generate a C 3 using the DFT matrix of N mutually orthogonal codeword v Is present. Therefore, when the rank is equal to or less than N v , the above-described scheme may be applied to generate a multi 3 ⁇ 4 precoding matrix.
  • the precoding matrix may be defined as Equation 16 below.
  • i, j, 1 and m are the codeword indices for the first, second, third and fourth ranks selected from c 3 , respectively, 1, k 2)
  • k 3> and 13 ⁇ 4 are the codes of C 2 , respectively. Represents a word index. Where a i, j , ⁇ , and «are orthogonal to each other.
  • a mesh antenna is implemented using an antenna having cross-poles.
  • 10 shows a mesh antenna implemented using a cross-polar antenna.
  • each horizontal antenna group may be divided into two groups having the same polarization.
  • a and B two groups defined based on polarity
  • cross-polar antennas arranged at close intervals have ULA characteristics in the same polarization group, and phase difference exists between two groups A and B.
  • phase difference is defined as ⁇
  • '' and «each have a linear phase-increasing characteristic.
  • the size Q codebook representing the phase difference between two polarization groups is represented by C 4 . It may be defined as in Equation 17.
  • Equation 12 may be modified as in Equation 18 by additionally using C 4 .
  • ⁇ ⁇ ′ represents a phase difference between polarization groups A and B in the i-th horizontal antenna group, and is defined as one of codewords of C 4 .
  • polarization groups A and B exist and have characteristics of cross-pole antennas. Therefore, it is desirable to generate the precoding matrix so that e 7 'is the same for all i considering both horizontal and vertical antenna characteristics. In this case, the effect of reducing the feedback overhead can also be obtained.
  • FIG. 11 illustrates that only the phase information of the precoding matrix is mapped to the antenna port when the precoding matrix is configured as shown in Equation 18. That is, as shown in FIG. 11, when ⁇ / is the same for all i, polarization groups A and B in the vertical direction have a phase difference of T ′ and cross-polarity in the vertical direction. -poles) reflecting antenna characteristics.
  • a method of indicating a linear phase increase in the vertical direction using C 3 may also be applied. Can be.
  • c 2 even when the terminal uses a cross-polarity antenna, c 2
  • the above-described embodiment of the present invention may be applied to the generation of the multi-tank precoding matrix.
  • the precoding matrix may be generated as shown in Equation 19.
  • Equation 19 e and e 'represents a phase difference for a phase difference and the second Lange size for polarity (polarization) group A in the first rank of B in the i-th horizontal antenna group of each C 4 Defined as one of the codewords. Therefore, as described above, all phase differences between polarization groups may be represented by the same value to reduce feedback overhead, and phase differences between polarization groups may be represented in both the horizontal and vertical directions.
  • codebooks and settings applied to the horizontal antenna and the vertical antenna are interchangeable. That is, the codebook and rules applied to the horizontal antenna are applied to the vertical antenna, and the vertical direction The same effect can be seen by applying the codebook and rules applied to the antenna to the horizontal antenna.
  • the codeword feedback periods may be different from each other.
  • a codebook ie, d, C 2
  • a channel of a horizontal antenna crafted a channel in the vertical direction the antenna to the target code book (i.e., C 3)
  • polarity (polarization) crafted a phase difference between the group to the target code book describes how feedback (i. e., C 4) to a different frequency do.
  • the terminal selects a codeword (ie, PMI in LTE system) based on a channel estimated from a reference signal (Reference Signal, RS), and then selects the corresponding codeword. Feedback to the base station should be provided.
  • a codeword ie, PMI in LTE system
  • RS Reference Signal
  • each codebook Since each codebook is set to target different channel characteristics, it is effective to feed back the selected codeword at different frequencies. That is, it is effective to feed back codewords of codebooks targeting relatively fast changing channel characteristics at high frequency, and feed back codewords of codebooks targeting relatively slowly changing channel characteristic at low frequency.
  • codebook C 4 which represents the phase difference between polarization groups, is the highest frequency
  • codebook C 3 which targets vertical antennas
  • codebook which targets horizontal antennas ( ⁇ is low frequency). I can give feedback.
  • part of the information representing the precoding matrix may be fed back using a specific codeword.
  • the precoding matrix may be represented by information of ⁇ , , ⁇ , ⁇ '. Therefore, in the present invention ( ⁇ codeword and one through the two codewords out of c 2 feeds back the ⁇ ⁇ or feeding back the ⁇ ⁇ through the code word one of the d code word and one c 2 a, and (a Feedback ⁇ through one codeword
  • C may be fed back through one codeword of C 3 , and each ⁇ ' ' may be fed back through one codeword of C4.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments, and may be any codebook that expresses,, or any codebook. This may apply in all cases of feedback.
  • the specific operation described as performed by the base station in this document may be performed by an upper node in some cases. That is, it is apparent that various operations performed for communication with the terminal in a network including a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or other network nodes other than the base station.
  • a base station may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNodeB (eNB), an access point, and the like.
  • an embodiment of the present invention may be implemented by various means, for example, hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • an embodiment of the present invention may include one or more applicat ion specific integrated circuits (ASICs), digital signal processors (DSPs), digital signal processing devices (DSPDs), programmable logic devices (PLDs).
  • ASICs application-specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs, FPGAs (programmable gate arrays), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like are examples of the like.
  • an embodiment of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, functions, etc. that perform the functions or operations described above.
  • Software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.

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Abstract

본 발명은 다차원 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 송신단의 코드북(codebook)을 이용한 피드백 전송 방법에 있어서, 미리 저장된 코드북으로부터 다수의 수평 안테나 그룹들을 위하여 선택된, 적어도 하나의 프리코딩 행렬로 구성된 제 1 코드북에서, 제 1 수평 안테나 그룹을 위한 제 1 코드워드를 결정하는 단계, 제 2 수평 안테나 그룹을 위한 제 2 코드워드를 결정하는 단계, 다수의 수평 안테나 그룹들에서 제 1 및 제2 수평 안테나 그룹들을 제외한 나머지 수평 안테나 그룹 각각을 위한 제 3 코드워드를 결정하는 단계 및 제 1, 2 및 3 코드워드들 중 적어도 하나를 수신단으로 피드백하는 단계를 포함하며, 제 3 코드워드는, 제 1 코드워드 및 제 2 코드워드에 따라 결정된 위상 증분값에 따라 결정된 것을 특징으로 한다.

Description

【명세서】
【발명의명칭】
무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치
【기술분야】
[1] 본 발명은 무선 통신 시스템에서 관한 것으로서， 보다 상세하게는， 무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.
【배경기술】
[2] MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) 기술은 지금까지 한 개의 전송 안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여， 다중전송안테나와 다중수신안테나를 채택하여 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 말 한다. 즉， 무선통신시스템의 송신단 (transmitting end) 흑은 수신단 (receiving end)에서 다중안테나를 사용하여 용량을 증대시키거나 성능을 개선하는 기술이 다. MIM0 기술을 다증 안테나 기술로 칭할 수도 있다.
[3] 다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 행렬을 적용할 수 있다. 기존의 3GPP(3rd Generation Partnership Project ) LTE(Long Term Evolution) 시스템에 서는 하향링크 전송에 대해 최대 4 전송 안테나 (4Tx)를 지원하고， 이에 따른 프 리코딩 코드북 (codebook)을 정의하고 있다.
[4] 다중 안테나 시스템 기반의 셀를러 통신 환경에서 송수신단 간에 빔포밍 (beamforming)을 통해 데이터 전송률을 향상시킬 수 있다. 빔포밍 방식을 적용 할 지 여부는 채널 정보에 기초하여 운용되는데， 기본적으로 수신단에서 참조신 호 (Reference Signal) 등으로 추정된 채널을 코드북 (codebook)으로 적절히 양자 화하여 송신단으로 피드백 하는 방식이 이용된다.
[5] 이하에서 코드북 생성을 위해 이용될 수 있는 공간 채널 행렬 (spatial channel matrix) (혹은 채널 행렬로 불리기도 한다)에 대해 간략히 살펴본다. 공 간 채널 행렬 (혹은 채널 행렬)은 아래와 같이 표현할 수 있다.
Figure imgf000004_0001
[7] 여기서 H(i,k)는 공간 채널 행렬이며， Nr은 수신 안테나 개수， Nt는 송 신 안테나 개수， r 은 수신 안테나의 인덱스， t 는 송신 안테나의 인덱스， i 는 OFDM (또는 SC-FDMA) 심볼의 인덱스， k는 부반송파의 인덱스를 나타낸다.
[8] ^ 는 채널 행렬 H(i,k)의 요소 (element)로서， i 번째 심볼 및 k 번째 부반송파상에서의 r번째 채널 상태 및 t번째 안테나를 의미한다.
[9] 또한， 본 발명에서 사용될 수 있는 공간 채널 공분산 행렬 (spatial channel covariance matrix)에 대해 간략히 살펴본다. 공간 채널 공분산 행렬은 기호 R 로 나타낼 수 있다.
Figure imgf000004_0002
이고， 여기서 H 는 공간 채널 행렬을， R은 공간 채널 공분산 행렬을 의미한다. E[]는 평균 (mean)을 의미하며， i는 심블 인덱스， k는 주파수 인덱스를 의미한다.
[10] 특이값 분해 (SVD: Singular Value Decomposit ion)는 직사각행렬을 분해 하는 중요한 방법 중의 하나로서 신호처리와 통계학 분야에서 많이 사용되는 기 법이다. 특이값 분해는 행렬의 스펙트럼 이론을 임의의 직사각행렬에 대해 일반 화한 것으로， 스펙트럼 이론을 이용하면 직교 정사각행렬을 고유값을 기저로 하 여 대각행렬로 분해할 수 있다. 채널 행렬 H 를 실수 또는 복소수의 집합 원소 로 이루어진 mXn 행렬이라고 가정하자. 이때 행렬 H 는 다음과 같이 세 행렬의 곱으로 나타낼 수 있다.
Figure imgf000004_0003
[12] 여기서 U, V 는 유니터리 행렬 (unitary matrix)들을 나타내며， ∑는 음 o 아닌 특이값을 포함하는 mxn 대각행렬이다. 특이값은
∑ = diag {ax..x7r ), σ; =
Figure imgf000004_0004
이다 이와 같이 세 행렬의 곱으로 나타내는 것을 특이값 분해라고 한다. 특이값 분해는 직교 정사각행렬만을 분해할 수 있 는 고유값 분해보다 훨씬 일반적인 행렬을 다를 수 있다. 이러한 특이값 분해와 고유값 분해 서로 관련되어 있다.
[13] 행렬 H 가 양의 정부호인 에르미트 행렬일 때， H 의 모든 고유값은 음이 아닌 실수이다. 이때， H 의 특이값과 특이백터는 H 의 모든 고유값은 음이 아닌 실수 이다. H의 특이값과 특이벡터는 H의 고유값과 고유백터와 같아진다. 한편 고유값 분해 (EVD: Eigen Value Decomposit ion)는 다음과 같이 나타낼 수 있다 (여기서 고유값은 λΐ , .., λΐ" 이 될 수 있다).
ΉΗΗ =(u∑v^)(u∑vfl)ff =υ∑∑3*ϋΰ
Figure imgf000005_0001
[15] 여기서 고유값은 λΓ ， .., λι· 이 될 수 있다. HI 의 특이값 분해를 통해 채널의 방향을 나타내는 U 와 V중 U 의 정보를 알 수 있으며， H"H의 특 이값 분해를 통해 V 의 정보를 알 수 있다. 일반적으로 MU-MIM0(Multi User- MIM0)에서는 보다 높은 전송률을 달성하기 위해서 송，수신단 각각 범포밍 (beamforming)을 수행하게 되는데, 수신단 범과 송신단 범은 각각 행렬 T 와 W 를 통해 나타내면， 빔포밍 (beamforming)이 적용된 채널은 THW = TU(∑)VW로 표현된다. 따라서 높은 전송률을 달성하기 위해 수신 빔은 U 를 기준으로 송신 빔은 V를 기준으로 생성하는 것이 바람직하다.
[16] 일반적으로 이러한 코드북을 설계하는 데 있어서의 관심은 가능한 적은 수의 비트를 이용하여 피드백 오버헤드를 줄이고， 충분한 범포밍 이득을 달성할 수 있도록 채널을 정확히 양자화하는 문제에 있었다. 이동통신 시스템의 일 예 인 3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution), LTE_ Advanced, IEEE 16m 시스템 등의 최근 통신 표준에서 제안하거나 표준으로 채택 된 코드북 설계 방식 중 한 가지 방식은 다음 수학식 1 과 같이 채널의 통-텀 공분산 행렬 (long-term covar i ance matrix)를 이용하여 코드북을 변환 (transform)하는 것이다.
[17] 【수학식 1】
W=norrriRW) [18] 여기서 , W는 숏-텀 (short-term) 채널 정보를 반영하기 위해 만들어진 기존의 코드북이며 , R은 채널 행렬 H의 통-텀 (long-term) 공분산 행렬이고， wor^A)은 행렬 A의 각 열 (column) 별로 norm이 1로 정규화 (normal izat ion) 된 행렬을 의미하고， W'은 기존 코드북 W를 채널 행렬 H, 채널 행렬 H 의 통-텀 (long-term) 공분산 행렬 R및 norm 함수를 이용하여 변환한 최종 코 드북이다.
[19] 또한， 채널 행렬 H의 통-텀 (long-term) 공분산 행렬인 R은 다음 수 학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
[20] 【수학식 2】
Figure imgf000006_0001
[21] 여기서， 채널 행렬 H의 통-팀 (l0ng-term) 공분산 행렬인 R은 특이값 분해 (singular value decomposit ion)에 의해 VAV^로 분해 (decomposit ion) 되 며， V는 Nt X Nt 유니터리 (unitary) 행렬이며 V/를 i 번째 열 백터로 가진다. 八는 "' 를 i 번째 대각 성분으로 가지는 대각 행렬, Vff 는 V 의 허미션
(hermitian) 행렬이다. 그리고 σ ν'' 는 각각 i 번째 특이값 (singular value) 과 그에 상웅하는 i 번째 특이 열 (singular column) 백터를 의미한다
(σι≥σ2≥...≥σΜ^
【발명의상세한설명】
【기술적과제】
[22] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는 무선 통신 시스템에서 코드북 을 이용한 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치를 제공하는 데 있다.
[23] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되 지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명 이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다. 【기술적해결방법】
[24] 상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 일 양상인， 다차원 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 송신단의 코드북 (codebook)을 이용한 피드백 전 송 방법은, 미리 저장된 코드북으로부터 다수의 수평 안테나 그룹들을 위하여 선택된， 적어도 하나의 프리코딩 행렬로 구성된 제 1 코드북에서， 제 1 수평 안 테나 그룹을 위한 제 1 코드워드를 결정하는 단계; 제 2 수평 안테나 그룹을 위 한 제 2 코드워드를 결정하는 단계; 상기 다수의 수평 안테나 그룹들에서 상기 제 1 및 제 2 수평 안테나 그룹들을 제외한 나머지 수평 안테나 그룹 각각을 위 한 제 3 코드워드를 결정하는 단계; 및 상기 제 1, 2 및 3 코드워드들 중 적어 도 하나를 수신단으로 피드백하는 단계를 포함하며， 상기 제 3 코드워드는， 상 기 제 1 코드워드 및 상기 제 2 코드워드에 따라 결정된 위상 증분값에 따라 결 정된 것을 특징으로 한다.
[25] 나아가， 상기 제 2 코드워드 및 제 3 코드워드는， 상기 다차원 안테나 및 상기 수신단 사이의 전체 채널에 대웅되는 프리코딩 행렬로부터 결정되는 것 을 특징으로 할 수 있다.
[26] 나아가， 상기 제 2 코드워드는， 상기 제 1 코드북에서 선택되며， 상기 제 3 코드워드는， 상기 다수의 수평 안테나 그룹들 및 상기 수신단 사이의 전체 채널에 대웅되는 프리코딩 행렬로부터 결정되는 것을 특징으로 할 수 있다.
[27] 나아가, 상기 미리 저장된 코드북에 포함된 모든 프리코딩 행렬을 포함 하며， 상기 제 2 코드워드 및 제 3 코드워드는， 상기 제 1 코드북에서 결정되는 것을 특징으로 할 수 있다.
[28] 나아가， 상기 제 2 코드워드 및 제 3 코드워드는， 상기 제 1 코드북에서 결정되는 것을 특징으로 할 수 있다.
[29] 나아가， 위상 파라미터를 시그널링받는 단계를 더 포함하며， 상기 제 2 코드워드는， 상기 위상 파라미터에 따라 결정되는 것을 특징으로 할 수 있다.
[30] 나아가， 상기 무선 통신 시스템은 다중 랭크를 지원하며, 상기 다중 랭 크를 위한 각각의 제 3 코드워드는 상호 직교하도록 결정되는 것을 특징으로 할 수 있다.
[31] 나아가， 상기 제 1, 2 및 3 코드워드들은 프리코딩 매트릭스 인덱스 (Precoding Matrix Index, PMI)인 것을 특징으로 할 수 있다. [32] 나아가， 상기 제 1， 2 및 3 코드워드들 각각에 대한 피드백은 서로 독립 적으로 수행되는 것을 특징으로 할 수 있다. 더 나아가， 상기 제 1， 2 및 3 코 드워드들 각각은 서로 상이한 주기를 가지고 피드백되는 것을 특징으로 할 수 있다.
[33] 나아가， 상기 프리코딩 행렬은， DFT(Discrete Fourier Transform) 백터 로 구성되는 것을 특징으로 할 수 있다.
[34] 나아가， 상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 일 양상인， 다차원 극성 안테나 (Cross-poles antennas) 를 지원하는 무선 통신 시스템에서 송신단 의 코드북 (codebook)을 이용한 피드백 전송 방법은， 미리 저장된 코드북으로부 터 다수의 수평 안테나 그룹들을 위하여 선택된， 적어도 하나의 프리코딩 행렬 로 구성된 제 1 코드북에서， 제 1 수평 안테나 그룹을 위한 제 1 코드워드를 결 정하는 단계; 제 2 수평 안테나 그룹을 위한 제 2 코드워드를 결정하는 단계; 상기 다수의 수평 안테나 그룹들에서 상기 제 1 및 제 2 수평 안테나 그룹들을 제외한 나머지 수평 안테나 그룹 각각을 위한 제 3 코드워드를 결정하는 단계; 및 상기 다수의 수평 안테나 그룹들에서 제 1 극성 (polarization) 그룹과 제 2 극성 (polarization) 그룹의 위상차를 나타내는 제 4 코드워드를 결정하는 단계; 상기 제 1， 2, 3 및 4 코드워드들 중 적어도 하나를 수신단으로꾀드백하는 단 계를 포함하며， 상기 제 1 극성 그룹과 상기 제 2 극성 그룹은 서로 상이한 극 성을 가지도록 구성되며， 상기 제 3 코드워드는， 상기 제 1 코드워드 및 상기 제 2 코드워드에 따라 결정된 위상 증분값에 따라 결정된 것을 특징으로 한다. 【유리한효과】
[35] 본 발명의 실시예에 따르면 무선 통신 시스템에서 MIM0 전송을 효율적으 로 지원할 수 있는 코드북을 이용한 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치를 제 공할 수 있다.
[36] 본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의간단한설명】 [37] 본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는， 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고， 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술 적 사상을 설명한다 .
[38] 도 1 은 이동통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 도시 한 도면，
[39] 도 2 는 본 발명에 따른 무선 통신 시스템 (100)에서의 기지국 (105) 및 단말 (110)의 구성을 도시한 블록도이다.
[40] 도 3은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
[41] 도 4는 8 전송 안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
[42] 도 5는 능동 안테나 시스템 (active antenna system: MS)을 나타낸다.
[43] 도 6 은 2 차원 안테나 패널에 수평 안테나 배열과 수직 안테나 배열을 이용하여 메시브 멀티 송신 안테나 (massive multiple transmission antenna)를 갖는 통신 시스템을 나타낸다.
[44] 도 7 및 도 8 은 선형 위상 증가 특성이 보장되지 않는 프리코딩 매트릭 스의 위상 정보만을 안테나 포트에 맵핑하여 나타낸 참고도이다
[45] 도 9 는 선형 위상 증가 특성을 만족하는 경우의 프리코딩 매트릭스의 위상 정보만을 안테나 포트에 맵핑한 것을 설명하기 위한 참고도이다
[46] 도 10 은 크로스ᅳ극성 (Cross-poles) 안테나들로 메시브 안테나가 구현된 경우를 설명하기 위한 참고도이다.
[47] 도 11 은 크로스 -극성 (Cross-poles) 안테나를 고려하여， 선형 위상 증가 특성을 만족하는 경우의 프리코딩 매트릭스의 위상 정보만 안테나 포트에 맵큉 한 것이다
[48] 도 12는 서로 상이한 코드워드 피드백 주기를 설명하기 위한 참고도이다. 【발명의실시를위한형태】
[49] 이하， 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상 세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일 한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나， 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 예를 들어， 이하의 상세한 설명은 이동통신 시스템이 3GPP LTE 시스템인 경우를 가정하여 구체적으로 설명하나， 3GPP LTE 의 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동 통신 시스템에도 적용 가능하다.
[50] 몇몇 경우， 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구 조 및 장치는 생략되거나， 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서 는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
[51] 아울러， 이하의 설명에 있어서 단말은 UE User Equipment), MS(Mobile Station), AMS(Advanced Mobile Station) 등 이동 또는 고정형의 사용자단 기기 를 통칭하는 것을 가정한다. 또한， 기지국은 Node B, eNode B, Base Station, AP(Access Point) 등 단말과 통신하는 네트워크 단의 임의의 노드를 통칭하는 것을 가정한다.
[52] 이동 통신 시스템에서 단말 (User Equipment)은 기지국으로부터 하향링크 (Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며， 단말은 또한 상향링크 (Upl ink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 단말이 전송 또는 수신하는 정보로는 데이터 및 다양한 제어 정보가 있으며， 단말이 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따 라 다양한 물리 채널이 존재한다.
[53] 본 발명이 적용될 수 있는 이동통신 시스템의 일례로서 3GPP LTE (3rd Generat ion Partnership Project Long Term Evolution; 이하 "LTE"라 함)， LTE— Advanced (이하 'LTE-A' 라 함) 통신 시스템에 대해 개략적으로 설명한다.
[54] 도 1 은 이동통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 도시 한 도면이다.
[55] E一 UMTS (Evolved Universal Mobi le Telecommunications System) 시스템은 기존 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)에서 진화한 시스템으 로서， 현재 3GPP 에서 기초적인 표준화 작업을 진행하고 있다. 일반적으로 E- UMTS는 LTE Long Term Evolution) 시스템이라고 할 수도 있다. UMTS 및 E-UMTS 의 기술 규격 (technical speci f icat ion)의 상세한 내용은 각각 "3rd Generation Partnership Project； Technical Specification Group Radio Access Network"의 Release 7과 Release 8을 참조할 수 있다. [56] 도 1 을 참조하면， E-UMTS 는 단말 (User Equipment, UE)과 기지국 (eNode B; eNB), 네트워크 (E-UTRAN)의 종단에 위치하여 외부 네트워크와 연결되는 접속 게이트웨이 (Access Gateway, AG)를 포함한다. 기지국은 브로드캐스트 서비스， 멀티캐스트 서비스 및 /또는 유니캐스트 서비스를 위해 다중 데이터 스트림을 동 시에 전송할 수 있다.
[57] 한 기지국에는 하나 이상의 샐이 존재한다. 셀은 1.25， 2.5， 5， 10, 15， 20MHz 등의 대역폭 중 하나로 설정돼 여러 단말에게 하향 또는 상향 전송 서비 스를 제공한다. 서로 다른 샐은 서로 다른 대역폭을 제공하도록 설정될 수 있다. 기지국은 다수의 단말에 대한 데이터 송수신을 제어한다. 하향링크 (Downlink, DL) 데이터에 대해 기지국은 하향링크 스케줄링 정보를 전송하여 해당 단말에게 데이터가 전송될 시간 /주파수 영역， 부호화， 데이터 크기， 하이브리드 자동 재 전송 요청 (Hybrid Automatic Repeat and request , HARQ) 관련 정보 등을 알려준 다.
[58] 또한， 상향링크 (Uplink, UL) 데이터에 대해 기지국은 상향링크 스케줄링 정보를 해당 단말에게 전송하여 해당 단말이 사용할 수 있는 시간 /주파수 영역， 부호화, 데이터 크기， 하이브리드 자동 재전송 요청 관련 정보 등을 알려준다. 기지국간에는 사용자 트래픽 또는 제어 트래픽 전송을 위한 인터페이스가 사용 될 수 있다. 핵심망 (Core Network, CN)은 AG와 단말의 사용자 등록 등을 위한 네트워크 노드 등으로 구성될 수 있다. AG 는 복수의 셀들로 구성되는 TA(Tracking Area) 단위로 단말의 이동성을 관리한다.
[59] 무선 통신 기술은 광대역 코드분할 다중 접속 (Wideband Code Division Multiple Access, WCDMA)를 기반으로 LTE 까지 개발되어 왔지만ᅳ 사용자와 사업 자의 요구와 기대는 지속적으로 증가하고 있다. 또한, 다른 무선 접속 기술이 계속 개발되고 있으므로 향후 경쟁력을 가지기 위해서는 새로운 기술 진화가 요 구된다. 비트당 비용 감소， 서비스 가용성 증대, 융통성 있는 주파수 밴드의 사 용, 단순구조와 개방형 인터페이스, 단말의 적절한 파워 소모 등이 요구된다.
[60] 최근 3GPP 는 LTE 에 대한 후속 기술에 대한 표준화 작업을 진행하고 있 다. 본 명세서에서는 상기 기술을 "LTE-Advanced" 또는 "LTE-A"라고 지칭한다. LTE 시스템과 LTE-A 시스템의 주요 차이점 중 하나는 시스템 대역폭의 차이다. LTE-A 시스템은 최대 100 MHz 의 광대역을 지원할 것을 목표로 하고 있으며， 이 를 위해 복수의 주파수 블록을 사용하여 광대역을 달성하는 캐리어 어그리게이 션 또는 대역폭 어그리게이션 (carrier aggregation또는 bandwidth aggregat ion) 기술을 사용하도록 하고 있다. 캐리어 어그리게이션 보다 넓은 주파수 대역을 사용하기 위하여 복수의 주파수 블록을 하나의 커다란 논리 주파수 대역으로 사 용하도록 한다. 각 주파수 블록의 대역폭은 LTE 시스템에서 사용되는 시스템 블 록의 대역폭에 기초하여 정의될 수 있다. 각각의 주파수 블록은 컴포넌트 캐리 어 (component carrier)를 이용하여 전송된다.
[61] 도 2 는 본 발명에 따른 무선 통신 시스템 (100)에서의 기지국 (105) 및 단말 (110)의 구성을 도시한 블록도이다.
[62] 무선 통신 시스템 (100)을 간략화하여 나타내기 위해 하나의 기지국 (105) 과 하나의 단말 (no)을 도시하였지만， 하나 이상의 기지국 및 /또는 하나 이상의 단말기를 포함할 수 있다.
[63] 도 2 를 참조하면， 기지국 (105)은 송신 (Tx) 데이터 프로세서 (115), 심볼 변조기 (120)， 송신기 (125)， 송수신 안테나 (130)， 프로세서 (180)， 메모리 (185)， 수신기 (190)， 심볼 복조기 (195)， 수신 데이터 프로세서 (197)를 포함할 수 있다. 그리고， 단말 (110)은 송신 (Tx) 데이터 프로세서 (165)， 심볼 변조기 (170), 송신 기 (175)， 송수신 안테나 (135)， 프로세서 (155)， 메모리 (160)， 수신기 (140)， 심볼 복조기 (155)， 수신 데이터 프로세서 (150)를 포함할 수 있다. 안테나 (130， 135) 가 각각 기지국 (105) 및 단말 (110)에서 하나로 도시되어 있지만， 기지국 (105) 및 단말 (110)은 복수 개의 안테나를 구비한 다중 안테나이다. 따라서， 본 발명 에 따른 기지국 (105) 및 단말 (110)은 MIM0(Multiple Input Multiple Output) 시 스템을 지원한다. 본 발명에 따른 기지국 (105) 및 단말 (110)은 SU-MIM0(Single User-MIMO) MU-MIM0(Mult i User-MIMO) 방식 모두를 지원한다.
[64] 하향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서 (115)는 트래픽 데이터를 수신하 고， 수신한 트래픽 데이터를 포맷하여, 코딩하고， 코딩된 트래픽 데이터를 인터 리빙하고 변조하여 (또는 심볼 매핑하여)， 변조 심볼들 ("데이터 심볼들")을 제공 한다. 심볼 변조기 (120)는 이 데이터 심볼들과 파일럿 심볼들을 수신 및 처리하 여， 심볼들의 스트림을 제공한다.
[65] 심볼 변조기 (120)는， 데이터 및 파일럿 심볼들을 다중화하여 이를 송신 기 (125)로 전송한다. 이때， 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼， 파일럿 심볼， 또 는 제로의 신호 값일 수도 있다. 각각의 심볼 주기에서， 파일럿 심볼들이 연속 적으로 송신될 수도 있다. 파일럿 심볼들은 주파수 분할 다중화 (FDM), 직교 주 파수 분할 다중화 (OFDM), 시분할 다중화 (TDM), 또는 코드 분할 다중화 (CDM) 심 볼일 수 있다.
[66] 송신기 (125)는 심볼들의 스트림을 수신하여 이를 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하고， 또한， 이 아날로그 신호들을 추가적으로 조절하여 (예를 들 어 , 증폭， 필터링， 및 주파수 업 컨버팅 (upconverting) 하여， 무선 채널을 통한 송신에 적합한 하향링크 신호를 발생시킨다. 이어서， 하향링크 신호는 안테나 (130)를 통해 단말로 전송된다.
[67] 단말 (110)에서， 안테나 (135)는 기지국으로부터의 하향링크 신호를 수신 하여 수신된 신호를 수신기 (140)로 제공한다. 수신기 (140)는 수신된 신호를 조 정 하여 (예를 들어， 필터링， 증폭， 및 주파수 다운컨버팅 (do皿 converting))하고， 조정된 신호를 디지털화하여 샘플들을 획득한다. 심볼 복조기 (145) 는 수신된 파일럿 심볼들을 복조하여 채널 추정을 위해 이를 프로세서 (155)로 제공한다.
[68] 또한， 심볼 복조기 (145)는 프로세서 (155)로부터 하향링크에 대한 주파수 웅답 추정치를 수신하고， 수신된 데이터 심볼들에 대해 데이터 복조를 수행하여, (송신된 데이터 심볼들의 추정치들인) 데이터 심볼 추정치를 획득하고, 데이터 심볼 추정치들을 수신 (Rx) 데이터 프로세서 (150)로 제공한다. 수신 데이터 프로 세서 (150)는 데이터 심볼 추정치들을 복조 (즉， 심볼 디 -매큉 (demapping)) 하고, 디인터리빙 (deinterleaving)하고， 디코딩하여， 전송된 트래픽 데이터를 복구한 다.
[69] 심볼 복조기 (145) 및 수신 데이터 프로세서 (150)에 의한 처리는 각각 기지국 (105)에서의 심볼 변조기 (120) 및 송신 데이터 프로세서 (115)에 의한 처 리에 대해 상보적이다.
[70] 단말 (110)은 상향링크 상에서， 송신 데이터 프로세서 (165)는 트래픽 데 이터를 처리하여， 데이터 심볼들을 제공한다. 심볼 변조기 (170)는 데이터 심볼 들을 수신하여 파일릿 심볼들과 함께 다중화하여， 변조를 수행하여， 심볼들의 스트림을 송신기 (175)로 제공한다. 송신기 (175)는 심볼들의 스트림을 수신 및 처리하여， 상향링크 신호를 발생시키고， 이러한 상향링크 신호는 안테나 (135)를 통해 기지국 (105)으로 전송된다. [71] 기지국 (105)에서'， 단말 (110)로부터 상향링크 신호가 안테나 (130)를 통해 를 수신되고， 수신기 (190)는 수신한 상향링크 신호를 처리되어 샘플들을 획득한 다. 이어서， 심볼 복조기 (195)는 이 샘플들을 처리하여， 상향링크에 대해 수신 된 파일럿 심볼들 및 데이터 심볼 추정치를 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (197)는 데이터 심볼 추정치를 처리하여， 단말기 (110)로부터 전송된 트래픽 데 이터를 복구한다.
[72] 단말 (110) 및 기지국 (105) 각각의 프로세서 (155， 180)는 각각 단말 (110) 및 기지국 (105)에서의 동작을 지시 (예를 들어， 제어， 조정， 관리 등)한다. 각각 의 프로세서들 (155， 180)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리 유닛 (160， 185)들과 연결될 수 있다. 메모리 (160， 185)는 프로세서 (180)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템， 어플리케이션， 및 일반 파일 (general files)들을 저장한다.
[73] 프로세서 (155, 180)는 컨트를러 (controller), 마이크로 컨트를러 (microcontroller), 마이크로 프로세서 (microprocessor )， 마이크로 컴퓨터 (microcomputer) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편， 프로세서 (155， 180)는 하드웨 어 (hardware) 또는 펌웨어 (fir隱 are), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구 현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시예를 구현하는 경우에는， 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(appl icat ion specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors) , DSPDs(digital signal processing devices) , PLDs ( r ogr ammab 1 e logic devices) , FPGAs (field programmable gate arrays) 등이 프로세서 (155, 180)에 구비될 수 있다. 한편, 펌웨어나 소프트웨 어를 이용하여 본 발명의 실시예들을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모들， 절차 또는 함수 등을 포함하도록 핍웨어나 소프트웨어 가 구성될 수 있으며， 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 핍웨어 또는 소프트 웨어는 프로세서 (155， 180) 내에 구비되거나 메모리 (160， 185)에 저장되어 프로 세서 (155， 180)에 의해 구동될 수 있다.
[74] 단말과 기지국이 무선 통신 시스템 (네트워크) 사이의 무선 인터페이스 프로토콜의 레이어들은 통신 시스템에서 잘 알려진 OSKopen system interconnection) 모델의 하위 3 개 레이어를 기초로 제 1 레이어 (L1), 제 2 레 이어 (L2), 및 제 3 레이어 (L3)로 분류될 수 있다. 물리 레이어는 상기 제 1 레 이어에 속하며， 물리 채널을 통해 정보 전송 서비스를 제공한다. RRC(Radio Resource Control) 레이어는 상기 제 3 레이어에 속하며 UE 와 네트워크 사이의 제어 무선 자원들을 제공한다. 단말, 기지국은 무선 통신 네트워크와 RRC 레이 어를 통해 RRC 메시지들을 교환한다.
[75] 본 발명에서 사용되는 기지국이라는 용어는 지역적인 개념으로 사용되는 경우 셀 또는 섹터로 호칭될 수 있다. 서빙 기지국 (또는 셀)은 단말에게 기존의 주요 서비스를 제공하는 기지국으로 볼 수 있고， 협력 다중 전송 포인트 (coordinated multiple transmission point) 상에서의 제어 정보의 송수신을 수 행할 수 있다. 이러한 의미에서 서빙 기지국 (또는 셀)은 앵커 기지국 (또는 셀) (anchor cell)이라 칭할 수 있다. 마찬가지로 인접 기지국은 지역적인 개념 으로 사용되는 인접 셀로 호칭될 수도 있다.
[76] 코드북 기반 프리코딩 기법
[77] 다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 (precoding)을 적용할 수 있다. 코드북 (Codebook) 기반의 프리코딩 기법은, 송신단과 수신단에서 프리코딩 행렬 의 집합을 미리 정하여 두고， 수신단 (예를 들어， 단말)이 송신단 (예를 들어， 기 지국)으로부터의 채널정보를 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지 (즉， 프리코딩 행렬 인덱스 (Precoding Matrix Index; PMI)를 송신단에게 피드백 하여 주고， 송신단은 PMI 에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전송에 적용하는 기법을 말한다.
[78] 미리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 중에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택하 는 방식이므로， 항상 최적의 프리코딩이 적용되는 것은 아니지만， 실제 채널 정 보에 최적의 프리코딩 정보를 명시적으로 (explicitly) 피드백하는 것에 비하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 장점이 있다.
[79] 도 3은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
[80] 코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우， 송신단과 수신단은 전송 랭크， 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉， 피드백 정보가 유한한 (finite) 경우에 프리 코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상 태를 측정하여, 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코 딩 행렬 정보 (즉, 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어， 수신단에서는 MUMaximum Likelihood) 또는 匪 SE(Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 3 에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드 별로 전송하는 것을 도시하고 있으나， 이에 한정될 필요는 없다.
[81] 수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 탱크에 대웅하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며， 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 수신단으로 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행 (row)의 개수 는 안테나의 개수와 동일하며， 열 (column)의 개수는 탱크 값과 동일하다. 탱크 값은 레이어의 개수와 동일하므로， 열 (cokum)의 개수는 레이어 개수와 동일하 다. 예를 들어， 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우 에는 프리코딩 행렬이 4X2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각 각의 레이어를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다.
[82] 송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이 루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*UH = I 와 같은 유니터리 행렬 (U) 조건을 만족하는바， 상술 한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬 (P)의 에르 미트 (Hermit) 행렬 (PH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.
[83] 예를 들어， 다음의 표 1 은 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 2 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이고， 표 2 는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 4 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이다.
[84] 【표 1】
Figure imgf000017_0001
[85] 【표 2】
Figure imgf000017_0002
[86] 상기 표 2 에서， W는 ' =/-2"""' /"' ""와 같이 표현되는 수학식으 로부터 구성되는 세트 ^로 얻어진다. 이 때， /는 4X4 단일행렬을 나타내고 는 표 2에서 주어지는 값이다. [87] 상기 표 1 에서 나타내는 바와 같이， 2 개의 송신안테나에 대한 코드북 의 경우 총 7 개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있으며 여기서， 단일 행렬은 개 -루프 (open- loop) 시스템을 위한 것이므로， 폐 -루프 (loop) 시스템의 프리코딩 을 위한 프리코딩 백터 /행렬은 총 6개가 된다. 또한， 상기 표 2 와 같은 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64 개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있 다.
[88] 위와 같은 코드북은 상수 모들러스 (Constant modulus; CM) 특성， 네스티 드 특성 (Nested property), 제한된 알파벳 (Constrained alphabet) 등의 공통적 인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)는 '0' 을 포함하지 않으며， 같은 크기를 가지도록 구성되는 특성이 다. 네스티드 특성은， 낮은 탱크의 프리코딩 행렬이 높은 탱크의 프리코딩 행렬 의 특정 열의 서브셋 (subset) 으로 구성되도록 설계된 것을 의미한다. 제한된 알파벳 특성은， 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)의 알 파벳이
Figure imgf000018_0001
으로 구성되는 특성을 의미한다.
[89] 상기 표 2 에서， 는 ^ =/_2"''"« " «와 같이 표현되는 수학식으 로부터 구성되는 세트 { 로 얻어진다. 이 때， 는 4X4 단일행렬을 나타내고 ""는 표 2 에서 주어지는 값이다.
[90] 상기 표 1 에서 나타내는 바와 같이， 2 개의 송신안테나에 대한 코드북 의 경우 총 7 개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있으며 여기서， 단일 행렬은 개 -루프 (open- loop) 시스템을 위한 것이므로, 폐 -루프 (loop) 시스템의 프리코딩 을 위한 프리코딩 백터 /행렬은 총 6개가 된다. 또한， 상기 표 2 와 같은 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64 개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있 다.
[91] 위와 같은 코드북은 상수 모들러스 (Constant modulus; CM) 특성, 네스티 드 특성 (Nested property) , 제한된 알파 ^(Constrained al habet ) 등의 공통적 인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)는 '0' 을 포함하지 않으며， 같은 크기를 가지도록 구성되는 특성이 다. 네스티드 특성은， 낮은 탱크의 프리코딩 행렬이 높은 랭크의 프리코딩 행렬 의 특정 열의 서브셋 (subset) 으로 구성되도록 설계된 것을 의미한다. 제한된 알파벳 특성은， 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)의 알 파벳이
Figure imgf000019_0001
으로 구성되는 특성을 의미한다.
[92] 피드백 채널 구조
[93] 기본적으로， FDE Frequency Division Duplex) 시스템에서 하향링크 채널 에 대한 정보를 기지국이 알 수 없으므로， 단말이 피드백하는 채널정보를 하향 링크 전송에 이용한다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 시스템의 경우, 단말이
PUCCH를 통하여 하향링크 채널 정보를 피드백하거나 또는 PUSCH를 통하여 하향 링크 채널정보를 피드백 할 수 있다. PUCCH 의 경우 주기적 (periodic)으로 채널 정보를 피드백 하고， PUSCH 의 경우 기지국의 요청에 따라서 비주기적 (aperiodic)으로 채널 정보를 피드백한다. 또한， 채널정보의 피드백은 할당받은 전체 주파수 대역 (즉, 광대역 (WideBand; WB))에 대한 채널 정보를 피드백 할 수 도 있고， 특정 개수의 RB (즉， 서브대역 (SubBand; SB))에 대하여 채널 정보를 피드백 할 수도 있다.
[94] 확장된 안테나 구성 (Antenna configuration)
[95] 도 4는 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
[96] 도 4(a) 는 N 개의 안테나가 그룹화 없이 서로 독립적인 채널을 구성하 는 경우를 도시한 것이며， 일반적으로 ULAOJniform Linear Array) 라고 한다. 이와 같이 다수개의 안테나를 서로 공간적으로 떨어뜨려 배치함으로써 서로 독 립적인 채널을 구성하기에는 송신기 및 /또는 수신기의 공간이 부족할 수 있다.
[97] 도 4(b)에서는 2 개의 안테나가 쌍을 이루는 ULA 방식의 안테나 구성 (Paired ULA)을 나타낸다. 이러한 경우 쌍을 이루는 2 개의 안테나 사이에는 연 관된 채널을 가지고， 다른 쌍의 안테나와는 독립적인 채널을 가질 수 있다.
[98] 한편， 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 하향링크에서 4 개 전송 안테나 를 사용하는 것과 달리， 3GPP LTE 릴리즈 -10 시스템에서는 하향링크에서 8 전송 안테나를 사용할 수 있다. 이러한 확장된 안테나 구성을 적용하기 위해서는， 부 족한 공간에 여러 개의 송신안테나를 설치해야 하므로， 도 4(a) 및 도 4(b) 와 같은 ULA 안테나 구성은 적합하지 않을 수 있다. 따라서， 도 4(c) 와 같이 이중 -극성 (dual-pole) (또는 크로스—극성 (cross-pole) ) 안테나 구성을 적용하는 것 을 고려할 수 있다 . 이와 같이 전송 안테나를 구성하는 경우에는， 안테나간의 거리 d 가 상대적으로 짧더라도 안테나 상관도를 낮춰 높은 수율의 데이터 전송 이 가능해진다.
[99] 코드북 구조 (codebook structures)
[100] 전술한 바와 같이， 미리 정해진 (pre-defined) 코드북을 송신단과 수신단 에서 공유함으로써， 송신단으로부터의 MIM0 전송에 이용될 프리코딩 정보를 수 신단이 피드백하기 위한 오버헤드를 낮출 수 있으므로 효율적인 프리코딩이 적 용될 수 있다.
[101] 미리 정해진 코드북을 구성하는 하나의 예시로서， DFKDiscrete Fourier Transform) 행렬 또는 월시 (Walsh) 행렬을 이용하여 프리코더 행렬을 구성할 수 있다. 또는， 위상 시프트 (phase shift) 행렬 또는 위상 시프트 다이버시티
(phase shift diversity) 행렬 등과 결합하여 여러 가지 형태의 프리코더를 구 성할 수도 있다.
[102] Co-polarization 안테나 계열의 경우 DFT 계열의 코드북 들이 성능이 좋 다， 여기서 DFT 행렬 기반의 코드북을 구성함에 있어서 , n X n DFT 행렬은 아래 의 수학식 3과 같이 정의 될 수 있다.
[103] 【수학식 3】
DFTw: , k,£ = 0,l,...,n-l
Figure imgf000020_0001
[104] 상기 수학식 3 의 DFT 행렬은 특정 크기 n 에 대하여 하나의 행렬만이 존재한다. 따라서 , 다양한 프리코딩 행렬을 정의하여 상황에 따라 적절히 사용 하기 위해서는 DFTn 행렬의 회전 형태 (rotated version)를 추가적으로 구성하여 사용하는 것을 고려할 수 있다. 아래의 수학식 4 는 예시적인 희전 (rotated) DFTn 행렬을 나타낸다
[105] 【수학식 4】 rotated DFTn: Dn (G'g) (k, £) = -i= exp (- j2 k{£ + glG)ln), k,£ = 0,\,...,n-\, g = 0,l,...,G.
"
[106] 상기 수학식 4 와 같이 DFT 행렬을 구성하는 경우， G 개의 회전 (rotated) DFTn 행렬을 생성할 수 있으며， 생성된 행렬들은 DFT 행렬의 특성을 만족한다. [107] 다음으로, 하우스홀더 -기반 (Householder-based) 코드북 구조에 대해서 설명한다. 하우스홀더 -기반 코드북 구조란， 하우스홀더 행렬로 구성되는 코드북 을 의미한다. 하우스홀더 행렬은 하우스홀더 변환 (Householder Transform)에 사 용되는 행렬이고， 하우스홀더 변환은， 선형 변환 (linear transformation)의 일 종이며 QR 분해 (QR deco 수행하는 데에 이용될 수 있다. QR분해는 어떤 행렬을 직교 (orthogonal) 행렬 (Q)과 상삼각행렬 (upper triangular matrix) (R) 로 분해하는 것을 의미한다. 상삼각행렬은 주대각선성분 아래의 성분이 모 두 0 인 정사각행렬을의미한다. 4X4 하우스홀더 행렬의 예는 아래의 수학식 5 와 같다.
[108] 【수학식 5】
Figure imgf000021_0001
[109] 하우스홀더 변환에 의해 CM 특성을 갖는 4X4 유니터리 행렬을 생성할 수 있다. 상기 표 2 와 같은 4 전송 안테나를 위한 코드북과 같이， 하우스홀더 변환을 이용하여 nXn 프리코딩 행렬을 생성하고， 생성된 프리코딩 행렬의 열 서브셋 (column subset)을 이용하여 n 보다 작은 탱크 전송을 위한 프리코딩 행 렬로 사용하도록 구성 할 수 있다.
[110] 8 전송 안테나를 위한 코드북
[111] 확장된 안테나 구성 (예를 들어， 8 전송 안테나)을 가지는 3GPP LTE 릴리 즈 -10 시스템에서， 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 시스템에서 사용된 피드백 방식 을 확장하여 적용할 수 있다. 예를 들어， RKRank Indicator), PMI (Precoding Matrix Index) , CQ I (Channel Quality Information) 등의 채널상태정보 (Channel State Information; CSI)를 피드백 할 수 있다. 이하에서는， 확장된 안테나 구 성을 지원하는 시스템에서 사용될 수 있는 이중 프리코더 (dual precoder) 기반 피드백 코드북을 설계하는 방안에 대하여 설명한다. 이중 프리코더 기반 피드백 코드북에서， 송신단의 MIM0 전송에 사용될 프리코더를 지시하기 위해서， 수신단 은 프리코딩 행렬 인덱스 (PMI)를 송신단으로 전송할 수 있는데， 2 개의 서로 다 른 PMI 의 조합에 의해서 프리코딩 행렬이 지시될 수 있다. 즉， 수신단은 송신 단으로 2 개의 서로 다른 PMI (즉， 제 1 PMI 및 제 2 PMI)를 송신단으로 피드백 하고, 송신단은 제 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의해 지시되는 프리코딩 행렬을 결 정하여 MIM0 전송에 적용할 수 있다.
[112] 이중 프리코더 기반 피드백 코드북 설계에 있어서， 8 전송 안테나 MIM0 전송， 단일사용자— MIMO (Single User-MIMO; SUᅳ MIM0) 및 다중사용자 -MIM0 (Multiple User-MIMO; MU-MIM0) 지원, 다양한 안테나 구성에 대한 적합성， 코드 북 설계 기준， 코드북 크기 등을 고려할 수 있다.
[113] 8 전송 안테나 MIM0 전송에 적용되는 코드북으로서， 탱크 2 보다 큰 경 우에는 SU-MIM0 만을 지원하고， 탱크 2 이하에서는 SU-MIM0 및 MJ-MIM0 모두에 최적화되고， 다양한 안테나 구성에 대해 적합하도록 피드백 코드북을 설계하는 것을 고려할 수 있다.
[114] MU-MIM0 에 대해서， MJ-MIM0 에 참여하는 단말들이 상관 영역 (correlation domain)에서 구별되도록 (separated) 하는 것이 바람직하다. 따라 서, MJ-MIM0를 위한 코드북은 높은 상관을 가지는 채널에서 올바르게 동작하도 록 설계될 필요가 있다. DFT 백터들은 높은 상관을 가지는 채널에서 양호한 성 능을 제공하므로， 탱크 -2 까지의 코드북 집합에 DFT 백터를 포함시키는 것을 고 려할 수 있다. 또한， 많은 공간 채널을 생성할 수 있는 높은 산란 전파 (scattering propagation) 환경 (예를 들어， 반사파가 많은 옥내 (indoor) 환경 등)에서는， MIM0 전송 방식으로 SU-MIM0 동작이 보다 적합할 수 있다. 따라서， 탱크 -2 보다 큰 랭크를 위한 코드북은， 다증 -레이어들을 구별하는 성능이 양호 하도록 설계하는 것을 고려할 수 있다.
[115] MIM0 전송을 위한 프리코더 설계에 있어서， 하나의 프리코더 구조가 다 양한 안테나 구성 (낮은-상관， 높은-상관， Cross-polarization등의 안테나 구성) 에 대해서 양호한 성능을 가지도톡 하는 것이 바람직하다. 8 개의 전송 안테나 의 배치에 있어서， 낮은 -상관 안테나 구성으로서 4λ 안테나 간격을 가지는 Cross-polarization 어레이가 구성되거나, 높은 -상관 안테나 구성으로서 0.5 λ 안테나 간격을 가지는 ULA 가 구성되거나, Cross-polarization 안테나 구성으로 서 0.5λ 안테나 간격을 가지는 Cross-polarization 어레이가 구성될 수 있다. DFT 기반 코드북 구조는 높은 -상관 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공할 수 있다.
[116] 한편， Cross-polarization 안테나 구성에 대해서는 블록대각행렬 (block diagonal matrix)들이 보다 적합할 수 있다. 따라서， 8 전송 안테나를 위한 코 드북에 대각행렬이 도입되는 경우에， 모든 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공하는 코드북을 구성할 수 있다.
[117] 코드북 설계 기준은， 전술한 바와 같이 유니터리 코드북, CM 특성， 유한 알파벳， 적절한 코드북 크기， 네스티드 특성 등을 만족하도록 하는 것이다. 이 는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 코드북 설계에 대해 적용된 것이며， 확장된 안테나 구 성을 지원하는 3GPP LTE 릴리즈 -10 코드북 설계에 대해서도 이러한 코드북 설계 기준을 적용하는 것을 고려할 수 있다.
[118] 코드북 크기와 관련하여， 8 전송 안테나를 이용하는 장점을 충분하게 지 원하기 위해서는 코드북 크기가 증가되어야만 한다. 낮은 상관을 가지는 환경에 서 8 전송 안테나로부터 층분한 프리코딩 이득을 얻기 위해서는， 큰 크기의 코 드북 (예를 들어， 탱크 1 및 탱크 2 에 대해서 4 비트가 넘는 크기의 코드북)이 요구될 수 있다. 높은 상관을 가지는 환경에서는 프리코딩 이득을 얻기 위해서 4 비트 크기의 코드북이 충분할 수 있다. 그러나， MU— MIM0 의 다중화 이득을 달 성하기 위해서는， 탱크 1 및 랭크 2 를 위한 코드북 크기를 증가시킬 수 있다.
[119] 전술한 사항을 바탕으로， 본 발명에서는 송신단이 효과적으로 빔 성형을 수행할 수 있도록 수신단이 피드백 하는 프리코딩 매트릭스의 코드북 구조와 코 드북 생성 방식을 설명하고， 이를 이용한 신호 전송 방법을 설명한다.
[120] 이하에서 설명하는 본 발명의 실시예들은， 송신단이 능동 안테나 시스템 (active antenna system: 이하 MS)을 활용한 메시브 안테나 (massive antenna) 를 이용할 때 효과적이며, 대표적인 실시 예로서 셀를러 (cellular) 망에서 기지 국과 사용자 단말의 하향 링크 통신에 활용될 수 있다.
[121] 도 5는 능동 안테나 시스템 (active antenna system: MS)을 나타낸다. [122] LTE Rel-12 이후의 무선 통신 시스템에서는 능동 안테나 시스템 (이하 MS)의 도입이 고려되고 있다. 신호의 위상 및 크기를 조정할 수 있는 능동 회 로와 안테나가 분리되어 있는 기존의 수동 안테나 시스템과 달리， MS 는 각각 의 안테나가 능동 회로를 포함하는 능동 안테나로 구성된 시스템을 의미한다.
[123] 특히， AAS 는 능동 안테나 사용에 따라 능동 회로와 안테나를 연결하기 위한 별도의 케이블, 커넥터， 기타 하드웨어 등이 필요하지 않고， 따라서 에너 지 및 운용 비용 측면에서 효율성이 높은 특징을 갖는다. 또한， 상기 MS 는 각 안테나 별 전자식 빔 제어 (electronic beam control) 방식을 지원하기 때문에 빔 방향 및 빔 폭을 고려한 정교한 빔 패턴 형성 또는 3 차원 범 패턴을 형성하 는 등의 진보된 MIM0 기술을 가능하게 한다.
[124] 이러한 MS 등의 진보된 안테나 시스템의 도입으로 다수의 입출력 안테 나와 다차원 안테나 구조를 갖는 대규모 MIM0구조 또한 고려되고 있다. 일례로 기존의 일자 형 안테나 배열과 달리 2 차원 안테나 배열올 형성할 경우， MS 의 능동 안테나에 따라 3차원 범 패턴을 형성할 수 있다.
[125] 따라서， 기지국 입장에서 3 차원 빔 패턴을 활용할 경우， 범의 수평 방 향뿐만 아니라 수직 방향으로의 섹터 형성을 고려할 수 있다. 또한 단말 입장에 서는 대규모 수신 안테나를 활용하여 수신 범을 형성할 때, 안테나 배열 이득 (antenna array gain)에 따른 신호 전력 상승 효과를 기대할 수 있으며 따라서 기존보다 낮은 송신 전력만으로도 시스템의 성능 요구사항을 충족할 수 있는 장 점이 있다.
[126] 도 6 은 2 차원 안테나 패널에 수평 안테나 배열과 수직 안테나 배열을 이용하여 메시브 멀티 송신 안테나 (massive multiple transmission antenna)를 갖는 통신 시스템을 나타낸다.
[127] 도 6에서 수신 안테나의 개수는 1개인 시스템을 중심으로 설명하나， 다 중 송수신 안테나를 갖는 MIM0 시스템에서도 동일한 방식이 적용될 수 있다. NH 는 수평 방향 안테나 개수를 나타내고， Nv는 수직 방향 안테나 개수를 나타낸다.
[128] 도 6에서， 송신단은 ΝΗ=8, Νν=4로 총 32 개의 안테나를 갖는다. h//'는 점선으로 표시된 i 번째 수평 안테나 그룹과 수신단 사이의 채널을 나타내며， 1 행 NH열 행렬이며， 전체 채널은녜 )* (hH {hH [hH ] 이다. 각 안테나는 수평 방향으로 dH, 수직 방향으로 dv 의 동일한 간격으로 배 치되어 있으며， 안테나 간격이 조밀하여 (예를 들어， 반 파장 이하의 거리인 경 우) 안테나 포트 간 채널 상관이 존재하는 환경을 가정하였다.
[129] 각 수평 안테나 그룹에 대한 안테나 토폴로지 (Antenna Topology)는 조밀 h
한 간격으로 배치된 ULA 이므로 Η' 의 채널 요소 (element)는 선형 위상 증가 h
의 특성을 갖는다. 따라서 Η' 는 선형 위상 증가 특성을 가진 DFT 행렬로 표 현될 수 있으며， 이하， 수학식 6은 상기 DFT 행렬을 나타낸다. NH, M, mn은 각 각 수평 방향 안테나 개수， DFT 열 백터 개수， 행렬의 ！^행 n열을 나타낸다. 수
Figure imgf000025_0001
학식 6에서 z'는 의 i_번째 열 백터이며， NH행 1열이다.
[130] 【수학식 6】
Figure imgf000025_0002
[131] 또한 각 수평 안테나 그룹은 수직 방향으로 dv 의 동일한 간격으로 조밀 h h h h
하게 배치해 있으므로 Η Η ΗΛ 은 서로 높은 상관관계를 갖는다. h
이러한 채널 특성을 고려해 볼 때， 각 를 전체 코드북에서 독립적으로 선 택하는 것 보다 codebook내에서 상관관계가 높은 일부 코드워드 그룹을 추출한 뒤， 그 그룹 내에서 Hi 의 PMI 를 선택함으로써 피드백 오버헤드를 낮출 수 있다.
[132] 상술한 메시브 안테나 (massive antenna)의 채널 특성을 고려해 볼 때， 코드북은 ^과 C2 두 개가 존재하며， 두 코드북의 조합으로 하나의 완성된 PMI 를 나타내도록 구조를 가지는 것이 효과적이다.
[133] 【수학식 7】 t = {{d,,d2,..., d^},{d^+1, d^+2,..,d2j, },..., {d^^^^^!^^,...^^}}
[134] 수학식 7 에서 코드북 은 L 개의 코드워드를 가지며 각 코드워드는 상 관 계수가 높은 K 개의 행렬 또는 백터의 집합으로 정의된다. '는 상기 정의 된 DFT 행렬의 i 번째 열 백터이며， 수평 안테나 그룹의 ULA 채널 특성을 반영 하여 (^을 DFT 행렬로 구성한 일례이다.
M
D Ν„χΜ
[135] DFT 행렬 은 7 "을 주기로 상호 직교 열 백터가 존재하며 서로 가까운 열에 위치한 열 백터일수록 상관 계수가 높은 특징을 갖는다. 예를 들어
DFT 행렬의 i 번째 열
Figure imgf000026_0001
(여기서， j=정수， mod 는 modular 연산을 나타낸다.) 번째 열 백터와 직교이며， i mod M+1 와 (i_2) mod M+1 번째 열 백터와 상관 계수가 가장 높다. 따라서 수학식 7 에서 직교 주기인 M
N" 보다 작은 값으로 K 를 설정하고 인접한 DFT 열 백터 그룹을 코드워드로 설정하는 것이 효과적이다.
[136] 또한， 수학식 7 에서 각 코드워드는 서로 상호 배타적인 (mutually exclusive) 특성을 갖지만， 코드워드간의 부분 집합이 존재하도록 설정함으로써 새로운 코드워드를 피드백 하더라도 이전에 피드백한 코드워드와 부분적으로 동 일 프리코딩 매트릭스를 생성할 수 있도록 함이 바람직하다. 이는 채널이 시간- 주파수에 대해 끊임없이 (continuous) 변하는 속성을 반영하여 효과적인 빔 성형 을 할 수 있도록 한다.
[137] 또한， 의 코드워드는 광대역 (wideband) 또는 통-텀 채널 정보 (long term channel statistic)을 고려하여 C2의 코드워드보다 긴 주기로 피드백되도 록 설정될 수 도 있다.
[138] 한편， 코드북 C2는 에서 선택된 행렬 또는 백터 그룹으로， C2의 코드 워드는 행렬 또는 백터를 나타낸다. 예를 들어 , d에서 첫 번째 코드워드가 선 택된 경우 C2는 수학식 8과 같이 정의된다.
[139] 【수학식 8】
C2 = {d1,d2,...,d [140] 수학식 8에서， C2는 (^에 의해 결정되며， (^이 DFT 행렬로 만들어 졌을 경우， C2는 DF 행렬을 이루는 일부 열 백터로 구성된다. 하지만 C2를 DFT 행렬 을 이루는 모든 열 백터의 집합으로 정의할 수도 있으며， 이 경우 (^은 존재하 지 않는다.
[141] C2에서 를 기준으로 메트릭 (metric)을 최대화 하는 코드워드를 선 택하여 피드백 한다. 메트릭 (Metric)은 여러 형태로 정의 될 수 있으며， 대표적 h h
으로， 와의 상관 계수， '·의 우세 특이 백터 (dominant singular vector) h
와의 상관 계수 또는 SINR 등으로 정의될 수 있다. 예를 들어， 와의 상관 계수가 높은 경우가 기준이라면， 단말이 기지국으로 피드백 하는 프리코딩 매트 릭스는 다음과 같다.
[142] 【수학식 9】
Figure imgf000027_0001
[143] 수학식 9 의 프리코딩 매트릭스는 수평 방향 안테나의 채널 특성을 반영 하여 생성된 것이다. 하지만， 수직 방향 안테나 역시 조밀하게 배치되어 있다는 가정하에， ULA 특성에 따라 안테나 포트 간 선형 위상 증가 관계가 성립한다. 따라서， 수직 방향 안테나의 채널 특성을 반영하여 프리코딩 매트릭스를 생성하 는 것이 보다 효과적이며， 이를 위해 DFT 행렬로 생성된 코드북 C3를 추가로 생 성할 수 있다.
[144] 【수학식 10】
C3 = {a1,a2,...,aJ},
where
[a, a2 ... a7] = D^XJ
[145] IE 가 C3의 첫 번째 코드워드를 선택할 경우， 기지국으로 피드백 하는 프리코딩 매트릭스는 수학식 11 과 같이 변경된다. 는 αι 의 i 번째 element를 의미한다.
[146] 【수학식 11】 ρ = [(«ιΑ)* (½d2)* («13d3)* («14d4)*I
[147] Ci, C2) C3를 이용하여 만들어 진 단일 랭크용 PM은 수학식 12 와 같이 일반화 하여 표현할 수 있겠다. i는 C3의 코드워드 인덱스를 의미하며， , k2( k3, 그리고 k4 는 각각 C2의 코드워드 인텍스를 나타낸다.
[148] [수학식 12】
P = [("A,)* (^2ᅀd,、 )* (ai3dk Ϋ (ai4dk Y
[149] 도 7은 DFT 기반의 d, C2, C3를 이용하여 만들어진 프리코딩 매트릭스 의 위상 정보만을 안테나 포트에 맵핑하여 나타낸 것이다. 프리코딩 매트릭스의 각 요소 (element)는 크기가 1 로 동일하게 설정되어 있으며， 오직 위상만이 차 이 나므로 프리코딩 매트릭스의 모든 정보가 나타나있다.
[150] 도 7 에서， 프리코딩 매트릭스의 수평 방향 안테나에 해당하는 부분은 DFT 특성에 따라 선형 위상 증가의 특성을 갖는다. 반면， 프리코딩 매트릭스의 수직 방향 안테나에 해당하는 부분은 C3를 이용했는데도 불구하고， 첫 번째 수 직 안테나 그룹에 해당하는 부분을 제외한 나머지 수직 안테나 그룹에서 선형 위상 증가 특성을 보장하지 못한다. 즉， 도 8 을 참조하여 설명하면， 첫 번째 수직 안테나 그룹은 코드북이 ULA 안테나 특성을 반영하는 안테나 포트들로 구 성되나， 두 번째 이후의 수직 안테나 그룹은 코드북이 ULA 안테나 특성을 반영 하지 못하는 안테나 포트들로 구성될 수 있다.
[151] 따라서， 수평 방향과 수직 방향 모두 선형 위상 증가 특성을 갖도록 프 리코딩 매트릭스를 설계하기 위해서 다음과 같은 위상 관계가 성립해야 한다.
[152] 【수학식 13】
ΘΗ2 = π + Δ
< 3 = + 2ᅀ
ΘΗ = + 3Δ
[153] 도 9는 수학식 13을 만족하는 경우의 프리코딩 매트릭스의 위상 정보만 을 안테나 포트에 맵핑한 것을 설명하기 위한 참고도이다. 도 9 에서， 모든 수 평 방향 및 수직 방향의 안테나 포트는 선형 위상 증가의 특성을 갖는 경우를 나타낸다. *
[154] 즉， Ρ = [(«Λ)* Α2)* A/ ( i4dk
가 수학식
13 을 만족시키는 프리코딩 매트릭스가 되도록， 본 발명에서는 C2에서 각 의 최적 코드워드 선택 시 일종의 제약을 가하는 방식을 제안한다. ^ 에 해 h 〜
당하는 코드워드를 라고 가정하고， h^의 위상 증분 값과 h 의 위상 증분 값의 차이를 Δ라고 할 때, h/ 는 와 만큼의 위상 증분 값 차 이가 존재해야 하며， 는 와 2Δ 만큼의 위상 증분 값 차이가 존재 해야 수학식 13의 조건을 만족시킬 수 있다.
[155] 즉， 본 발명에서 h 와 가 결정되면 h 3와 는 수학식 13 의 위상 관계가 만족하도록 설정되는 방법을 제안한다. 따라서 , 본 발명에 따 르면， n l와 가 각각
Figure imgf000029_0001
4는 각각 의 ((j— l)+li-j I) mod M+l번째， (( j-l)+2| i-j | ) mod
M+l번째 열 백터로 결정된다. 여기서， |i-j|는 두 코드워드의 위상 증분을 나 타내므로， Δ와 동일한 값을 의미하며， 두번째 코드워드 (즉， j 번째 열 백터) 를 기준으로 h"3와 는 각각 Δ 및 2Δ의 차이를 지닌다ᅳ 따라서， DFT 행렬의 열 백터 개수를 고려하여， h/ 3와 를 결정하게 된다.
[156] 이하에서는 프리코딩 매트릭스 피드백을 위한 본 발명의 실시예들에 대 하여 설명한다.
[157] <제 1 실시예 >
[158] 본 발명의 제 1 실시예에 따르면， 단말이 C2에서 를 선택하고 나
Figure imgf000029_0002
머지 수평 방향 안테나 그룹의 코드워드는 행렬에서 선택하여 피드백 할 수 있다.
Figure imgf000030_0001
[159] 즉， UE 는 C2에서 11 i를 선택하고， 에서 Π 2를 선택한 뒤， η/π와 η//2가 각각 의 i, j 번째 열 백터 경우 ^와 n^를 각 각 의 ((jᅳ l)+|i-jl) mod M+1 번째， ( ( j-l)+21 iᅳ j | ) mod M+1 번째 열 백터로 결정할 수 있다.
[160] <제 2실시예〉
[161] 본 발명의 제 2 실시예에 따르면， UE 가 C2에서 h 와 h 를 선택하
Figure imgf000030_0002
고， 나머지 수평 방향 안테나 그룹의 코드워드는 행렬에서 선택하여 피드백할 수 있다.
[162] 즉， UE 는 C2 에서 h 와 h 2를 선택하고， h 와 h 2가 각각
Figure imgf000030_0003
의 i, j 번째 열 백터 경우， /3와 를 각각 의 ((j- l)+|i-j I) mod M+1 번째， ((j-l)+2| i-j | ) mod M+1 번째 열 백터로 결정한다.
[163] <제 3실시예 >
Figure imgf000030_0004
[164] 본 발명의 제 3 실시예에 따르면， UE 가 행렬에서 모든 수평 방향 안테나 그룹의 코드워드를 선택하여 피드백할 수 있다.
Figure imgf000030_0005
[165] 따라서， UE는 에서 h 와 h"2를 선택하고， h 와 h 가
Figure imgf000030_0006
각각 의 i, j 번째 열 백터 경우， //3와 를 각각 의
((j-l)+|i-j I) mod M+1 번째， ((j-l)+2| i-j | ) mod M+1 번째 열 백터로 결정한다.
[166] 이러한 경우， 코드북은 하나만 존재하며， DFT 행렬의 백터로 이루어진다. 즉， (^을 사용하지 않고 C2를 DFT 행렬의 모든 백터로 구성하여 C2에서 모든 수 평 방향 안테나 그룹의 코드워드 h , hH2 , hH3， 을 선택할 수 있다ᅳ [167] 피드백 오버 헤드를 감소시키기 위하여
Figure imgf000031_0001
행렬 상에서 li — j l < r 을 만족하도록 제한 할 수 있으며， r 은 기지국 또는 UE 가 결정하여 시그널링한다.
[168] <제 4 실시예 >
[169] 본 발명의 제 4 실시예에 따르면， UE 가 C2에서 모든 수평 방향 안테나 그룹의 코드워드 h/il， h//2 h//3， 을 선택하여 피드백할 수 있다.
[170] 따라서， C2 가 DFT 행렬의 일부 백터로 이루어진 경우， UE 는 C2 에서 h 와 h//2를 선택하고， h n와 h//2가 각각 c2의 i, j 번째 코드워드 인 경 우， h 와 hM를 각각 c2 의 번째, j+2|i-j| 번째 열 백터로 결정한 다.
[171] 다만， 본 발명의 제 4 실시예에서， h/ 4가 C2 에 대웅되는 범위를 초과 하지 않도록 Δ 혹은 |i-j| 가 결정됨이 바람직할 것이다.
[172] <제 5 실시예 >
[173] 본 발명의 제 5 실시예에 따르면， UE가 C2에서 h 을 선택하여 피드백 '하고 (V 에서 수학식 13의 Δ을 선택하여 피드백 할 수 있다.
[174] 즉 , UE 는 C2에서 를 선택하고， 코드북 ( 에서 웨 정보를 나타 내는 Δ 값을 선택하여 피드백 한다.
[175] 이 경우 h ， hf"， 는 수학식 13 에 의해 단말과 기지국이 생성 할 수 있다. 예를 들어， 코드북 CV 는 수학식 14 와 같이 구성될 수 있다. 아 래 수식에서 R 은 기지국에서 단말로 시그널링 해주는 값으로 Δ값의 범위를 지정한다. 나아가, 기지국은 단말로 R 이 될 수 있는 후보값들을 시그널링해줄 수도 있다. 즉， R이 클 경우 Δ는 0도를 기준으로 작은 범위의 위상을 나타낸 다. [176] 【수학식 14】
Figure imgf000032_0001
여기서， j는 정수를 나타내며， Q, q는 각각 소정의 위상을 나타낸다.
[177] 이상의 실시예들에서， C3를 이용하여 수직 방향의 선형 위상 증가를 나 타낼 수도 있다. 단말은 상술한 본 발명의 실시예에 따라 C2 (또는 (V )에서 선택된 두 코드워드와 d, c3 에서 각각 선택된 코드워드를 기지국으로 피드백 한다. c1; c2 (또는 c2' )， c3 의 코드워드 피드백 주기는 각각 다를 수 있으며， 이에 대한 내용은 후술한다.
[178] 상술한 본 발명의 실시예는 송신 탱크가 1 인 경우를 가정하였으나， 랭 크 2 이상에서 확장 적용 가능하다. 즉， 탱크 2 용 프리코딩 매트릭스를 생성하 기 위하여, 첫 번째 탱크에 적용되는 C3의 코드워드와 두 번째 탱크에 적용되는 C3의 코드워드가 서로 직교가 되도록 제한하고， C3를 제외한 나머지 코드북에서 선택된 코드워드는두 탱크에 동일 값을 적용함으로써， 첫 번째 탱크의 프리코 더 (precoder)와 두 번째 랭크의 프리코더 (precoder)가 서로 직교인 프리코딩 매 트릭스를 구성할 수 있다.
[179] 수학식 15 는 상술한 다중 랭크 프리코딩 매트릭스 중 탱크 2 용 프리코 딩 매트릭스을 나타낸다. i 와 j 는 각각 C3에서 선택된 첫 번째 탱크용 코드워 드 인덱스와 두 번째 랭크용 코드워드 인덱스를 의미하며， 1 k2) k3> 그리고
α
4 I 각각 C2의 코드워드 index 를 나타낸다. 여기서， 와 서로 직교 (α, ) α ,. 0
이므로 \ lJ J 을 만족한다.
[180] 【수학식 15】
Figure imgf000032_0002
[181] 또한， C3의 각 코드워드는 Νν χ 1 (Νν: 수직 방향의 안테나 개수)의 열 백터이므로 DFT 행렬을 이용하여 C3를 생성할 경우 Nv개의 상호 직교 코드워드 가 존재한다. 따라서, 랭크가 Nv 이하인 경우， 상술한 방식을 적용하여 다중 ¾ 크 프리코딩 매트릭스를 생성할 수 있다. 예를 들어， 랭크 4 인 경우 프리코딩 매트릭人 수학식 16 과 같이 정의 될 수 있다. i, j, 1 과 m 는 각각 c3에서 선택된 첫 번째， 두 번째， 세 번째， 네 번째 랭크용 코드워드 인덱스를 의미하 며， 1 ， k2) k3> 그리고 1¾ 는 각각 C2의 코드워드 인텍스를 나타낸다. 여기서， ai， j ， ΐ , "«는 서로 직교이다.
[182] 【수학식 16】
Figure imgf000033_0001
[183] 이상 co-poles 안테나 (즉， 동일 극성 (polarizat ion)을 갖는 안테나)로 2 차원 패널상에 메시브 (massive) 안테나가 구현되었을 경우 효과적으로 사용될 수 있는 코드북 구조와 실시예에 대하여 설명하였다.
[184] 나아가， 상술한 본 발명의 실시예들은 크로스 -극성 (Cross— poles)을 가지 는 안테나를 사용하여 메시브 안테나를 구현한 경우에도 적용할 수 있다. 도 10 은 크로스 -극성 안테나를 사용하여 구현한 메시브 안테나를 나타낸다.
[185] 도 10 과 같이 메시브 안테나가 구현된 경우, 상술한 본 발명의 코드북 구조를 변형하여 적용할 수 있다. 즉， 크로스—극성 안테나에서 각 수평 안테나 그룹은 극성 (polarization)이 동일한 두 개의 그룹으로 나누어 질 수 있다. 즉， 극성을 기준으로 설정된 두 그룹을 A 와 B 로 정의하면，
Figure imgf000033_0002
나누어 진다.
[186] 일반적으로 조밀한 간격으로 배치된 크로스 -극성 안테나는 동일 극성 (polarization) 그룹에서 ULA 특성을 지니며， 두 그룹 A, B 간에는 위상 차가 존재하는 특성을 지닌다. [187] 즉, 위상 차를 τ라고 정의할 경우 "'와
Figure imgf000034_0001
는 높은 확률로 높은 상관 계수를 가지며， "'와 «는 각각 선형 위상 증가 특성을 지닌다. 이러 한 채널 특성을 고려하여 두 극성 (polarization) 그룹 간 위상 차를 나타내는 size Q codebook은 C4로 나타내며， 수학식 17과 같이 정의될 수 있다.
[188] 【수학식 17】
Figure imgf000034_0002
[189] C4를 추가적으로 이용하여 , 수학식 12 를 수학식 18 과 같이 변형할 수 있다. β τ' 는 i 번째 수평 안테나 그룹에서 극성 (polarization) 그룹 A와 B의 위상 차를 나타내며， C4의 코드워드 중 하나로 정의된다.
[190] 【수학식 18】
P = (",A,)* ( i2dkS (a dk )' (ai4dk )' (e'r,¾d, )* (e r:«,A,)* (e>r'«A,)* (^4ai4d )*
[191] 수직 안테나 그룹에서도 마찬가지로 극성 (polarization) 그룹 A 와 B 가 존재하며， 크로스 -극성 (cross-poles) 안테나의 특성을 지닌다. 따라서 수평 방 향과 수직 방향 안테나 특성을 모두 고려해 모든 i 에 대해 e7'값이 동일하도 록 프리코딩 매트릭스를 생성하는 것이 바람직하다. 이 경우, 피드백 오버헤드 를 감소 시킬 수 있는 효과도 얻을 수 있다.
[192] 도 11은 수학식 18과 같이 프리코딩 매트릭스를 구성한 경우， 프리코딩 매트릭스의 위상 정보만을 안테나 포트에 맵핑한 것이다. 즉， 도 11 에서 나타 난 바와 같이， 모든 i 에 대해 Γ/ 값이 동일한 경우 수직 방향으로 극성 (polarization)그룹 A 와 B 는 T '만큼의 위상 차를 갖게 되어 수직 방향으로도 크로스 -극성 (cross-poles) 안테나 특성을 반영하는 것을 알 수 있다.
[193] 또한， 동일 극성을 가지는 안테나에 따른 본 발명의 실시예들에서 상술 하였던， C3를 이용하여 수직 방향의 선형 위상 증가를 나타내는 방식도 적용될 수 있다. 또한， 단말은 크로스-극성을 가지는 안테나를 이용하는 경우에도， c2
(또는 (V )에서 선택된 두 코드워드와 d, c3, c4에서 각각 선택된 코드워드를 기지국으로 피드백 할 수 있다. c1( c2 (또는 c2' ), c3, c4 의 코드워드 피드백 주기는 각각 다를 수 있다.
[194] 또한, 크로스 -극성 안테나를 사용하여 메시브 안테나를 구현한 경우， 다 중 탱크 프리코딩 매트릭스를 생성하는 경우에도 상술한 본 발명의 실시예가 적 용될 수 있다. -
[195] 즉， 탱크 2 일 경우 프리코딩 매트릭스는 수학식 19 와 같이 생성될 수 있다.
[196] 【수학식 19】 '
Polarization group A Polarization group B
(",Α,) (",A2) ("'Aj (eJT>1ai d
(»/.d*, )* («/2d*2 )* («,3d*3 )* i iAki )'
Figure imgf000035_0001
(e r"al4d
[197] 수학식 19 에서， e 와 e ' 는 각각 i 번째 수평 안테나 그룹에서 극성 (polarization) 그룹 A 와 B 의 첫 번째 랭크에 대한 위상 차와 두 번째 랭 크에 대한 위상 차를 나타내며 C4의 코드워드 중 하나로 정의된다 . 따라서 , 상 술한 바와 같이， 극성 (polarization) 그룹 간의 모든 위상 차를 동일한 값으로 나타내어 피드백 오버헤드를 줄이고， 수평과 수직 방향 모두 극성 (polarization) 그룹 간 위상 차를 나타낼 수 있다.
[198] 즉， 수학식 20 을 만족하는 프리코딩 매트릭스를 생성하거나， 더 간단 하게는 수학식 21을 만족하는'프리코딩 매트릭스를 생성할 수 있다.
Figure imgf000035_0002
[200] 【수학식 21】
Figure imgf000035_0003
[201] 상술한 본 발명의 모든 실시예에서 수평 방향 안테나와 수직 방향 안테 나에 적용되는 코드 북 및 설정은 서로 맞바꾸어 적용 가능하다. 즉 수평 방향 안테나에 적용되는 코드 북 및 규칙을 수직 방향 안테나에 적용하고， 수직 방향 안테나에 적용되는 코드 북 및 규칙을 수평 방향 안테나에 적용하여 동일한 효 과를 볼 수 있다.
[202] 또한, 상술한 본 발명의 실시예들에서 코드워드 피드백 주기는 서로 상 이할 수 있는바， 이하에서는 수평 방향 안테나의 채널을 타켓으로 만들어 진 코 드북 (즉， d, C2), 수직 방향 안테나의 채널을 타겟으로 만들어 진 코드북 (즉, C3), 그리고 극성 (polarization) 그룹 간의 위상 차를 타겟으로 만들어 진 코드 북 (즉, C4)을 서로 다른 빈도로 피드백 하는 방식을 설명한다.
[203] 단말은 상술한 본 발명의 실시예에 따른 코드북에서 참조 신호 (Reference Signal , RS)로부터 추정된 채널을 기준으로 코드워드 (즉， LTE system 에서의 PMI)를 선택한 뒤， 해당 코드워드를 기지국으로 피드백 해야 한 다.
[204] 각각의 코드북은 서로 다른 채널 특성을 타겟으로 설정되었기 때문에 선 택된 코드워드를 서로 다른 빈도로 피드백하는 것이 효과적이다. 즉, 상대적으 로 빠르게 변하는 채널 특성을 타겟으로 한 코드북의 코드워드는 높은 빈도로 피드백하고， 상대적으로 느리게 변하는 채널 특성을 타겟으로 한 코드북의 코드 워드는 낮은 빈도로 피드백하는 것이 효과적이다. 예를 들어， 극성 (polarization) 그룹간의 위상 차를 나타내는 코드북 C4는 가장 높은 빈도로， 수직 방향 안테나를 타겟으로 만들어 진 코드북 C3와 수평 방향 안테나를 타겟 으로 만들어 진 코드북 (^은 낮은 빈도로 피드백 할 수 있겠다.
[205] 도 12는 서로 상이한 코드워드 피드백 주기를 나타낸다. TCi는 코드북 Ci 의 코드워드가 피드백 되는 주기를 나타낸다. 즉 Tci 값이 클수록 단말은 낮은 빈도로 Ci의 코드워드를 피드백 한다.
[206] 도 12의 A) 에서는 C2의 코드워드가 1번 피드백 될 동안 C4의 코드워드 는 3번 피드백 되고， ( 의 코드워드가 1번 피드백 될 동안 C2의 코드워드는 2 번 피드백 되며， C3의 코드워드가 1번 피드백 될 동안 (^의 코드워드는 2번 피 드백 된다.
[207] 도 12의 B) 에서는 C2의 코드워드가 1번 피드백 될 동안 C4의 코드워드 는 3번 피드백 되고, C3의 코드워드가 1 번 피드백 될 동안 C2의 코드워드는 2 번 피드백 되며, (^의 코드워드가 1번 피드백 될 동안 C3의 코드워드는 2번 피 드백 된다. ' [208] 도 12의 C) 에서는 C2의 코드워드와 C3의 코드워드가 1번 피드백 될 동 안 C4의 코드워드는 3번 피드백 되고， (^의 코드워드가 1번 피드백 될 동안 C2 의 코드워드와 C3의 코드워드가 2번 피드백 된다.
[209] 또한， 각 코드북의 피드백 빈도가 같을 경우 두 코드북의 코드워드는 동 일 서브프레임에서 동시에 전송 될 수 있으며， 도 12 의 A, B, C 에서 TC4= TC2 가 될 경우 C2의 코드워드가 1번 피드백 될 동안 C4의 코드워드도 1번 피드백 된다. 뿐만 아니라， 도 12 에서 RI, CQI 등은 생략하였지만, 필요한 경우 코드 워드가 전송되는 서브프레임과 동일한 서브 프레임에서 코드워드와 함께 피드백 되어질 수도 있다.
[210] 또한， 본 발명에서는 프리코딩 매트릭스를 나타내는 정보 중 일부를 특 정 코드워드를 이용하여 피드백 할 수 있다.
[211] 예를 들어， 도 11에서， 프리코딩 매트릭스는 ^， ，ᅀ， Γ '의 정보로 표 현될 수 있다. 따라서 , 본 발명에서는 (^의 코드워드 한 개와 c2의 코드워드 두 개를 통해 ^ᅀ를 피드백 하거나， d의 코드워드 한 개와 c2의 코드워드 한 개를 통해 ΘΗ를 피드백하고， ( 의 코드워드 한 개를 통해 Δ를 피드백 할
Q
수 있다. 또한， C3의 코드워드 한 개를 통해 를 피드백하고， C4의 코드워드 한 개를 통해 각 Τ' '를 피드백 할 수도 있다.
[212] 나아가， 본 발명은 상술한 실시예들에 제한되지 않고 어떤 코드북의 형 태가 되든 무관하게 ， ，ᅀ， 를 표현하는 임의의 코드북으로
Figure imgf000037_0001
를 피드백 하는 모든 경우에 적용될 수 있다.
[213] 이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형 태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실 시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구 성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고， 또는 다른 실시예의 대웅하는 구 성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다 . [214] 본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라 서는 그 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉， 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워 크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국 (fixed station), Node B, eNodeB(eNB), 억세스 포인트 (access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.
[215] 본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단， 예를 들어， 하드웨어， 펌웨어 (fir隱 are), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨 어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(appl icat ion specific integrated circuits) , DSPs(digital signal processors) , DSPDs(digital signal processing devices) , PLDs( programmable logic devices) , FPGAsCf ield programmable gate arrays) , 프로세서， 콘트를러， 마이크로 콘트를러， 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
[216] 펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상 에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들, 절차， 함수 등의 형태로 구현 될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동 될 수 있다.
[217] 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여， 이미 공 지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
[218] 본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태 로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서， 상기의 상세한 설명은 모 든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고， 본 발 명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 【산업상이용가능성】
[219] 상술한 바와 같은 무산 통신 시스템에서 ᅳ무선 통신 시스템에서 코드북을 생성하는 방법 및 이를 위 한 장치는 3GPP LTE 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나， 3GPP LTE 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다 . '

Claims

【청구의범위】
【청구항 1】
다차원 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 송신단의 코드북
(codebook)을 이용한 피드백 전송 방법에 있어서，
미리 저장된 코드북으로부터 다수의 수평 안테나 그룹들을 위하여 선택 된， 적어도 하나의 프리코딩 행렬로 구성된 제 1 코드북에서， 제 1 수평 안테나 그룹을 위한 제 1 코드워드를 결정하는 단계;
제 2 수평 안테나 그룹올 위한 제 2 코드워드를 결정하는 단계;
상기 다수의 수평 안테나 그룹들에서 상기 제 1 및 제 2 수평 안테나 그 룹들을 제외한 나머지 수평 안테나 그룹 각각을 위한 제 3 코드워드를 결정하는 단계; 및
상기 제 1， 2 및 3 코드워드들 중 적어도 하나를 수신단으로 피드백하 는 단계를 포함하며，
상기 제 3 코드워드는，
상기 제, 1 코드워드 및 상기 제 2 코드워드에 따라 결정된 위상 증분값 에 따라 결정된 것을 특징으로 하는，
피드백 전송 방법 .
【청구항 2】
제 1 항에 있어서，
상기 제 2 코드워드 및 제 3 코드워드는，
상기 다차원 안테나 및 상기 수신단 사이의 전체 채널에 대웅되는 프리 코딩 행렬로부터 결정되는 것을 특징으로 하는，
피드백 전송 방법 .
【청구항 3】
제 1 항에 있어서，
상기 제 2 코드워드는， 상기 제 1 코드북에서 선택되며 ,
상기 제 3 코드워드는， 상기 다수의 수평 안테나 그룹들 및 상기 수신 단 사이의 전체 채널에 대웅되는 프리코딩 행렬로부터 결정되는 것을 특징으로 하는,
피드백 전송 방법 .
【청구항 4]
제 1 항에 있어서，
상기 제 1 코드북은，
상기 미 리 저장된 코드북에 포함된 모든 프리코딩 행렬을 포함하며， 상기 제 2 코드워드 및 제 3 코드워드는，
상기 제 1 코드북에서 결정되는 것을 특징으로 하는 ,
피드백 전송 방법 .
【청구항 5]
제 1 항에 있어서，
상기 제 2 코드워드 및 제 3 코드워드는，
상기 제 1 코드북에서 결정되는 것을 특징으로 하는，
피드백 전송 방법 .
【청구항 6]
제 1 항에 있어서， - 상기 제 3 코드워드는， 특정 프리코딩 행렬에서， 수학식 A 에 의하여 결 정된 인덱스를 가지는 열 백터 행렬인 것을 특징으로 하는 , 피드백 전송 방법 :
[수학식 A]
C3)index = ((/ - 1) + | ί -/Ί) mod M + l
여 기서， C3, index 는 제 3 코드워드 열 인덱스를 나타내며， i 는 제 1 코 드워드에 대웅하는 상기 특정 프리코딩 행렬의 열 백터 인덱스， j 는 제 1 코드 워드에 대웅하는 상기 특정 프리코딩 행 렬의 열 백터 인덱스 , mod 는 modular 연산， M 은 상기 특정 프리코딩 행렬의 총 열 백터 개수를 나타낸다 .
【청구항 7】
제 1 항에 있어서，
위상 파라미터를 시그널링 받는 단계를 더 포함하며，
상기 제 2 코드워드는， 상기 위상 파라미터 에 따라 결정 되는 것을 특징 으로 하는
피드백 전송 방법 .
【청구항 8] 제 7 항에 있어서，
상기 제 2 코드워드는， 수학식 B 에 의 하여 결정되는 것을 특징으로 하 는， 피드백 전송 방법 :
[수학식 B]
Figure imgf000042_0001
여 기서， C 는 제 2 코드워드， Q 및 q 는 각각은 미 리 정해진 위상 파라 미터， R 은 시그널링 받은 위상 파라미터를 나타낸다 .
【청구항 9]
제 1 항에 있어서，
상기 무선 통신 시스템은 다중 탱크를 지원하며，
상기 다중 탱크를 위 한 각각의 제 3 코드워드는 상호 직교하도록 결정 되는 것을 특징으로 하는，
피드백 전송 방법 .
【청구항 10]
제 1 항에 있어서，
상기 제 1， 2 및 3 코드워드들은 프리코딩 매트릭스 인덱스 (Precoding Mat r ix Index , PMI )인 것을 특징으로 하는，
피드백 전송 방법 .
【청구항 11】
제 1 항에 있어서，
상기 제 1， 2 및 3 코드워드들 각각에 대한 피드백은 서로 독립적으로 수행되는 것을 특징으로 하는，
피드백 전송 방법 .
【청구항 12]
제 11 항에 있어서，
상기 제 1， 2 및 3 코드워드들 각각은 서로 상이 한 주기를 가지 고 피드 백되는 것을 특징으로 하는， 피드백 전송 방법 .
【청구항 13]
제 1 항에 있어서，
상기 프리코딩 행렬은，
DFT(Discrete Fourier Transform) 백터로 구성되는 것을 특징으로 하는 피드백 전송 방법 .
【청구항 14】
다차원 극성 안테나 (Cross-poles antennas) 를 지원하는 무선 통신 시 스템에서 송신단의 코드북 (codebook)을 이용한 피드백 전송 방법에 있어서, 미리 저장된 코드북으로부터 다수의 수평 안테나 그룹들을 위하여 선택 된， 적어도 하나의 프리코딩 행렬로 구성된 제 1 코드북에서, 제 1 수평 안테나 그룹을 위한 제 1 코드워드를 결정하는 단계;
■ 제 2 수평 안테나 그룹을 위한 제 2 코드워드를 결정하는 단계;
상기 다수의 수평 안테나 그룹들에서 상기 제 1 및 제 2 수평 안테나 그 룹들을 제외한 나머지 수평 안테나 그룹 각각을 위한 제 3 코드워드를 결정하는 단계; 및
상기 다수의 수평 안테나 그룹들에서 제 1 극성 (polarization) 그룹과 제 2 극성 (polarization) 그룹의 위상 차를 나타내는 제 4 코드워드를 결정하는 단계;
상기 제 1， 2， 3 및 4 코드워드들 중 적어도 하나를 수신단으로 피드백 하는 단계를 포함하며，
상기 제 1 극성 그룹과 상기 제 2 극성 그룹은 서로 상이한 극성을 가 지도록 구성되며,
상기 제 3 코드워드는，
상기 제 1 코드워드 및 상기 제 2 코드워드에 따라 결정된 위상 증분값 에 따라 결정된 것을 특징으로 하는，
피드백 전송 방법 .
【청구항 15】
제 14 항에 있어서， 상기 제 4 코드워드는， 수학식 C 에 의하여 결정되는 것을 특징으 하 ， 피드백 전송 방법 :
[수학식 C]
Figure imgf000044_0001
여 기서， C4 는 제 4 코드워드를 나타내며， j 는 정수를 나타내고， Q 는 소정의 위상 파라미터를 나타낸다 .
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