JP2003153582A - Ｐｍモータの制御方法、および制御装置 - Google Patents
Ｐｍモータの制御方法、および制御装置Info
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- JP2003153582A JP2003153582A JP2001348156A JP2001348156A JP2003153582A JP 2003153582 A JP2003153582 A JP 2003153582A JP 2001348156 A JP2001348156 A JP 2001348156A JP 2001348156 A JP2001348156 A JP 2001348156A JP 2003153582 A JP2003153582 A JP 2003153582A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＰＭモータの制御において、ＦＦＴを使用す
ることなく高速に磁極位相を推定し、しかもノイズに対
して推定位相誤差が少なくなるようにする。 【解決手段】 積分器２１と高周波電圧発生部２２によ
って、高周波角速度指令から正弦波状の単振動高周波電
圧を得てｄｃ軸の電圧指令に注入する。高調波抽出部２
３、２４によってｄｃ，ｑｃ軸電流に含まれる高周波電
流成分を抽出する。正相軸写像演算部２５と逆相軸写像
演算部２６は抽出された高周波電流成分と正相軸と逆相
軸に対する写像を求める。正／逆相非対称性抽出部２７
は２つの写像成分の非対称性を特徴量として求める。位
相推定演算部２８は特徴量から推定位相θｃを求める。
ることなく高速に磁極位相を推定し、しかもノイズに対
して推定位相誤差が少なくなるようにする。 【解決手段】 積分器２１と高周波電圧発生部２２によ
って、高周波角速度指令から正弦波状の単振動高周波電
圧を得てｄｃ軸の電圧指令に注入する。高調波抽出部２
３、２４によってｄｃ，ｑｃ軸電流に含まれる高周波電
流成分を抽出する。正相軸写像演算部２５と逆相軸写像
演算部２６は抽出された高周波電流成分と正相軸と逆相
軸に対する写像を求める。正／逆相非対称性抽出部２７
は２つの写像成分の非対称性を特徴量として求める。位
相推定演算部２８は特徴量から推定位相θｃを求める。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、永久磁石を界磁源
とするＰＭモータをインバータなどの可変速駆動装置に
て速度やトルクを制御するＰＭモータの制御装置に関す
る。
とするＰＭモータをインバータなどの可変速駆動装置に
て速度やトルクを制御するＰＭモータの制御装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】永久磁石を界磁源とする同期機には、界
磁側に強力なダンパ巻き線（誘導器のカゴ形導体などに
相当）を内蔵しており、商用電源に直入れ投入して起動
が可能なものと、ダンパ巻き線がないため電圧や電流を
インバータなどの電力変換装置などにより制御して発生
トルクや安定化を行うものとの２種類がある。
磁側に強力なダンパ巻き線（誘導器のカゴ形導体などに
相当）を内蔵しており、商用電源に直入れ投入して起動
が可能なものと、ダンパ巻き線がないため電圧や電流を
インバータなどの電力変換装置などにより制御して発生
トルクや安定化を行うものとの２種類がある。
【０００３】本発明は、ダンパが無いか、またはダンパ
の機能が弱く直入れ起動ができない種類のＰＭモータを
制御対象とする。
の機能が弱く直入れ起動ができない種類のＰＭモータを
制御対象とする。
【０００４】このようなＰＭモータを制御するために
は、磁極の位置を検出し、磁極に応じた電流を流す必要
が有る。そのため、一般的には位置センサを回転軸に取
り付けて位置を検出している。図４にその構成例を示
す。
は、磁極の位置を検出し、磁極に応じた電流を流す必要
が有る。そのため、一般的には位置センサを回転軸に取
り付けて位置を検出している。図４にその構成例を示
す。
【０００５】同図は、速度指令に対して制御を行う例を
示しており、速度指令と速度検出値との比較により速度
制御部１にトルク指令を得る。電流指令演算部２では、
トルク指令から界磁の磁束やインダクタンスなどの情報
を用いて、電流の指令に変換する。電流制御部３は、電
流検出値との比較により電圧指令を得、逆回転座標変換
部４による座標変換により電力変換器（インバータ）５
に電圧制御信号を与え、ＰＭモータ６に電機子電流を供
給する。このときの電流を電流検出器７で検出し、回転
座標変換部８による座標変換で電流制御部３へ検出電流
信号を与える。
示しており、速度指令と速度検出値との比較により速度
制御部１にトルク指令を得る。電流指令演算部２では、
トルク指令から界磁の磁束やインダクタンスなどの情報
を用いて、電流の指令に変換する。電流制御部３は、電
流検出値との比較により電圧指令を得、逆回転座標変換
部４による座標変換により電力変換器（インバータ）５
に電圧制御信号を与え、ＰＭモータ６に電機子電流を供
給する。このときの電流を電流検出器７で検出し、回転
座標変換部８による座標変換で電流制御部３へ検出電流
信号を与える。
【０００６】この電流制御系では、電流指令が磁極位相
を基準として計算されているため、電流検出器７から得
られた交流電流を座標変換部８で位置情報を利用して電
流指令と同一の磁極位相を基準とする回転座標に変換す
る。この座標上において電流制御を行ったのち、出力電
圧を座標変換部４で再び逆回転座標変換して交流電圧の
電圧指令を電力変換器５に与え、最終的にはＰＭモータ
６を駆動する。
を基準として計算されているため、電流検出器７から得
られた交流電流を座標変換部８で位置情報を利用して電
流指令と同一の磁極位相を基準とする回転座標に変換す
る。この座標上において電流制御を行ったのち、出力電
圧を座標変換部４で再び逆回転座標変換して交流電圧の
電圧指令を電力変換器５に与え、最終的にはＰＭモータ
６を駆動する。
【０００７】位置検出器９は、ＰＭモータ６の磁極位置
を検出し、速度検出演算部１０による速度検出信号を得
て速度制御部１へ与える。また、位置検出器９の位置検
出信号は座標変換部４、８へ位置情報として取り込まれ
る。
を検出し、速度検出演算部１０による速度検出信号を得
て速度制御部１へ与える。また、位置検出器９の位置検
出信号は座標変換部４、８へ位置情報として取り込まれ
る。
【０００８】しかし、位置検出器９は電子回路が内蔵さ
れており、耐環境性が低くまた価格が高いなどの問題も
ある。
れており、耐環境性が低くまた価格が高いなどの問題も
ある。
【０００９】そこで、このような位置検出器を使用する
方式の他に、出力電圧または電圧指令と電流検出情報か
ら磁束を推定演算して、磁極の位相を推定する位置セン
サレス制御方式もある。その構成例を図５に示し、位置
推定演算部１１が電圧指令と電流検出信号から位置を推
定する。
方式の他に、出力電圧または電圧指令と電流検出情報か
ら磁束を推定演算して、磁極の位相を推定する位置セン
サレス制御方式もある。その構成例を図５に示し、位置
推定演算部１１が電圧指令と電流検出信号から位置を推
定する。
【００１０】この構成例では、電圧情報を必要としてい
る。より厳密には、永久磁石による速度起電力がその中
に含まれている必要が有る。
る。より厳密には、永久磁石による速度起電力がその中
に含まれている必要が有る。
【００１１】しかし、始動時は回転速度が零であるた
め、肝心の速度起電力が発生しない。そこで、始動時に
は高周波やパルス電流を流したり、高周波電圧を印加し
て突極性のある同期機のインダクタンス変化を計測する
ことにより、位置を推定する方式が提案されている。
め、肝心の速度起電力が発生しない。そこで、始動時に
は高周波やパルス電流を流したり、高周波電圧を印加し
て突極性のある同期機のインダクタンス変化を計測する
ことにより、位置を推定する方式が提案されている。
【００１２】永久磁石を用いた同期機は、透磁率の高い
界磁極がケイ素鋼板などの材料と透磁率の低い永久磁石
とで構成されているため、磁極軸（ｄ軸）とそれに直交
する軸（ｑ軸）のインダクタンスには、形状の非対称性
により差が発生する。このインダクタンスの差を利用し
て位置を推定するものである。
界磁極がケイ素鋼板などの材料と透磁率の低い永久磁石
とで構成されているため、磁極軸（ｄ軸）とそれに直交
する軸（ｑ軸）のインダクタンスには、形状の非対称性
により差が発生する。このインダクタンスの差を利用し
て位置を推定するものである。
【００１３】このような方式は、パルス印加法や高周波
印加法・高周波重畳法などと呼ばれており、高調波を注
入する方法としては、次の文献がある。
印加法・高周波重畳法などと呼ばれており、高調波を注
入する方法としては、次の文献がある。
【００１４】文献１：藍原隆司、鳥羽章夫、柳瀬孝雄、
「センサレス方式による突極形同期モータの零速トルク
制御」、平成8年電気学会産業応用部門全国大会、Ｎ０.
170また、これに関連した提案としては、文献２：特願
平６−５５０２５５号公報（特開平７−２４５９８１号
公報）がある。
「センサレス方式による突極形同期モータの零速トルク
制御」、平成8年電気学会産業応用部門全国大会、Ｎ０.
170また、これに関連した提案としては、文献２：特願
平６−５５０２５５号公報（特開平７−２４５９８１号
公報）がある。
【００１５】文献１によると、この方式は図６のような
構成となっている。ただし、用語と記号は、本発明で定
義したものに修正している。ここでは、電流制御系は制
御系が推定した磁極位置であるｄｃ軸と、それに直交し
たｑｃ軸成分用に２つの制御器１２Ａ，１２Ｂで構成す
る例で表わしている。
構成となっている。ただし、用語と記号は、本発明で定
義したものに修正している。ここでは、電流制御系は制
御系が推定した磁極位置であるｄｃ軸と、それに直交し
たｑｃ軸成分用に２つの制御器１２Ａ，１２Ｂで構成す
る例で表わしている。
【００１６】図６の詳細は文献１に記載されているが、
その特徴は高周波成分をＦＦＴで解析して、ｄｃ，ｑｃ
軸の成分として求め、それから磁極のずれ角Δθを推定
する部分にあり、図７を参照して以下に簡単に説明す
る。
その特徴は高周波成分をＦＦＴで解析して、ｄｃ，ｑｃ
軸の成分として求め、それから磁極のずれ角Δθを推定
する部分にあり、図７を参照して以下に簡単に説明す
る。
【００１７】（１）制御座標の磁極推定軸であるｄｃ軸
に、正弦波状の高周波電圧ｖhを電流制御系の出力に重
畳する。
に、正弦波状の高周波電圧ｖhを電流制御系の出力に重
畳する。
【００１８】ここで，モータの磁極軸ｄが制御推定軸ｄ
ｃとΔθだけずれている場合には、モータのｄ，ｑ軸の
インダクタンス成分Ｌd，Ｌqの差（突極性）により、電
流の高周波成分ｉhはΔφずれた直線上に軌跡が位置す
るようになる。
ｃとΔθだけずれている場合には、モータのｄ，ｑ軸の
インダクタンス成分Ｌd，Ｌqの差（突極性）により、電
流の高周波成分ｉhはΔφずれた直線上に軌跡が位置す
るようになる。
【００１９】（２）検出電流から，正弦波状の高周波電
圧と同期した高周波成分ｉhをＦＦＴ（高速フーリエ変
換）１３により抽出し、位相誤差演算部１４にてΔφを
計算する。
圧と同期した高周波成分ｉhをＦＦＴ（高速フーリエ変
換）１３により抽出し、位相誤差演算部１４にてΔφを
計算する。
【００２０】（３）電流のずれ角Δφの情報を積分器１
５にて積分演算して、Δφ＝０となるようにｄｃ軸
（θ）を修正する。これにより、収束後はｄｃ軸を磁極
軸と一致させた推定位相θCを得ることができる。この
推定位相θCは、座標変換部４、８への位相信号として
与えるほか、速度検出演算部１０では差分演算による速
度検出とローパスフィルタによる高周波成分除去で速度
検出信号として得る。
５にて積分演算して、Δφ＝０となるようにｄｃ軸
（θ）を修正する。これにより、収束後はｄｃ軸を磁極
軸と一致させた推定位相θCを得ることができる。この
推定位相θCは、座標変換部４、８への位相信号として
与えるほか、速度検出演算部１０では差分演算による速
度検出とローパスフィルタによる高周波成分除去で速度
検出信号として得る。
【００２１】上記の方式の利点は、下記のポイントにあ
る。
る。
【００２２】・停止状態（零速）でも位置推定が可能、
・高周波電圧成分を磁石の軸とほぼ同一位相にのみ入力
しているため、高周波電流によるトルクリップルが発生
しない。
しているため、高周波電流によるトルクリップルが発生
しない。
【００２３】次に、文献２（特開平７−２４５９８１号
公報）では、ＦＦＴ演算の代わりに、高周波電流を抽出
した後に電流微分を使用した方式にされる。この実施例
の一部を図８に速度制御系を省略して示す。この方式の
特徴を以下に説明する。
公報）では、ＦＦＴ演算の代わりに、高周波電流を抽出
した後に電流微分を使用した方式にされる。この実施例
の一部を図８に速度制御系を省略して示す。この方式の
特徴を以下に説明する。
【００２４】（１）文献１と同様に、高周波電圧を制御
上の磁極推定軸（ｄｃ軸）に重畳する。
上の磁極推定軸（ｄｃ軸）に重畳する。
【００２５】（２）電流検出からノッチフィルタ１６
Ａ，１６Ｂを利用して、高周波電圧と同期した高周波電
流成分を抽出する。
Ａ，１６Ｂを利用して、高周波電圧と同期した高周波電
流成分を抽出する。
【００２６】（３）微分演算部１７により高周波電流成
分を微分してインダクタンス成分相当を推定し、磁極位
相を推定する。
分を微分してインダクタンス成分相当を推定し、磁極位
相を推定する。
【００２７】（４）波形としては正弦波以外に方形波や
三角波も、また入力も電圧重畳と電流指令重畳などにも
拡張している。
三角波も、また入力も電圧重畳と電流指令重畳などにも
拡張している。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】（第１の課題）図６の
電流検出には、モータを駆動するために必要な基本波成
分と磁極推定に必要な高周波成分が含まれている。この
うち磁極推定に必要な高周波成分のみを分離するため
に、ＦＦＴのアルゴリズムを利用している。しかし、Ｆ
ＦＴを実行するためには１周期以上のデータが必要であ
り、データの検出周期は高周波の１周期毎に制限されて
しまう。
電流検出には、モータを駆動するために必要な基本波成
分と磁極推定に必要な高周波成分が含まれている。この
うち磁極推定に必要な高周波成分のみを分離するため
に、ＦＦＴのアルゴリズムを利用している。しかし、Ｆ
ＦＴを実行するためには１周期以上のデータが必要であ
り、データの検出周期は高周波の１周期毎に制限されて
しまう。
【００２９】（第２の課題）文献２では、ＦＦＴを使用
せず電流の微分量を使用する方式であり、最少では２回
のサンプルで位置推定が実行できる。しかし、電流検出
には、ＰＷＭ変調を行うために発生する主回路素子のス
イッチングなどにより、検出器ヘノイズが混入し易い。
そのため、電流微分を利用した方式はノイズに弱い問題
がある。
せず電流の微分量を使用する方式であり、最少では２回
のサンプルで位置推定が実行できる。しかし、電流検出
には、ＰＷＭ変調を行うために発生する主回路素子のス
イッチングなどにより、検出器ヘノイズが混入し易い。
そのため、電流微分を利用した方式はノイズに弱い問題
がある。
【００３０】本発明の目的は、ＦＦＴを使用することな
く高速に位相推定ができ、しかもノイズに対して推定位
相誤差が少なくなるＰＭモータの制御方法および制御装
置を提供することにある。
く高速に位相推定ができ、しかもノイズに対して推定位
相誤差が少なくなるＰＭモータの制御方法および制御装
置を提供することにある。
【００３１】
【課題を解決するための手段】（発明の原理的な説明）
図７のモータ磁極軸に同期して回転するｄｑ直交２軸座
標系において、磁極とその直交軸のインダクタンスが異
なる場合を含めた永久磁石形同期機の電流電流方程式は
下記の（１）式となる。
図７のモータ磁極軸に同期して回転するｄｑ直交２軸座
標系において、磁極とその直交軸のインダクタンスが異
なる場合を含めた永久磁石形同期機の電流電流方程式は
下記の（１）式となる。
【００３２】
【数１】
【００３３】これを、図７のように、Δθ＝θ−θCだ
けずれた制御位相ｄC，ｑC座標に変換すると次の（２）
式となる。
けずれた制御位相ｄC，ｑC座標に変換すると次の（２）
式となる。
【００３４】
【数２】
【００３５】これを、電流微分を求める状態方程式に変
形すると、次の（３）式になる。
形すると、次の（３）式になる。
【００３６】
【数３】
【００３７】上記の（３）式に対して、以下のΔＶhが
振幅で、ωhが角周波数である（４）式のようなｄｃ軸
にのみ単振動の高周波電圧成分を印加することとする。
振幅で、ωhが角周波数である（４）式のようなｄｃ軸
にのみ単振動の高周波電圧成分を印加することとする。
【００３８】
【数４】
【００３９】このとき、発生する電流は、（４）式を
（３）式に代入すればよく、さらに以下の（５）式、
（６）式の近似を行う。
（３）式に代入すればよく、さらに以下の（５）式、
（６）式の近似を行う。
【００４０】
【数５】
【００４１】この近似により、（３）式の右辺の第２項
および第３項は零値となり、以下の（７）式のような電
流の状態方程式となる。
および第３項は零値となり、以下の（７）式のような電
流の状態方程式となる。
【００４２】
【数６】
【００４３】ここで、近似できる根拠は、（５）式はモ
ータの速度ωが零速度または極低速状態に適用すること
による。また、（６）式は印加する高周波電圧の周波数
が高いため、インダクタンスの誘起起電力に比べて抵抗
Ｒの電圧降下成分は小さいことによる。
ータの速度ωが零速度または極低速状態に適用すること
による。また、（６）式は印加する高周波電圧の周波数
が高いため、インダクタンスの誘起起電力に比べて抵抗
Ｒの電圧降下成分は小さいことによる。
【００４４】この（７）式の両辺を積分すると、以下の
（８）式のような電流状態方程式が得られる。
（８）式のような電流状態方程式が得られる。
【００４５】
【数７】
【００４６】上記の（８）式では、ｑｃ軸には電圧成分
を印加していないにもかかわらず、ｑｃ軸にも電流成分
が発生している。これは、インダクタンスの突極性（Ｌ
2成分）によるものであり、以降にはこれを利用して軸
ずれを検出していく。
を印加していないにもかかわらず、ｑｃ軸にも電流成分
が発生している。これは、インダクタンスの突極性（Ｌ
2成分）によるものであり、以降にはこれを利用して軸
ずれを検出していく。
【００４７】上記の（８）式の電流には、高調波成分と
定常成分が含まれているため、帯域フィルタや１周期の
平均値を減算する等の操作により、高調波電流成分だけ
を抽出することができ、以下の（９）式となる。
定常成分が含まれているため、帯域フィルタや１周期の
平均値を減算する等の操作により、高調波電流成分だけ
を抽出することができ、以下の（９）式となる。
【００４８】
【数８】
【００４９】この高調波電流成分から、角周波数＋ωh
で回転する正相軸と、−ωhで回転する逆相軸に対する
写像を求める。ここで、正相／逆相軸の定義について
は、時刻ｔ＝０のときの初期位相をｄｃ軸に一致させる
成分ｄｆｃ，ｄｒｃと、初期位相をｑｃ軸に一致させる
成分ｑｆｃ，ｑｒｃとの２種類が存在する。これらの関
係および以下で求める写像成分の関係を図９に示す。
で回転する正相軸と、−ωhで回転する逆相軸に対する
写像を求める。ここで、正相／逆相軸の定義について
は、時刻ｔ＝０のときの初期位相をｄｃ軸に一致させる
成分ｄｆｃ，ｄｒｃと、初期位相をｑｃ軸に一致させる
成分ｑｆｃ，ｑｒｃとの２種類が存在する。これらの関
係および以下で求める写像成分の関係を図９に示す。
【００５０】まず、正相軸成分である２種類の成分ｄｆ
ｃ，ｄｒｃについて計算する。正相軸への写像成分は、
ωhｔで回転する回転座標成分と等しく、これに電流式
（９）式を代入すると以下の（１０）式となる。
ｃ，ｄｒｃについて計算する。正相軸への写像成分は、
ωhｔで回転する回転座標成分と等しく、これに電流式
（９）式を代入すると以下の（１０）式となる。
【００５１】
【数９】
【００５２】次に、逆相軸成分は、−ωhｔで回転する
回転座標成分と等しく、これに電流式（９）式を代入す
ると以下の（１１）式となる。
回転座標成分と等しく、これに電流式（９）式を代入す
ると以下の（１１）式となる。
【００５３】
【数１０】
【００５４】上記の（１０）、（１１）式は、三角関数
の倍角の公式を利用すると、２ωhｔという電圧の２倍
の角速度で振動する成分となり、以下の（１２）式のよ
うになる。
の倍角の公式を利用すると、２ωhｔという電圧の２倍
の角速度で振動する成分となり、以下の（１２）式のよ
うになる。
【００５５】
【数１１】
【００５６】次に、単振動の正相と逆相の差を利用す
る。ここで、（２）式のインダクタンスＬ2に関する突
極性の要素のみにするために、前記（１０）式と（１
１）式の合成をとることにする。電流成分である（１
２）式のままでは複雑であるが、差をとることにより簡
単な式になってくる。
る。ここで、（２）式のインダクタンスＬ2に関する突
極性の要素のみにするために、前記（１０）式と（１
１）式の合成をとることにする。電流成分である（１
２）式のままでは複雑であるが、差をとることにより簡
単な式になってくる。
【００５７】ここで、Ｌ1の項を消去するように合成す
ることとし、ｄ軸を初期位相とする成分については差分
を、ｑ軸を初期位相とする成分については加算をとるこ
ととする。この差分と加算を取ったものが以下の（１
３）式と（１４）式である。
ることとし、ｄ軸を初期位相とする成分については差分
を、ｑ軸を初期位相とする成分については加算をとるこ
ととする。この差分と加算を取ったものが以下の（１
３）式と（１４）式である。
【００５８】
【数１２】
【００５９】上記の（１３）式は前記の（１０）、（１
１）式より、ｄ軸を初期値とする正相軸と逆相軸の写像
の差分になる。また、（１４）式は前記の（１０）、
（１１）式より、ｑ軸を初期値とする正相軸と逆相軸の
写像の加算（合成）になる。
１）式より、ｄ軸を初期値とする正相軸と逆相軸の写像
の差分になる。また、（１４）式は前記の（１０）、
（１１）式より、ｑ軸を初期値とする正相軸と逆相軸の
写像の加算（合成）になる。
【００６０】これら正相軸と逆相軸の差分と合成成分を
タイムチャートで表すと図１０のようになる。同図よ
り、次のことがわかる。
タイムチャートで表すと図１０のようになる。同図よ
り、次のことがわかる。
【００６１】（差分成分：ｉdfc−ｉdrc）
・０〜π／２の期間を最小単位とする線対称波形（実
線）になる。
線）になる。
【００６２】・Δθ＝０の場合には、振幅は零となる。
【００６３】・ｃｏｓ（２ωhｔ）−１の波形は、Ｌ2・
ｓｉｎ（２Δθ）が正極性のとき負のみの波形になる
し、逆に、Ｌ2・ｓｉｎ（２Δθ）が負極性のとき正の
みの波形になる。
ｓｉｎ（２Δθ）が正極性のとき負のみの波形になる
し、逆に、Ｌ2・ｓｉｎ（２Δθ）が負極性のとき正の
みの波形になる。
【００６４】（合成成分：ｉqfc＋ｉqrc）
・０〜π／４の期間を最小単位とする点対称波形（破
線）になる。
線）になる。
【００６５】・Δθ＝０の場合には、振幅は零となる。
【００６６】・ｓｉｎ（２ωhｔ）の波形は、零を中心
とする正弦波波形であるため、π／２毎に符号が反転す
る。したがって、０〜π／４の期間に区切って、面積と
その符号をまとめると、位相ずれ量とその極性が判別可
能である。
とする正弦波波形であるため、π／２毎に符号が反転す
る。したがって、０〜π／４の期間に区切って、面積と
その符号をまとめると、位相ずれ量とその極性が判別可
能である。
【００６７】前記の（１４）式を最小単位である０〜π
／４期間に亙って積分すると、以下の（１５)式にな
る。
／４期間に亙って積分すると、以下の（１５)式にな
る。
【００６８】
【数１３】
【００６９】この（１５）式より、電流の検出面積から
ｄｃ軸と磁極軸との位相ずれ量Δθを逆に求めることが
でき、以下の（１６）式になる。また、同様に、他の７
つの期間についても位相ずれ量Δθを求めることができ
る。
ｄｃ軸と磁極軸との位相ずれ量Δθを逆に求めることが
でき、以下の（１６）式になる。また、同様に、他の７
つの期間についても位相ずれ量Δθを求めることができ
る。
【００７０】
【数１４】
【００７１】上記の位相ずれ量Δθを求めることができ
れば、そのままｄｃ軸を修正してもよいし、またノイズ
などの要因がある場合には以下の（１７）式のように緩
和ゲインｋを乗じて積分動作をさせて収束させてもよ
い。（１７）式ではπ／２周期で極性が反転するため、
符号補正関数Ｓ（ωhｔ）を乗じている。
れば、そのままｄｃ軸を修正してもよいし、またノイズ
などの要因がある場合には以下の（１７）式のように緩
和ゲインｋを乗じて積分動作をさせて収束させてもよ
い。（１７）式ではπ／２周期で極性が反転するため、
符号補正関数Ｓ（ωhｔ）を乗じている。
【００７２】
【数１５】
【００７３】上記の（１７）式において、逆三角関数に
ついては、｜Δθ｜≪πであると近似すれば、ｓｉｎΔ
θ≒Δθと近似できる。また、係数部分も緩和ゲインの
一部とみなすと、以下の（１８）式のように簡略化する
こともできる。
ついては、｜Δθ｜≪πであると近似すれば、ｓｉｎΔ
θ≒Δθと近似できる。また、係数部分も緩和ゲインの
一部とみなすと、以下の（１８）式のように簡略化する
こともできる。
【００７４】
【数１６】
【００７５】また、最小期間毎に限定せずに、位相Δθ
を逐次修正してもよい。この場合、ωpを遮断周波数と
する低域通過フィルタなどを通して、ゆっくりと修正動
作を行わせる必要がある。そこで、以下の（１９）式の
ように推定を行うこともできる。
を逐次修正してもよい。この場合、ωpを遮断周波数と
する低域通過フィルタなどを通して、ゆっくりと修正動
作を行わせる必要がある。そこで、以下の（１９）式の
ように推定を行うこともできる。
【００７６】
【数１７】
【００７７】このようにして、ｄｃ軸を（１５）式の成
分が零となるまで収束させると、ｄｃ軸は磁極軸と一致
させることができる。
分が零となるまで収束させると、ｄｃ軸は磁極軸と一致
させることができる。
【００７８】以上までの説明が、正相軸と逆相軸の写像
を利用した本発明による磁極軸の位相推定方式である。
を利用した本発明による磁極軸の位相推定方式である。
【００７９】（発明の基本構成）上記までの原理的な説
明から、前記の文献１ではＦＦＴにより電流ベクトル成
分を抽出してから計算しているが、本発明では新たに単
振動の正相分と逆相分で取り扱うようにしたもので、以
下の特徴事項になる。
明から、前記の文献１ではＦＦＴにより電流ベクトル成
分を抽出してから計算しているが、本発明では新たに単
振動の正相分と逆相分で取り扱うようにしたもので、以
下の特徴事項になる。
【００８０】（１）ｄｃ軸上に正弦波状の高周波成分の
電圧（または電流）を重畳する点は文献１と同じであ
る。この入力した単振動状の電圧が磁極軸またはその直
交軸と一致していると、電流も同一位相上の単振動とな
る。磁極軸またはその直交軸に一致していない場合に
は、高周波電流成分はΔφだけずれた軸上の単振動とな
る。
電圧（または電流）を重畳する点は文献１と同じであ
る。この入力した単振動状の電圧が磁極軸またはその直
交軸と一致していると、電流も同一位相上の単振動とな
る。磁極軸またはその直交軸に一致していない場合に
は、高周波電流成分はΔφだけずれた軸上の単振動とな
る。
【００８１】（２）本来、単振動成分は、正回転する成
分（正相分）と逆回転する成分（逆相分）という振幅は
等しいが回転方向の異なる２つの回転ベクトル成分に分
離することができる。もし、この入力した単振動成分と
磁極軸またはその直交軸とが一致していれば、正相分と
逆相分の時間波形は等しい正弦波となる。もし、磁極軸
の位相がずれている場合には、正相分と逆相分の時間波
形に位相ずれが発生する。したがって、正相／逆相成分
の差を利用し、これが零となるように制御すれば位相推
定が可能となる。
分（正相分）と逆回転する成分（逆相分）という振幅は
等しいが回転方向の異なる２つの回転ベクトル成分に分
離することができる。もし、この入力した単振動成分と
磁極軸またはその直交軸とが一致していれば、正相分と
逆相分の時間波形は等しい正弦波となる。もし、磁極軸
の位相がずれている場合には、正相分と逆相分の時間波
形に位相ずれが発生する。したがって、正相／逆相成分
の差を利用し、これが零となるように制御すれば位相推
定が可能となる。
【００８２】（３）そこで、正相分と逆相分を求めるた
めに、正相軸と逆相軸に対する高周波電流成分の瞬時ベ
クトルの写像を利用する。
めに、正相軸と逆相軸に対する高周波電流成分の瞬時ベ
クトルの写像を利用する。
【００８３】（４）この２つの軸の写像成分の位相が一
致するように高周波注入位相を修正すると、収束した位
相が磁極位相またはその垂直位相となる。
致するように高周波注入位相を修正すると、収束した位
相が磁極位相またはその垂直位相となる。
【００８４】以上のことから、本発明の基本構成は、図
１に示すようになり、破線ブロックの部分で図６と異な
るものである。
１に示すようになり、破線ブロックの部分で図６と異な
るものである。
【００８５】図１において、積分器２１と高周波電圧発
生部２２によってｄｃ軸に高周波電圧を印加するもの
で、高周波角速度指令ωhの積分で高周波位相指令ωhｔ
を得、この位相をもち振幅を調整した正弦波状の単振動
高周波電圧ΔＶhｃｏｓ（ωhｔ）をｄｃ軸の電圧指令に
注入する。
生部２２によってｄｃ軸に高周波電圧を印加するもの
で、高周波角速度指令ωhの積分で高周波位相指令ωhｔ
を得、この位相をもち振幅を調整した正弦波状の単振動
高周波電圧ΔＶhｃｏｓ（ωhｔ）をｄｃ軸の電圧指令に
注入する。
【００８６】また、高調波抽出部２３、２４によってｄ
ｃ，ｑｃ軸電流ｉdc，ｑdcに含まれる高周波電流成分を
抽出する。
ｃ，ｑｃ軸電流ｉdc，ｑdcに含まれる高周波電流成分を
抽出する。
【００８７】また、正相軸写像演算部２５と逆相軸写像
演算部２６は、抽出された高周波電流成分と正相軸と逆
相軸に対する写像を求める。
演算部２６は、抽出された高周波電流成分と正相軸と逆
相軸に対する写像を求める。
【００８８】また、正／逆相非対称性抽出部２７は、２
つの写像成分の非対称性を特徴量として求める。
つの写像成分の非対称性を特徴量として求める。
【００８９】また、位相推定演算部２８は、特徴量から
推定位相θｃを求める。
推定位相θｃを求める。
【００９０】（制御方法の発明）
（１）ＰＭモータに単振動正弦波状の高周波電圧または
電流を注入し、この高周波電圧または電流の注入によっ
てＰＭモータに流れる高周波電流又は電圧から磁極の位
相を推定をするＰＭモータの制御方法において、前記位
相推定は、前記高周波電流成分又は電圧から正方向に回
転する正相軸と逆回転方向に回転する逆相軸に対する写
像成分を求め、前記正相軸の写像成分と逆相軸の写像成
分の非対称性を特徴量として求め、前記特徴量から磁極
の位相を推定することを特徴とするＰＭモータの制御方
法。
電流を注入し、この高周波電圧または電流の注入によっ
てＰＭモータに流れる高周波電流又は電圧から磁極の位
相を推定をするＰＭモータの制御方法において、前記位
相推定は、前記高周波電流成分又は電圧から正方向に回
転する正相軸と逆回転方向に回転する逆相軸に対する写
像成分を求め、前記正相軸の写像成分と逆相軸の写像成
分の非対称性を特徴量として求め、前記特徴量から磁極
の位相を推定することを特徴とするＰＭモータの制御方
法。
【００９１】（制御装置の発明）
（２）ＰＭモータに単振動正弦波状の高周波電圧または
電流を注入し、この高周波電圧または電流の注入によっ
てＰＭモータに流れる高周波電流又は電圧から磁極の位
相を推定するＰＭモータの制御装置において、前記高周
波電流成分又は電圧から正方向に回転する正相軸と逆回
転方向に回転する逆相軸に対する写像成分を求め、前記
正相軸の写像成分と逆相軸の写像成分の非対称性を特徴
量として求め、前記特徴量から磁極の位相を推定する位
相推定手段を備えたことを特徴とするＰＭモータの制御
装置。
電流を注入し、この高周波電圧または電流の注入によっ
てＰＭモータに流れる高周波電流又は電圧から磁極の位
相を推定するＰＭモータの制御装置において、前記高周
波電流成分又は電圧から正方向に回転する正相軸と逆回
転方向に回転する逆相軸に対する写像成分を求め、前記
正相軸の写像成分と逆相軸の写像成分の非対称性を特徴
量として求め、前記特徴量から磁極の位相を推定する位
相推定手段を備えたことを特徴とするＰＭモータの制御
装置。
【００９２】（３）ＰＭモータの磁極位置になるｄｃ軸
とそれに直交したｑｃ軸に分離した電流制御系と、前記
ｄｃ軸の電圧指令に単振動正弦波状の高周波電圧または
電流を注入し、この高周波電圧または電流の注入によっ
てＰＭモータに流れる高周波電流又は電圧から磁極の位
相を推定する位相推定装置とを備えたＰＭモータの制御
装置において、前記位相推定装置は、前記高周波電圧ま
たは電流の位相指令ωhｔを基にして前記単振動の高周
波電圧または電流を発生する高周波発生手段と、ＰＭモ
ータの前記ｄｃ軸電流とｑｃ軸電流に含まれる高周波電
流成分ｉdc，ｉ qcを抽出する高調波抽出手段と、前記高
周波電流成分ｉdc，ｉqcから正方向に回転する正相軸と
逆回転方向に回転する逆相軸に対する写像成分ｉqfc、
ｉqrcを求める写像抽出手段と、前記写像成分ｉqfc、ｉ
qrcを合成し、高周波位相指令ωhｔの０〜π／４期間に
亙って積分し、係数を乗じて位相ずれ量Δθを求める積
分手段と、前記位相ずれ量Δθから推定位相θｃを求め
る位相推定演算手段とを備えたことを特徴とするＰＭモ
ータの制御装置。
とそれに直交したｑｃ軸に分離した電流制御系と、前記
ｄｃ軸の電圧指令に単振動正弦波状の高周波電圧または
電流を注入し、この高周波電圧または電流の注入によっ
てＰＭモータに流れる高周波電流又は電圧から磁極の位
相を推定する位相推定装置とを備えたＰＭモータの制御
装置において、前記位相推定装置は、前記高周波電圧ま
たは電流の位相指令ωhｔを基にして前記単振動の高周
波電圧または電流を発生する高周波発生手段と、ＰＭモ
ータの前記ｄｃ軸電流とｑｃ軸電流に含まれる高周波電
流成分ｉdc，ｉ qcを抽出する高調波抽出手段と、前記高
周波電流成分ｉdc，ｉqcから正方向に回転する正相軸と
逆回転方向に回転する逆相軸に対する写像成分ｉqfc、
ｉqrcを求める写像抽出手段と、前記写像成分ｉqfc、ｉ
qrcを合成し、高周波位相指令ωhｔの０〜π／４期間に
亙って積分し、係数を乗じて位相ずれ量Δθを求める積
分手段と、前記位相ずれ量Δθから推定位相θｃを求め
る位相推定演算手段とを備えたことを特徴とするＰＭモ
ータの制御装置。
【００９３】（４）ＰＭモータの磁極位置になるｄｃ軸
とそれに直交したｑｃ軸に分離した電流制御系と、前記
ｄｃ軸の電圧指令に単振動正弦波状の高周波電圧または
電流を注入し、この高周波電圧または電流の注入によっ
てＰＭモータに流れる高周波電流又は電圧から磁極の位
相を推定する位相推定装置とを備えたＰＭモータの制御
装置において、前記位相推定装置は、前記高周波電圧ま
たは電流の位相指令ωhｔを基にして前記単振動の高周
波電圧または電流を発生する高周波発生手段と、ＰＭモ
ータの前記ｄｃ軸電流とｑｃ軸電流に含まれる高周波電
流成分ｉdc，ｉ qcを抽出する高調波抽出手段と、前記高
周波電流成分ｉdc，ｉqcから正方向に回転する正相軸と
逆回転方向に回転する逆相軸に対する写像成分ｉdfc、
ｉdrcを求める写像抽出手段と、前記写像成分ｉdfc、ｉ
drcの差分を求め、高周波位相指令ωhｔの０〜π／２期
間に亙って積分又は連続的な積分をし、係数を乗じて位
相ずれ量Δθを求める積分手段と、前記位相ずれ量Δθ
から推定位相θｃを求める位相推定演算手段とを備えた
ことを特徴とするＰＭモータの制御装置。
とそれに直交したｑｃ軸に分離した電流制御系と、前記
ｄｃ軸の電圧指令に単振動正弦波状の高周波電圧または
電流を注入し、この高周波電圧または電流の注入によっ
てＰＭモータに流れる高周波電流又は電圧から磁極の位
相を推定する位相推定装置とを備えたＰＭモータの制御
装置において、前記位相推定装置は、前記高周波電圧ま
たは電流の位相指令ωhｔを基にして前記単振動の高周
波電圧または電流を発生する高周波発生手段と、ＰＭモ
ータの前記ｄｃ軸電流とｑｃ軸電流に含まれる高周波電
流成分ｉdc，ｉ qcを抽出する高調波抽出手段と、前記高
周波電流成分ｉdc，ｉqcから正方向に回転する正相軸と
逆回転方向に回転する逆相軸に対する写像成分ｉdfc、
ｉdrcを求める写像抽出手段と、前記写像成分ｉdfc、ｉ
drcの差分を求め、高周波位相指令ωhｔの０〜π／２期
間に亙って積分又は連続的な積分をし、係数を乗じて位
相ずれ量Δθを求める積分手段と、前記位相ずれ量Δθ
から推定位相θｃを求める位相推定演算手段とを備えた
ことを特徴とするＰＭモータの制御装置。
【００９４】
【発明の実施の形態】（実施形態１）図２は、本発明の
実施形態１を示す構成図であり、図１と同等の部分は同
一符号で示す。また、各部には前記の各式を対応付けて
示す。
実施形態１を示す構成図であり、図１と同等の部分は同
一符号で示す。また、各部には前記の各式を対応付けて
示す。
【００９５】図２において、正相軸写像演算部２９と逆
相軸写像演算部３０は、以下のように定義された座標変
換行列を使用して写像演算を行い、前記（１０）式の２
行目と（１１）式の２行目のｑｃ軸の正相成分と逆相成
分を求める。
相軸写像演算部３０は、以下のように定義された座標変
換行列を使用して写像演算を行い、前記（１０）式の２
行目と（１１）式の２行目のｑｃ軸の正相成分と逆相成
分を求める。
【００９６】
【数１８】
【００９７】合成部３１は、写像成分ｉqfc，ｉqrcの加
算（合成）によってｑ軸を初期位相とする前記（１４）
式の合成値（ｉqfc＋ｉqrc）を求める。
算（合成）によってｑ軸を初期位相とする前記（１４）
式の合成値（ｉqfc＋ｉqrc）を求める。
【００９８】積分器３２は、合成値（ｉqfc＋ｉqrc）を
高周波位相指令ωhｔの０〜π／４期間に亙って積分
し、前記（１５）式の積分結果を求め、これに係数を乗
じて位相ずれ量Δθを求める。
高周波位相指令ωhｔの０〜π／４期間に亙って積分
し、前記（１５）式の積分結果を求め、これに係数を乗
じて位相ずれ量Δθを求める。
【００９９】位相推定演算部３３は、位相ずれΔθに符
号補正関数等を乗じて前記の（１７）式または（１８）
式の演算で推定位相θCを求める。
号補正関数等を乗じて前記の（１７）式または（１８）
式の演算で推定位相θCを求める。
【０１００】本実施形態において、図１０の特性は、前
記の（４）式のようにｄｃ軸に余弦波波形の高周波電圧
を印加することにより得ている。仮に、入力軸を変更し
た余弦波を正弦波に変更すると、正相と逆相の写像の合
成波形は発生する軸や極性が異なってくるが、基本的に
はｃｏｓ（２ωhｔ）−１とｓｉｎ（２ωhｔ）の波形の
組み合わせに限定される。そのため、入力位相や電圧形
状によって、写像の選択を変更するだけで、同じ制御ア
ルゴリズムを使用できる。
記の（４）式のようにｄｃ軸に余弦波波形の高周波電圧
を印加することにより得ている。仮に、入力軸を変更し
た余弦波を正弦波に変更すると、正相と逆相の写像の合
成波形は発生する軸や極性が異なってくるが、基本的に
はｃｏｓ（２ωhｔ）−１とｓｉｎ（２ωhｔ）の波形の
組み合わせに限定される。そのため、入力位相や電圧形
状によって、写像の選択を変更するだけで、同じ制御ア
ルゴリズムを使用できる。
【０１０１】（実施形態２）図３は、本発明の実施形態
２を示す構成図である。同図が図２と異なる部分を以下
に説明する。
２を示す構成図である。同図が図２と異なる部分を以下
に説明する。
【０１０２】正相軸写像演算部３４と逆相軸写像演算部
３５は、前記の（１０）式の１行目と（１１）式の１行
目のｄｃ軸の正相成分と逆相成分を求める。
３５は、前記の（１０）式の１行目と（１１）式の１行
目のｄｃ軸の正相成分と逆相成分を求める。
【０１０３】差分演算部３６は、写像成分ｉdfc，ｉdrc
の差分演算によって前記（１３）式の差分（ｉdfc−ｉ
drc）を求める。
の差分演算によって前記（１３）式の差分（ｉdfc−ｉ
drc）を求める。
【０１０４】積分器３７は、差分（ｉdfc−ｉdrc）を高
周波位相指令ωhｔの０〜π／２期間に亙って積分し、
差分成分による積分結果を求め、これに係数を乗じて位
相ずれ量Δθを求める。
周波位相指令ωhｔの０〜π／２期間に亙って積分し、
差分成分による積分結果を求め、これに係数を乗じて位
相ずれ量Δθを求める。
【０１０５】位相推定演算部３８は、位相ずれΔθに符
号補正関数等を乗じて前記の（１７）式〜（１９）式の
いずれかの演算で推定位相θCを求める。
号補正関数等を乗じて前記の（１７）式〜（１９）式の
いずれかの演算で推定位相θCを求める。
【０１０６】前記の実施形態１では、正相軸と逆相軸の
写像の非対称性を求めるのにｑ軸を初期位相とする（１
４）式を利用している。本実施形態では、ｄ軸を初期位
相とする（１３）式を利用した方式とする。
写像の非対称性を求めるのにｑ軸を初期位相とする（１
４）式を利用している。本実施形態では、ｄ軸を初期位
相とする（１３）式を利用した方式とする。
【０１０７】また、積分器３７は、π／２区間の積分器
としているが、（ｉdfc−ｉdrc）は脈動するものの、極
性は同じであるため、連続的な積分器でもよい。
としているが、（ｉdfc−ｉdrc）は脈動するものの、極
性は同じであるため、連続的な積分器でもよい。
【０１０８】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、以下の
効果がある。
効果がある。
【０１０９】（１）文献１では、ＦＦＴを適用している
ため、入力高周波電圧成分のπ期間の電流検出データが
必要であったが、本発明では最小でπ／４期間でよく、
４倍高速に位相推定が実行できる。
ため、入力高周波電圧成分のπ期間の電流検出データが
必要であったが、本発明では最小でπ／４期間でよく、
４倍高速に位相推定が実行できる。
【０１１０】（２）文献２では電流微分を使用している
が、本発明は電流微分を使用していない。逆に、電流の
写像成分を一定期間積分している。そのため、文献２に
比べて、強いノイズの抑制効果が得られる。
が、本発明は電流微分を使用していない。逆に、電流の
写像成分を一定期間積分している。そのため、文献２に
比べて、強いノイズの抑制効果が得られる。
【図１】本発明の基本構成図。
【図２】本発明の実施形態１を示すブロック図。
【図３】本発明の実施形態２を示すブロック図。
【図４】従来のＰＭモータの制御方式のブロック図。
【図５】従来のＰＭモータの位置センサレス制御方式の
ブロック図。
ブロック図。
【図６】従来の文献１のブロック図。
【図７】ＰＭモータの高調波電圧と磁極位置関係の図。
【図８】従来の文献２のブロック図。
【図９】本発明に係る正相軸と逆相軸への写像成分の
図。
図。
【図１０】本発明に係る高周波成分の電圧成分と、正相
軸と逆相軸の差分との関係図。
軸と逆相軸の差分との関係図。
【符号の説明】
１…速度制御器
４…逆回転座標変換器
５…電力変換器
６…ＰＭモータ
８…回転座標変換器
１０…速度検出演算部
１２Ａ、１２Ｂ…電流制御器
２１…積分器
２２…高周波発生部
２３、２４…高調波抽出部
２５…正相軸写像抽出部
２６…逆相軸写像抽出部
２７…非対称性抽出部
２８、３３、３８…位相推定演算部
２９…正相軸写像演算部
３０…逆相軸写像演算部
３１…合成部
３２、３７…積分器
３６…差分演算部
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB12 DA12 DB12 DC12
DC13 EB01 RR06 RR10 TT08
XA02 XA04 XA13
5H576 BB06 BB09 DD07 EE01 GG02
GG04 HB01 JJ02 JJ04 JJ22
JJ23 JJ26 LL14 LL15 LL39
LL41
Claims (4)
- 【請求項１】 ＰＭモータに単振動正弦波状の高周波電
圧または電流を注入し、この高周波電圧または電流の注
入によってＰＭモータに流れる高周波電流又は電圧から
磁極の位相を推定をするＰＭモータの制御方法におい
て、 前記位相推定は、 前記高周波電流成分又は電圧から正方向に回転する正相
軸と逆回転方向に回転する逆相軸に対する写像成分を求
め、 前記正相軸の写像成分と逆相軸の写像成分の非対称性を
特徴量として求め、 前記特徴量から磁極の位相を推定することを特徴とする
ＰＭモータの制御方法。 - 【請求項２】 ＰＭモータに単振動正弦波状の高周波電
圧または電流を注入し、この高周波電圧または電流の注
入によってＰＭモータに流れる高周波電流又は電圧から
磁極の位相を推定するＰＭモータの制御装置において、 前記高周波電流成分又は電圧から正方向に回転する正相
軸と逆回転方向に回転する逆相軸に対する写像成分を求
め、 前記正相軸の写像成分と逆相軸の写像成分の非対称性を
特徴量として求め、 前記特徴量から磁極の位相を推定する位相推定手段を備
えたことを特徴とするＰＭモータの制御装置。 - 【請求項３】 ＰＭモータの磁極位置になるｄｃ軸とそ
れに直交したｑｃ軸に分離した電流制御系と、前記ｄｃ
軸の電圧指令に単振動正弦波状の高周波電圧または電流
を注入し、この高周波電圧または電流の注入によってＰ
Ｍモータに流れる高周波電流又は電圧から磁極の位相を
推定する位相推定装置とを備えたＰＭモータの制御装置
において、 前記位相推定装置は、 前記高周波電圧または電流の位相指令ωhｔを基にして
前記単振動の高周波電圧または電流を発生する高周波発
生手段と、 ＰＭモータの前記ｄｃ軸電流とｑｃ軸電流に含まれる高
周波電流成分ｉdc，ｉ qcを抽出する高調波抽出手段と、 前記高周波電流成分ｉdc，ｉqcから正方向に回転する正
相軸と逆回転方向に回転する逆相軸に対する写像成分ｉ
qfc、ｉqrcを求める写像抽出手段と、 前記写像成分ｉqfc、ｉqrcを合成し、高周波位相指令ω
hｔの０〜π／４期間に亙って積分し、係数を乗じて位
相ずれ量Δθを求める積分手段と、 前記位相ずれ量Δθから推定位相θｃを求める位相推定
演算手段とを備えたことを特徴とするＰＭモータの制御
装置。 - 【請求項４】 ＰＭモータの磁極位置になるｄｃ軸とそ
れに直交したｑｃ軸に分離した電流制御系と、前記ｄｃ
軸の電圧指令に単振動正弦波状の高周波電圧または電流
を注入し、この高周波電圧または電流の注入によってＰ
Ｍモータに流れる高周波電流又は電圧から磁極の位相を
推定する位相推定装置とを備えたＰＭモータの制御装置
において、 前記位相推定装置は、 前記高周波電圧または電流の位相指令ωhｔを基にして
前記単振動の高周波電圧または電流を発生する高周波発
生手段と、 ＰＭモータの前記ｄｃ軸電流とｑｃ軸電流に含まれる高
周波電流成分ｉdc，ｉ qcを抽出する高調波抽出手段と、 前記高周波電流成分ｉdc，ｉqcから正方向に回転する正
相軸と逆回転方向に回転する逆相軸に対する写像成分ｉ
dfc、ｉdrcを求める写像抽出手段と、 前記写像成分ｉdfc、ｉdrcの差分を求め、高周波位相指
令ωhｔの０〜π／２期間に亙って積分、又は連続的な
積分をし、係数を乗じて位相ずれ量Δθを求める積分手
段と、 前記位相ずれ量Δθから推定位相θｃを求める位相推定
演算手段とを備えたことを特徴とするＰＭモータの制御
装置。
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Cited By (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006180567A (ja) * | 2004-12-20 | 2006-07-06 | Mitsubishi Electric Corp | 永久磁石同期電動機の制御装置 |
| US7170249B2 (en) | 2003-06-06 | 2007-01-30 | Seagate Technology Llc | Electrical phase compensation in BEMF spindle motor control |
| EP1758240A2 (en) | 2005-08-26 | 2007-02-28 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Motor control device |
| US7245104B2 (en) | 2005-08-16 | 2007-07-17 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Position-sensorless motor control device |
| JP2008295279A (ja) * | 2007-05-24 | 2008-12-04 | C & S Kokusai Kenkyusho:Kk | 交流電動機の回転子位相速度推定装置 |
| US7511448B2 (en) | 2004-01-07 | 2009-03-31 | Mitsubishi Electric Corporation | Motor control device |
| JP2011045228A (ja) * | 2009-08-20 | 2011-03-03 | Nippon Densan Corp | 交流電動機の回転子位相速度推定装置 |
| WO2011129423A1 (ja) * | 2010-04-17 | 2011-10-20 | 日本電産株式会社 | 交流電動機の回転子位相速度推定装置 |
| US8044622B2 (en) | 2007-03-06 | 2011-10-25 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Sensorless control apparatus of synchronous motor |
| JP2012178950A (ja) * | 2011-02-28 | 2012-09-13 | Denso Corp | 回転機の制御装置 |
| CN102751931A (zh) * | 2011-04-20 | 2012-10-24 | 株式会社安川电机 | 交流电动机的控制装置 |
| CN102969967A (zh) * | 2011-08-29 | 2013-03-13 | 株式会社东芝 | 用于同步电机及逆变器装置的无传感器控制装置 |
| CN108631680A (zh) * | 2017-03-22 | 2018-10-09 | 操纵技术Ip控股公司 | 永磁同步机的振动感应凸极 |
| CN109067283A (zh) * | 2018-07-27 | 2018-12-21 | 江苏大学 | 一种永磁同步电机转子初始位置辨识***及方法 |
| CN109495047A (zh) * | 2018-12-28 | 2019-03-19 | 东北大学 | 一种基于高频信号注入的永磁同步电机无传感器控制方法 |
| CN109639205A (zh) * | 2019-01-22 | 2019-04-16 | 东南大学 | 基于高频方波注入无位置传感器控制的位置误差消除方法 |
| CN116683813A (zh) * | 2023-05-29 | 2023-09-01 | 南京航空航天大学 | 一种用于正弦型电励磁双凸极电机的初始位置检测方法 |
-
2001
- 2001-11-14 JP JP2001348156A patent/JP3687590B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7170249B2 (en) | 2003-06-06 | 2007-01-30 | Seagate Technology Llc | Electrical phase compensation in BEMF spindle motor control |
| US7511448B2 (en) | 2004-01-07 | 2009-03-31 | Mitsubishi Electric Corporation | Motor control device |
| JP2006180567A (ja) * | 2004-12-20 | 2006-07-06 | Mitsubishi Electric Corp | 永久磁石同期電動機の制御装置 |
| JP4566725B2 (ja) * | 2004-12-20 | 2010-10-20 | 三菱電機株式会社 | 永久磁石同期電動機の制御装置 |
| US7245104B2 (en) | 2005-08-16 | 2007-07-17 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Position-sensorless motor control device |
| US7504797B2 (en) | 2005-08-26 | 2009-03-17 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Motor control device |
| EP2432115A1 (en) | 2005-08-26 | 2012-03-21 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Motor control device |
| EP1758240A2 (en) | 2005-08-26 | 2007-02-28 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Motor control device |
| US8044622B2 (en) | 2007-03-06 | 2011-10-25 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Sensorless control apparatus of synchronous motor |
| JP2008295279A (ja) * | 2007-05-24 | 2008-12-04 | C & S Kokusai Kenkyusho:Kk | 交流電動機の回転子位相速度推定装置 |
| JP2011045228A (ja) * | 2009-08-20 | 2011-03-03 | Nippon Densan Corp | 交流電動機の回転子位相速度推定装置 |
| US9048778B2 (en) | 2010-04-17 | 2015-06-02 | Nidec Corporation | Rotor phase/speed estimating device for an AC motor |
| WO2011129423A1 (ja) * | 2010-04-17 | 2011-10-20 | 日本電産株式会社 | 交流電動機の回転子位相速度推定装置 |
| JP2012178950A (ja) * | 2011-02-28 | 2012-09-13 | Denso Corp | 回転機の制御装置 |
| US9013137B2 (en) | 2011-02-28 | 2015-04-21 | Denso Corporation | Apparatus for calculating rotational position of rotary machine |
| CN102751931B (zh) * | 2011-04-20 | 2015-04-22 | 株式会社安川电机 | 交流电动机的控制装置 |
| CN102751931A (zh) * | 2011-04-20 | 2012-10-24 | 株式会社安川电机 | 交流电动机的控制装置 |
| CN102969967A (zh) * | 2011-08-29 | 2013-03-13 | 株式会社东芝 | 用于同步电机及逆变器装置的无传感器控制装置 |
| US9450528B2 (en) | 2011-08-29 | 2016-09-20 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Sensorless control apparatus for synchronous motor and inverter apparatus |
| CN108631680A (zh) * | 2017-03-22 | 2018-10-09 | 操纵技术Ip控股公司 | 永磁同步机的振动感应凸极 |
| CN109067283A (zh) * | 2018-07-27 | 2018-12-21 | 江苏大学 | 一种永磁同步电机转子初始位置辨识***及方法 |
| CN109495047A (zh) * | 2018-12-28 | 2019-03-19 | 东北大学 | 一种基于高频信号注入的永磁同步电机无传感器控制方法 |
| CN109495047B (zh) * | 2018-12-28 | 2021-06-04 | 东北大学 | 一种基于高频信号注入的永磁同步电机无传感器控制方法 |
| CN109639205A (zh) * | 2019-01-22 | 2019-04-16 | 东南大学 | 基于高频方波注入无位置传感器控制的位置误差消除方法 |
| CN109639205B (zh) * | 2019-01-22 | 2021-06-22 | 东南大学 | 基于高频方波注入无位置传感器控制的位置误差消除方法 |
| CN116683813A (zh) * | 2023-05-29 | 2023-09-01 | 南京航空航天大学 | 一种用于正弦型电励磁双凸极电机的初始位置检测方法 |
| CN116683813B (zh) * | 2023-05-29 | 2024-06-11 | 南京航空航天大学 | 一种用于正弦型电励磁双凸极电机的初始位置检测方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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