CN102255598A - 一种基于矢量控制的多相感应电机电子变极控制方法 - Google Patents
一种基于矢量控制的多相感应电机电子变极控制方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN102255598A CN102255598A CN2011101750247A CN201110175024A CN102255598A CN 102255598 A CN102255598 A CN 102255598A CN 2011101750247 A CN2011101750247 A CN 2011101750247A CN 201110175024 A CN201110175024 A CN 201110175024A CN 102255598 A CN102255598 A CN 102255598A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- plane
- formula
- motor
- current
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 25
- 230000006698 induction Effects 0.000 title claims abstract description 20
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 10
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 10
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims description 9
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 6
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 5
- NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N (2s)-2-[[4-[2-(2,4-diaminoquinazolin-6-yl)ethyl]benzoyl]amino]-4-methylidenepentanedioic acid Chemical compound C1=CC2=NC(N)=NC(N)=C2C=C1CCC1=CC=C(C(=O)N[C@@H](CC(=C)C(O)=O)C(O)=O)C=C1 NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N 0.000 claims description 4
- 230000002964 excitative effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 claims description 3
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 claims description 2
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 abstract description 5
- 230000008569 process Effects 0.000 abstract description 5
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical compound [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 abstract description 4
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 abstract description 4
- 229910052742 iron Inorganic materials 0.000 abstract description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 abstract description 2
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
- 239000002699 waste material Substances 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
本发明涉及一种基于矢量控制的多相感应电机电子变极控制方法。本发明利用多相电机多控制自由度的特性,采用转子磁场定向矢量控制对各d-q平面的电流进行独立的解耦控制,从而控制电机在不同极对数的旋转磁场下运行。与传统的变极技术相比,本发明实现了在不停电情况下的电子变极,不仅能扩大电机的恒功率运行范围,而且低速时采用较大的极对数有较好的启动性能,高速时采用较小的极对数,相同的速度相对变频调速具有较低的电流频率,从而减小开关频率和铁耗。且在电子变极过程中,电流和转矩过渡平稳,具有高可靠性,尤其适合大功率场合。
Description
技术领域
本发明属于电机控制技术领域,涉及一种基于矢量控制的多相感应电机电子变极控制方法。
背景技术
许多应用场合,如机床用伺服***、航空器驱动、飞轮储能***等,迫切要求传动***既能在低速时提供大的转矩,又具有宽广的恒功率调速运行范围,而由传统感应电机构成的交流传动***在额定频率以下电机工作在恒转矩模式,在额定频率以上电机工作在恒功率模式。在恒功率模式下电机端电压随频率的增大而缓慢地升高,在变频器供电的情况下当电压达到变频器所能够提供的最大电压时,传动***就无法继续工作在恒功率模式了。因此由传统感应电机构成的传动***的恒功率运行区间,或者说调速范围是有限的,一般不超过额定转速的两倍。常用的解决方法是将传动***和负载通过机械变速箱连接,通过改变变速箱的速比来满足要求,但是该方法设备复杂,体积增大以及控制精度降低;也可以简单的采用更大功率电机和大容量变频器,但是这样电机体积和功率器件的容量都要增大,在经济和能源上造成很大的浪费。
发明内容
本发明的目的是提供一种基于矢量控制的多相感应电机电子变极控制方法,通过多相电机的电子变极实现宽范围恒功率调速,并提高运行可靠性。
为实现上述目的,本发明采取了以下技术方案:一种基于矢量控制的多相感应电机电子变极控制方法,包括下列步骤:
(1)首先建立多相***的同步速旋转坐标变换矩阵,如式(1)所示,在该矩阵下通过采用n-1个电流闭环对d 1 -q 1 平面的基波电流和其它d-q平面的谐波电流分别进行独立的解耦控制,通过改变供电电压相位和幅值来分别控制相应的谐波电流矢量,得到相应的旋转磁场旋转。
根据三相电机转子磁场定向矢量控制,可得多相电机转子磁场定向矢量控制中d 1 -q 1 平面的转矩电流分量i 1qs 、激磁电流分量i 1ds 以及转差角频率w 1s 分别如式(2)、(3)、(4)所示:
(3)
式中:p为电机极对数;L 1r 是d 1 -q 1 平面的转子电感;L 1m 是d 1 -q 1 平面的激磁电感;T 1e 是d 1 -q 1 平面的电磁转矩; ,R 1r 是d 1 -q 1 平面的转子电阻;w r 是转速角频率;是d 1 -q 1 平面的d轴参考磁链;
(2)电机磁密B可用式(5)来表示:
(5)
若忽略转子漏磁链,气隙磁链可近似当作转子磁链,由于实际中存在转子q轴漏磁链,各d-q平面的气隙磁链的幅值和相位与期望值存在偏差,应对q轴的气隙磁链做相应的补偿,使补偿后各平面气隙、,?在同一直线上,即使各平面磁链转子d轴磁链的位置错开一个角度。在d 1 -q 1 平面的角度如式(7)所示:
(8)
(3) 由于各次谐波磁场其磁场旋转的机械角速度与基波相同,因此其相应的谐波磁场旋转电角速度如式(11)所示:
将上述各次谐波磁场旋转电角速度代入转差公式(4),通过计算可得各d-q平面的转矩电流分量,如式(12)所示:
式中:R、L和Ψ分别表示电阻、电感和磁链;下标r、s和m分别表示转子、定子和激磁分量;
(4)根据式(1)将自然坐标系下的电机定子电压和电流变换为同步速旋转坐标系下的直流分量,电机的基波在d 1 -q 1 平面的电压方程和转矩方程分别如式(13)-(14)所示:
式中:L 1s 是d 1 -q 1 平面的定子电感;T 1e 是基波平面电磁转矩。
电机的v次谐波在d v -q v 平面的电压方程和转矩方程分别如式(15)-(16)所示:
式中:L vs 是d v -q v 平面的定子电感;T ve 是v次谐波平面电磁转矩;
(5)由上述(13)和(15)电机的电压方程可知,各平面间相互解耦,对一台n相p对极电机来说,I 1 对应于p对极,当定子绕组施加基波电压时形成I 1 ,电机按照p对极旋转;I v 对应于vp对极,当定子绕组施加v次谐波电压时形成I v ,电机按照vp对极旋转。从而可以通过改变供电电压相位和幅值来分别控制相应的谐波电流矢量I 1 和I v ,控制电机在p对极和vp对极的旋转磁场旋转;
(7)将上述的各d-q平面的激磁电压分量参考值和转矩电压分量参考值,通过多相坐标反变换,得到转子多相静止坐标系下的转子电压参考值,并输入PWM发生器,控制多相逆变器各相桥臂的全控型功率器件开通和关断。不同平面内的电压或电流反坐标变换得到的电压或电流相位差不等,从而可在不同平面间进行切换以实现电机的电子变极。
由于本发明采用了上述技术方案,因此,与背景技术相比,具有以下效果:
1.本发明控制方法不仅保持了三相***矢量控制稳定性、精确性和可靠性,而且采用了多相***的恒功率同步速旋转坐标变换矩阵,如下所示:
矩阵C中第1、2行表示任意速坐标系下的d 1 -q 1 平面,对应着基波平面;矩阵C中第3、4行表示任意速坐标系下的d 3 -q 3 平面,对应着3次谐波平面;依次类推。各d-q平面相互正交,各次谐波在旋转坐标系下解耦。多相电机具有多个相互正交的d-q平面,各个d-q平面内的电流可以以不同的方式来利用。
2.传统的变极方法需要改变电机的绕组接法,变极切换必须在停电时或者瞬间停电通过开关完成变极。而本发明利用了多相电机具有多个控制自由度的特点,通过多相电机矢量控制产生不同平面的谐波电流,从而控制电机在不同极对数的旋转磁场下旋转。由式(10)和(12)电机的转矩方程可知,不同平面的谐波电流都能产生正向转矩,从而实现了在不停电情况下的电子变极,达到宽广的恒功率调速运行范围。
3.三相***矢量控制只利用了基波电流,而本发明所用的多相电机能有效地利用各次谐波,从而既能实现电子变极,又能在电子变极过渡过程中,通过注入一定的谐波分量,提高电机的输出转矩和功率密度,使电流和转矩过渡更平稳,具有高可靠性,尤其适合大功率场合。本发明不仅能扩大电机的恒功率运行范围,而且:低速时采用较大的极对数有较好的启动性能,高速时采用较小的极对数,相同的速度相对变频调速具有较低的电流频率,从而减小开关频率和铁耗。
附图说明
图1是本发明的控制方法的方框原理图;
图2是各d-q平面转子d轴气隙磁链补偿图;
图3是各d-q平面的转子d轴给定磁链的流程图;
图4是6相电机极对数切换示意图;
图5是5Hz时的突加突减负载波形图;
图6是5Hz时的带载启动相电流波形图;
图7是给定转速100r/min下,9相感应电机从3对极变为1对极的实验波形图;
图8是给定转速100r/min下,9相感应电机从1对极变为3对极的实验波形图;
图9是给定转速1000r/min下,9相感应电机从3对极变为1对极的电流波形图;
图10是给定转速1000r/min下,9相感应电机从1对极变为3对极的电流波形图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明作进一步说明。
本发明提出的一种基于矢量控制的多相感应电机电子变极控制方法,其原理框图如图1所示,包括以下步骤:
如图1所示,首先建立多相***的同步速旋转坐标变换矩阵,如式(1)所示,在该矩阵下通过采用n-1个电流闭环对d 1 -q 1 平面的基波电流和其它d-q平面的谐波电流分别进行独立的解耦控制,通过改变供电电压相位和幅值来分别控制相应的谐波电流矢量,得到相应的旋转磁场旋转。
由此可得d 1 -q 1 平面的转矩电流分量i 1qs 、激磁电流分量i 1ds 以及转差角频率w 1s 分别如式(2)、(3)和(4)所示:
式中:p为电机极对数;L 1r 是d 1 -q 1 平面的转子电感;L 1m 是1次谐波的激磁电感;T 1e 是1次谐波的转矩;,R 1r 是d 1 -q 1 平面的转子电阻。式(2)和式(3)即为图1中的基波平面电流解耦模块,式(4)为图1中基波平面转差计算模块;
如图3所示,图1中其它平面转子d轴磁链给定模块由其给定。其中,电机磁密B可用式(5)来表示:
若忽略转子漏磁链,气隙磁链可近似当作转子磁链,由于实际中存在转子q轴漏磁链,各d-q平面的气隙磁链的幅值和相位与期望值存在偏差,应对q轴的气隙磁链做相应的补偿,使补偿后各平面气隙、,?在同一直线上,即使各平面磁链转子d轴磁链的位置错开一个角度。
如图2所示,在d 1 -q 1 平面的角度如式(7)所示:
d v -q v 平面的角度如式(9)所示:
如图1所示,各次谐波磁场旋转电角速度如式(11)所示:
(11)
将所述各次谐波磁场旋转电角速度代入转差公式(4),通过计算可得各d-q平面的转矩电流分量,如式(12)所示:
式中:R、L和Ψ分别表示电阻、电感和磁链;下标r、s和m分别表示转子、定子和激磁分量;
根据式(1)将自然坐标系下的电机定子电压和电流变换为同步速旋转坐标系下的直流分量,电机的基波在d 1 -q 1 平面的电压方程和转矩方程分别如式(13)-(14)所示:
式中:L 1s 是d 1 -q 1 平面的定子电感;T 1e 是基波平面电磁转矩。
电机的v次谐波在d v -q v 平面的电压方程和转矩方程分别如式(15)-(16)所示:
式中:L vs 是d v -q v 平面的定子电感;T ve 是v次谐波平面电磁转矩;
如图4所示,多相电机的相电流经式(1)变换后将形成m组αβ分量,称为m个控制自由度或者m个平面,其中:当n为偶数时,m=(n-2)/2;当n为奇数时,m=(n-1)/2。对于一台n相1对极电机在d 1 -q 1 平面,其相电流的相位分别为0、ξ、2ξ … (n-1)ξ,如在六相的情况下其相电流相位则为0,π/3,2π/3,π,4π/3,5π/3,那么电机内就形成1对极旋转磁场,如图4(a)所示;而在d 2 -q 2 平面,各相电流的相位分别为0,2π/3,4π/3,2π,2π/3,6π/3,那么电机内将形成2对极旋转磁场,如图4(b)所示。对于一台n相p对极的多相电机,采用n相变频器,通过改变各相供电电流的相位,可以使电机运行在1p、2p、…、mp对极的模式下,而且各对极之间的切换可以通过控制变频器在不停电的情况下实现,这种不同极对数之间的切换称之为电子变极;
由上述(13)和(15)电机的电压方程可知,各平面间相互解耦,对一台n相p对极电机来说,I 1 对应于p对极,当定子绕组施加基波电压时形成I 1 ,电机按照p对极旋转;I v 对应于vp对极,当定子绕组施加v次谐波电压时形成I v ,电机按照vp对极旋转。从而可以通过改变供电电压相位和幅值来分别控制相应的谐波电流矢量I 1 和I v ,控制电机在p对极和vp对极的旋转磁场旋转;
在正常工作的过程中,其它d-q平面内的电流参考信号为0;在变极的过程中,各平面内的参考电流信号可根据某一规律由大变小。将上述控制多相交流电机转矩和转速的各d-q平面的电流参考信号与多相电机的实际电流值相比较,在图1中的电流闭环PID调节模块计算,可得各d-q平面的激磁电压分量参考值和转矩电压分量参考值;
将所述的各d-q平面的激磁电压分量参考值和转矩电压分量参考值,通过多相坐标反变换,得到转子多相静止坐标系下的转子电压参考值,并输入PWM发生器,控制多相逆变器各相桥臂的全控型功率器件开通和关断。不同平面内的电压或电流反坐标变换得到的电压或电流相位差不等,从而可在不同平面间进行切换以实现电机的电子变极。
以下介绍利用本发明控制方法的一个实施例的控制效果,实施例中的电机为232V、10kW、3对极的9相感应电机。
基于本发明的控制方法构成***后,所得实验结果如下:
(1) 图5为5Hz时的突加突减负载波形(从上到下分别为电机d轴电流分量、q轴电流分量、转矩、定子电流、定子电压以及电机转速),图6为5Hz时的带载启动相电流波形。可见采用基于谐波电流闭环控制的多相感应电机矢量控制,***具有良好的动态响应和带载启动能力。
(2) 图7为给定转速100r/min下,9相感应电机从3对极变为1对极的实验波形(从上到下分别为电机3次谐波平面d轴电流分量、基波平面d轴电流分量、3次谐波平面q轴电流分量、基波平面q轴电流分量定子电流以及转矩),图8为给定转速100r/min下,9相感应电机从1对极变为3对极的实验波形(从上到下分别为电机基波平面d轴电流分量、3次谐波平面d轴电流分量、基波平面q轴电流分量、3次谐波平面q轴电流分量定子电流以及转矩)。
(3) 图9为给定转速1000r/min下,9相感应电机从3对极变为1对极的相电流波形,图10为给定转速1000r/min下,9相感应电机从1对极变为3对极的相电流波形。
从实验结果来看,利用本发明的一种基于转子磁场定向矢量控制的多相感应电机电子变极控制方法,多相调速***具有良好的动态性能,多相感应电机能够在不停电的情况下实现变极,变极过程连续平滑,无明显的转矩波动,有效地拓宽了恒功率调速运行范围。
Claims (1)
1.一种基于矢量控制的多相感应电机电子变极控制方法,其特征在于该方法包括以下步骤:
步骤1.建立多相***的同步速旋转坐标变换矩阵,如式(1)所示,在该矩阵下通过采用n-1个电流闭环对d 1 -q 1 平面的基波电流和其它d-q平面的谐波电流分别进行独立的解耦控制,通过改变供电电压相位和幅值来分别控制相应的谐波电流矢量,得到相应的旋转磁场旋转;
根据三相电机转子磁场定向矢量控制,得到多相电机转子磁场定向矢量控制中d 1 -q 1 平面的转矩电流分量i 1qs 、激磁电流分量i 1ds 以及转差角频率w 1s 分别如式(2)、(3)、(4)所示:
(2)
式中:p为电机极对数;L 1r 是d 1 -q 1 平面的转子电感;L 1m 是d 1 -q 1 平面的激磁电感;T 1e 是d 1 -q 1 平面的电磁转矩; ,R 1r 是d 1 -q 1 平面的转子电阻;w r 是转速角频率;是d 1 -q 1 平面的d轴参考磁链;
步骤2.电机磁密B用式(5)来表示:
(6)
式中:是基波平面d轴给定气隙磁链;N 1 、N 3 和N n-2 分别是每相绕组函数的基波平面、3次谐波平面和n-2次谐波平面的谐波幅值;
步骤3.由于各次谐波磁场其磁场旋转的机械角速度与基波相同,因此其相应的谐波磁场旋转电角速度如式(11)所示:
式中:R、L和Ψ分别表示电阻、电感和磁链;下标r、s和m分别表示转子、定子和激磁分量;
步骤4.根据式(1)将自然坐标系下的电机定子电压和电流变换为同步速旋转坐标系下的直流分量,电机的基波在d 1 -q 1 平面的电压方程和转矩方程,分别如式(13)-(14)所示:
式中:L 1s 是d 1 -q 1 平面的定子电感;T 1e 是基波平面电磁转矩;
电机的v次谐波在d v -q v 平面的电压方程和转矩方程分别如式(15)-(16)所示:
式中:L vs 是d v -q v 平面的定子电感;T ve 是v次谐波平面电磁转矩;
步骤5.由上述(13)和(15)电机的电压方程可知,各平面间相互解耦,对一台n相p对极电机来说,I 1 对应于p对极,当定子绕组施加基波电压时形成I 1 ,电机按照p对极旋转;I v 对应于vp对极,当定子绕组施加v次谐波电压时形成I v ,电机按照vp对极旋转;从而可以通过改变供电电压相位和幅值来分别控制相应的谐波电流矢量I 1 和I v ,控制电机在p对极和vp对极的旋转磁场旋转;
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN2011101750247A CN102255598B (zh) | 2011-06-27 | 2011-06-27 | 一种基于矢量控制的多相感应电机电子变极控制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN2011101750247A CN102255598B (zh) | 2011-06-27 | 2011-06-27 | 一种基于矢量控制的多相感应电机电子变极控制方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN102255598A true CN102255598A (zh) | 2011-11-23 |
CN102255598B CN102255598B (zh) | 2013-05-29 |
Family
ID=44982614
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN2011101750247A Expired - Fee Related CN102255598B (zh) | 2011-06-27 | 2011-06-27 | 一种基于矢量控制的多相感应电机电子变极控制方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN102255598B (zh) |
Cited By (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103248305A (zh) * | 2012-02-10 | 2013-08-14 | 武汉大禹电气有限公司 | 用于电机控制的双同步坐标系矢量控制的方法 |
CN103269196A (zh) * | 2013-06-14 | 2013-08-28 | 中国船舶重工集团公司第七一二研究所 | 一种抑制五相电机输出电流不平衡的方法 |
CN104601073A (zh) * | 2015-02-12 | 2015-05-06 | 福州大学 | 变极与变频相结合的矢量控制异步电动机调速方法 |
WO2016050047A1 (zh) * | 2014-09-30 | 2016-04-07 | 海信科龙电器股份有限公司 | 一种单相变频空调控制方法及控制器 |
CN106877768A (zh) * | 2017-02-20 | 2017-06-20 | 杭州富生电器有限公司 | 多相永磁电机转子位置辨识方法 |
CN107707172A (zh) * | 2017-09-14 | 2018-02-16 | 北京控制工程研究所 | 一种cmg低速框架快速宽转矩范围、高精度驱动控制*** |
CN111133658A (zh) * | 2017-08-30 | 2020-05-08 | 鲲腾科技公司 | 电机***及控制方法 |
CN111942160A (zh) * | 2020-08-27 | 2020-11-17 | 吉林大学 | 一种基于电机铁损模型的电动汽车制动优化控制方法 |
CN112671292A (zh) * | 2019-11-18 | 2021-04-16 | 沈阳工业大学 | 一种感应电机矢量控制调速***的能效优化方法 |
CN113765452A (zh) * | 2021-09-04 | 2021-12-07 | 芜湖职业技术学院 | 一种基于qpr的电动汽车***控制方法 |
WO2022095283A1 (zh) * | 2020-11-09 | 2022-05-12 | 华中科技大学 | 基于工作磁场谐波定向的永磁电机拓扑构造方法及电机 |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH09149689A (ja) * | 1995-11-27 | 1997-06-06 | Meidensha Corp | 極数切替電動機の運転制御装置 |
JPH1118382A (ja) * | 1997-06-24 | 1999-01-22 | Meidensha Corp | 極数切換回転電機システム |
CN2681434Y (zh) * | 2004-01-17 | 2005-02-23 | 华中科技大学 | 一种绕线转子感应电动机 |
CN101714848A (zh) * | 2009-12-07 | 2010-05-26 | 浙江大学 | 多相感应电机电子变极传动装置 |
-
2011
- 2011-06-27 CN CN2011101750247A patent/CN102255598B/zh not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH09149689A (ja) * | 1995-11-27 | 1997-06-06 | Meidensha Corp | 極数切替電動機の運転制御装置 |
JPH1118382A (ja) * | 1997-06-24 | 1999-01-22 | Meidensha Corp | 極数切換回転電機システム |
CN2681434Y (zh) * | 2004-01-17 | 2005-02-23 | 华中科技大学 | 一种绕线转子感应电动机 |
CN101714848A (zh) * | 2009-12-07 | 2010-05-26 | 浙江大学 | 多相感应电机电子变极传动装置 |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
杨家强等: "多相感应电机的电子变极技术", 《电机与控制学报》 * |
Cited By (16)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN103248305B (zh) * | 2012-02-10 | 2016-01-20 | 武汉大禹电气有限公司 | 用于电机控制的双同步坐标系矢量控制的方法 |
CN103248305A (zh) * | 2012-02-10 | 2013-08-14 | 武汉大禹电气有限公司 | 用于电机控制的双同步坐标系矢量控制的方法 |
CN103269196A (zh) * | 2013-06-14 | 2013-08-28 | 中国船舶重工集团公司第七一二研究所 | 一种抑制五相电机输出电流不平衡的方法 |
CN103269196B (zh) * | 2013-06-14 | 2015-11-18 | 中国船舶重工集团公司第七一二研究所 | 一种抑制五相电机输出电流不平衡的方法 |
WO2016050047A1 (zh) * | 2014-09-30 | 2016-04-07 | 海信科龙电器股份有限公司 | 一种单相变频空调控制方法及控制器 |
CN104601073A (zh) * | 2015-02-12 | 2015-05-06 | 福州大学 | 变极与变频相结合的矢量控制异步电动机调速方法 |
CN104601073B (zh) * | 2015-02-12 | 2017-04-12 | 福州大学 | 变极与变频相结合的矢量控制异步电动机调速方法 |
CN106877768A (zh) * | 2017-02-20 | 2017-06-20 | 杭州富生电器有限公司 | 多相永磁电机转子位置辨识方法 |
CN106877768B (zh) * | 2017-02-20 | 2019-02-22 | 杭州富生电器有限公司 | 多相永磁电机转子位置辨识方法 |
CN111133658B (zh) * | 2017-08-30 | 2022-07-12 | 鲲腾科技公司 | 电机***及控制方法 |
CN111133658A (zh) * | 2017-08-30 | 2020-05-08 | 鲲腾科技公司 | 电机***及控制方法 |
CN107707172A (zh) * | 2017-09-14 | 2018-02-16 | 北京控制工程研究所 | 一种cmg低速框架快速宽转矩范围、高精度驱动控制*** |
CN112671292A (zh) * | 2019-11-18 | 2021-04-16 | 沈阳工业大学 | 一种感应电机矢量控制调速***的能效优化方法 |
CN111942160A (zh) * | 2020-08-27 | 2020-11-17 | 吉林大学 | 一种基于电机铁损模型的电动汽车制动优化控制方法 |
WO2022095283A1 (zh) * | 2020-11-09 | 2022-05-12 | 华中科技大学 | 基于工作磁场谐波定向的永磁电机拓扑构造方法及电机 |
CN113765452A (zh) * | 2021-09-04 | 2021-12-07 | 芜湖职业技术学院 | 一种基于qpr的电动汽车***控制方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN102255598B (zh) | 2013-05-29 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN102255598B (zh) | 一种基于矢量控制的多相感应电机电子变极控制方法 | |
Yu et al. | Controllability and performance of a nine-phase FSPM motor under severe five open-phase fault conditions | |
Liu et al. | The dual-current-loop controlled doubly fed induction motor for EV/HEV applications | |
Abdel-Khalik et al. | Nine-phase six-terminal induction machine modeling using vector space decomposition | |
Bu et al. | Induction-machine-based starter/generator systems: Techniques, developments, and advances | |
CN109713976B (zh) | 十二相永磁同步电机无速度传感器控制方法及装置 | |
CN103227603A (zh) | 绕组开放式永磁发电机***矢量补偿控制方法 | |
Hasegawa et al. | IPMSM position sensorless drives using robust adaptive observer on stationary reference frame | |
Azer et al. | Comprehensive analysis and optimized control of torque ripple and power factor in a three-phase mutually coupled switched reluctance motor with sinusoidal current excitation | |
Umanand | Pole changing wide speed range induction motor drive for electric vehicles | |
Liao et al. | A novel position sensorless control scheme for doubly fed reluctance motor drives | |
Pothi et al. | A new control strategy for hybrid-excited switched-flux permanent magnet machines without the requirement of machine parameters | |
Tatte et al. | Torque ripple reduction in five-phase direct torque controlled induction motor | |
Park et al. | Three-phase and single-phase motor drive system with single three-phase two-level inverter for independent speed control | |
Keller et al. | Comparison of two different winding sets for dual three-phase permanent magnet machines | |
Rebeiro et al. | Two converter based operation of a brushless doubly fed reluctance machine | |
Liu et al. | Terminal voltage oriented control of excitation winding for new AC-excited hybrid excitation generator | |
Choi et al. | Design and control method for a surface-mounted permanent magnet motor drive system with passive output power network | |
Zhang et al. | Design and experimental verification of adaptive speed region control for hybrid excitation claw-pole synchronous machine | |
Methsamphop et al. | Characteristics of two-phase inverter-fed three-phase induction motor drive | |
Cheng et al. | General Analysis and Vector Control for Doubly Salient Reluctance Machines | |
Rao et al. | Analysis of torque ripple in vector control of BLDC motor using SVPWM technique | |
Neogi et al. | A modified brush-less dc motor having high torque density and its simplified current control technique | |
Shen et al. | A novel field-weakening control method of SPMSG based on single current regulator | |
Jia et al. | Electronic pole-changing strategy with cosine-response for multiphase induction motor based on PR controller |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C06 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
C10 | Entry into substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
C14 | Grant of patent or utility model | ||
GR01 | Patent grant | ||
CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20130529 |
|
CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |