CN102484549B - 频域复用信号接收方法及频域复用信号接收装置 - Google Patents

Abstract

一种频域复用信号接收方法，对频域复用的接收信号进行解码，具有：数字信号取得步骤，从频域复用的接收信号取得数字信号；偏移离散傅立叶变换步骤，基于所述取得的数字信号，进行奇数离散点数的偏移离散傅立叶变换；以及解码步骤，对作为用所述偏移离散傅立叶变换取得的频域的频域数字信号的、一个以上频率信道的所述频域数字信号进行解码。

Description

频域复用信号接收方法及频域复用信号接收装置

技术领域

本发明涉及在频域复用信号的通信***中的频域复用信号接收方法和频域复用信号接收装置。

另外，本发明涉及将频域复用的接收信号，不进行离散傅立叶变换而均衡的频域复用信号接收方法及频域复用信号接收装置。

本申请基于2009年7月17日在日本申请的特愿2009-169460号及2009年7月17日在日本申请的特愿2009-169455号主张优先权，在此援引其内容。

背景技术

在无线、光通信领域中，提出了在频域复用发送信号的正交频分复用方式(OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)(例如，参照非专利文献1)。

在OFDM中，具有能够将离散化接收信号的模数转换器(ADC：Analog Digital Converter)中的采样频率设定为比接收信号的波特率(Baud rate)的2倍频率低的频率的优点。因此，例如，已知在适用于IEEE 802.11a的无线局域网(LAN：Local Area Network)中，将信号波段20MHz(兆赫兹)之中的16.6MHz左右的波段用作数据信号。

另一方面，在单载波传输中，需要能适合于信号的频带的2倍左右的采样频率的ADC。因此，OFDM中的能够设定为比波特率(Baudrate)的2倍频率低的频率的优点，特别是在适用极限受ADC的采样频率限制的光通信、高频无线通信中，能够利用低采样频率的ADC有效率地传输信号。

进而，在OFDM中，随着频率信道数的增加，保护间隔(guardinterval)的设定变得更容易，能够假定在各频率信道的平衰减(flatfading)。因此，在实际使用的无线***中选择64～1024左右的频率信道数。另外，一般在OFDM***中，具有在接收装置中的频率为“0”，即与直流成分对应的频率信道。在该与直流成分对应的频率信道中，由于信号间干扰、噪声的影响，特性变差。因此，一般不使用与这些对应的频率信道。

在无线通信、光通信领域，提出了在频域复用发送信号的频分复用方式(FDM：Frequency Division Multiplexing)、正交频分复用方式(OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)。在这些频域复用信号的通信方法中，在接收侧，能够使用模拟滤波器、傅立叶变换抽出对应的频域，并进行解码(例如，参照非专利文献3)。

非专利文献1：服部武，《OFDM/OFDMA教科书(OFDM/OFDMA教科書)》，IMPRESS R&D，2008年9月11日

非专利文献2：守仓正博、久保田周治，《改订版802.11高速无线LAN教科书(改訂版802.11高速無線LAN教科書)》，IMPRESS R&D，2008年3月27日

非专利文献3：守仓正博、久保田周治，《改订三版802.11高速无线LAN教科书(改訂三版802.11高速無線LAN教科書)》，IMPRESSR&D，2008年3月27日，pp.156-157

非专利文献4：菊间信良，《利用阵列天线的适应信号处理(アレ一アンテナにょる適応信号処理)》，科学技术出版，1998年，pp.17-21

发明内容

针对第1课题进行说明。

在接收装置中，在发送信号的峰均功率比(PAPR：Peak to averagepower ratio)对通信质量造成较大影响的情况下等，不能够设定多个频率信道数。或者，在使用滤波器分离OFDM的一部分的情况下，接收信号的频带所含有的OFDM的频率信道数，也会由于滤波器影响而变少。

在这种情况下，尽管不使用保护间隔，也能在接收侧对于各频率信道，通过进行均衡处理而解码。但是，由于副载波数变少，所以如IEEE 802.11a那样，具有以直流成分为中心的频率信道，且该频率信道受噪声、信号间干扰的影响，所以不用于数据信号的传输，从而通信速度中的损耗变大。

例如，如图2所示，假定接收将发送符号率为5Gbaud(千兆波特)的信号在2个频带复用的2载波OFDM信号的情况。邻接的频率信道的间隔I为5GHz(千兆赫兹)。考虑对该接收信号适用离散傅立叶变换。离散傅立叶变换是将时域信号变换为频域信号的变换，但是，如果进行4点(中心频率：±2.5GHz，±5GHz)离散傅立叶变换，则刚好能够取得与2个频率信道对应的信号域，但在该情况下，需要在20GHz动作的ADC，从而成为限制通信速度的因素，并且接收装置的成本变高。在图2中，标号C1表示信号信道1的中心频率，标号C2表示信号信道2的中心频率。标号P表示现有的傅立叶变换的4个频率信道对应的频带。

如以上所示那样，在接收少数频率信道的情况下，若使用成为高速傅立叶变换的条件的2的幂乘的傅立叶变换，将接收信号变换为频域信号，则不能够发挥本来用2倍以下的过采样(over sample)能动作的OFDM***的优点，从而产生需要动作时钟快的ADC的问题。

针对第2课题进行说明。

生成发送信号的发送装置以及将发送的信号作为接收信号进行接收的接收装置，分别连接于不同的基准信号发生装置。各个基准信号发生装置的频率，通常存在着频率偏差。因此，在接收装置从与发送装置的频率同步发送的接收信号，用滤波器切出特定频域的情况下、或进行傅立叶变换的情况下，需要精度较好地补偿与接收信号的频率偏差。在接收装置中，如果其频率有偏差，则邻接频率信道的信号渗入，所以信号质量变差。特别是在进行同步检波的光通信中，用于发送的激光和用于接收的激光之间产生的频率偏差较大，容易产生这样的问题。

取正交频分复用方式为例，在图13示出现有的接收装置190(例如，参照非专利文献3)。该接收装置190具有：数字信号取得电路1901、傅立叶变换电路1902以及解码电路1903。接收信号在数字信号取得电路1901中被转换为数字信号，在傅立叶变换电路1902中被傅立叶变换，在解码电路1903被解码。然而，在傅立叶变换电路1902中，如果频率偏差未被完全补偿，则干扰功率残留，使信号变差。参照图14A及图14B，说明该频率偏差带来的影响。图14A及图14B是取得频率信道A和B的2个信号信道的例子。频率信道A和B的中心频率分别用fa和fb表示。图14A是频率偏差未残留的情况。如果在该情况下进行傅立叶变换，则能取得各信号的中心部的功率，此时相邻的频率信道的信号在不同频率信道的信号的中心变为0，所以不产生信号间干扰。然而，如图14B那样，在接收信号的频率信道A’和B’的频率相对于中心频率fa和fb，频率位移到fa’和fb’的状态下，在傅立叶变换电路1902中，会残留频率偏差Δf。由于该信号间干扰，产生通信质量变差的问题。

如以上那样，在接收在频域复用信号的信号的接收装置中，为进行离散傅立叶变换，需要进行高精度的频率偏差补偿。然而，要在发送装置侧进行的逆傅立叶变换之前进行这样的频率偏差补偿时，产生已知信号的***或引入复杂的频率推定算法等，对于通信***的负荷变大这一问题。

本发明鉴于这样的情况构思而成。

本发明的实施方式的第1目的在于，提供能够用比接收信号的频带的2倍频率低的频率进行抽样的频域复用信号接收方法和频域复用信号接收装置。

本发明的实施方式的第2目的在于，提供不独立进行傅立叶变换而进行解码的频域复用信号接收方法及频域复用信号接收装置。

为解决上述课题，依据本发明的第B1实施方式的对频域复用的接收信号进行解码的频域复用信号接收方法，其中具有：数字信号取得步骤，从频域复用的接收信号取得数字信号；偏移离散傅立叶变换(offset discrete Fourier transformation)步骤，基于所述取得的数字信号，进行奇数离散点数的偏移离散傅立叶变换；以及解码步骤，对作为用所述偏移离散傅立叶变换取得的频域的频域数字信号的、一个以上频率信道的所述频域数字信号进行解码。

在上述实施方式中，也可还具备频率偏差补偿步骤，对于所述取得的数字信号的频率进行频率偏差的补偿，且所述偏移离散傅立叶变换步骤，也可对于频率变换到补偿了所述频率偏差的频率的数字信号，进行奇数离散点数的偏移离散傅立叶变换。

依据上述实施方式的频域复用信号接收方法，也可还具备频率偏差推定步骤，从利用所述偏移离散傅立叶变换步骤变换到频域的数字信号，推定各频率信道的残留频率偏差或全频率信道共同的频率偏差，且更新表示所述频率偏差的频率偏差信息，所述频率偏差补偿步骤也可基于所述频率偏差信息，对于所述取得的数字信号的频率，进行所述频率偏差的补偿。

在上述实施方式中，所述偏移离散傅立叶变换步骤也可对于所述数字信号，通过卷积运算进行奇数离散点数的偏移离散傅立叶变换，仅运算并输出与所述数字信号对应的频率信道。

在上述实施方式中，所述偏移离散傅立叶变换步骤也可将所述偏移离散傅立叶变换的离散点数设为3，取得其中2个频率信道。

在上述实施方式中，所述偏移离散傅立叶变换步骤也可在所述各频率信道进行独立的频率偏差的补偿。

依据本发明的第B2实施方式的对频域复用的接收信号进行解码的频域复用信号接收装置，具有：数字信号取得部，从频域复用的接收信号取得数字信号；偏移离散傅立叶变换部，基于所述取得的数字信号，进行奇数离散点数的偏移离散傅立叶变换；以及解码部，对作为用所述偏移离散傅立叶变换取得的频域的频域数字信号的、一个以上频率信道的所述频域数字信号进行解码。

依据上述实施方式的频域复用信号接收装置，也可还具备频率偏差补偿部，对于所述取得的数字信号的频率进行频率偏差的补偿；所述偏移离散傅立叶变换部，也可对于频率变换到补偿了所述频率偏差的频率的数字信号，进行奇数离散点数的偏移离散傅立叶变换。

在上述实施方式中，也可还具备频率偏差推定部，从所述取得的数字信号，推定所述偏移离散傅立叶变换部中的残留频率偏差，且更新表示所述频率偏差的频率偏差信息；所述频率偏差补偿部也可基于所述频率偏差信息，对于所述取得的数字信号的频率，进行所述频率偏差的补偿。

依据本发明的第A1实施方式的对频域复用的接收信号进行解码的频域复用信号接收方法，具有：数字信号取得步骤，从频域复用的接收信号取得数字信号；分支步骤，对于所述取得的数字信号，按进行所述解码的频率信道数分支；初始系数存储步骤，对于所述分支的各信号序列，将相关较低的不同系数作为初始权重进行存储；均衡步骤，对于所述分支的各信号序列，用不同系数进行均衡；以及解码步骤，对于所述均衡的各信号序列进行解码。

依据本发明的第A2实施方式的对频域复用的接收信号进行解码的频域复用信号接收方法，具有：数字信号取得步骤，从频域复用的接收信号取得数字信号；分支步骤，对于所述取得的数字信号，按进行所述解码的频率信道数分支；初始系数存储步骤，对于所述分支的各信号序列，将与对应于各频率信道的离散傅立叶变换的系数具有高度相关的系数，或包含其至少一部分的系数作为初始权重进行存储；均衡步骤，将在所述初始系数存储步骤存储的系数作为初始权重进行均衡；以及解码步骤，对于所述均衡的各信号序列进行解码。

在上述实施方式中，所述分支步骤在分支所述数字信号时，也可在以所述各频率信道的中心频率变为特定的频率成分附近的方式进行频率变换后进行分支；所述初始系数存储步骤，也可将在离散傅立叶变换中与对应于所述特定的频率成分的离散傅立叶变换的系数具有高度相关的系数，或含有其至少一部分的系数作为所述初始权重进行存储。

在上述实施方式中，在所述均衡步骤中，也可以使所述均衡的各信号序列不收敛于表示相同信号的信号序列的方式，调整均衡系数。

依据本发明的第A3实施方式的对频域复用的接收信号进行解码的频域复用信号接收方法，具有：数字信号取得步骤，对于不同极化波成分，取得2个频域复用的接收信号，分别从其取得数字信号；分支步骤，对于所述取得的2个数字信号，分别按进行所述解码的频率信道数分支；初始系数存储步骤，在所述分支的各信号序列之中，对于与第k号频率信道对应的2个信号序列，使用n点离散傅立叶变换的系数a_k，0，a_k，1，...，a_k，n-1，作为2个极化波成分的信号序列的初始权重，为进行与一个极化波对应的信号的解码，将[0，...，0，b_xxa_k，0，b_xxa_k，1，...，b_xxa_k，n-1，0，...0]和[0，...，0，b_yxa_k，0，b_yxa_k，1，...，b_yxa_k，n-1，0，...0]，为进行与不同极化波对应的信号的解码，将[0，...，0，b_xya_k，0，b_xya_k，1，...，b_xya_k，n-1，0，...0]和[0，...，0，b_yya_k，0，b_yya_k，1，...，b_yya_k，n-1，0，...0]，分别以满足b_xxb_xy+b_yxb_yy＝0的方式存储；均衡步骤，对于与2个极化波成分相对的接收信号，将在所述初始系数存储步骤中存储的系数用作所述初始权重，从而进行均衡；以及解码步骤，对于所述均衡的各信号序列进行解码。

依据本发明的第A4实施方式的对频域复用的接收信号进行解码的频域信号接收装置，具有：数字信号取得部，从频域复用的接收信号取得数字信号；分支部，对于所述取得的数字信号，按在接收所述接收信号的接收波段内进行解码的频率信道数分支；初始系数存储部，存储用于所述各频率信道的信号的均衡的初始权重；均衡部，对于所述分支的各信号序列，用从所述初始系数存储部输入的系数进行均衡；以及解码部，对于所述均衡的各信号序列进行解码。

依据本发明的第A5实施方式的对频域复用的光信号进行解码的频域信号接收装置，具有：光电转换部，将所述光信号转换为电信号；数字信号取得部，从所述电信号取得数字信号；分支部，对于所述取得的数字信号，按进行所述解码的频率信道数分支；初始系数存储部，存储用于所述各频率信道的信号的均衡的初始权重；均衡部，对于所述分支的各信号序列，用从所述初始系数存储部输入的系数进行均衡；以及解码部，对于所述均衡的各信号序列进行解码。

依据本发明的实施方式，数字信号取得步骤，从频域复用的接收信号取得数字信号。偏移离散傅立叶变换步骤，基于取得的数字信号，进行奇数离散点数的偏移离散傅立叶变换。解码步骤，对作为用偏移离散傅立叶变换取得的频域的频域数字信号的、一个以上频率信道的该频域数字信号进行解码。

由此，在接收少数频率信道的情况下，即使使用傅立叶变换将接收信号转换为频域信号，也能适当选择与发送的信号对应的频率信道。另外，能够降低用于使用傅立叶变换取得信号位置的ADC的采样频率。

依据本发明的其他实施方式，数字信号取得步骤，从频域复用的接收信号取得数字信号。分支步骤，对于取得的数字信号，按进行解码的频率信道数分支。初始系数存储步骤，对于分支的各信号序列，将相关较低的不同系数作为初始权重进行存储。均衡步骤，对于分支的各信号序列，用不同系数进行均衡。解码步骤，对于均衡的各信号序列进行解码。

由此，不进行离散傅立叶变换，而能够对以正交频分复用方式发送的信号进行解码。

依据本发明的再其他的实施方式，数字信号取得步骤，从频域复用的接收信号取得数字信号。分支步骤，对于取得的数字信号，按进行解码的频率信道数分支。初始系数存储步骤，对于分支的各信号序列，将与对应于各频率信道的离散傅立叶变换的系数具有高度相关的系数，或含有其至少一部分的系数作为初始权重进行存储。均衡步骤，将在初始系数存储步骤中存储的系数作为初始权重进行均衡。解码步骤，对于均衡的各信号序列进行解码。

由此，通过对频域复用的接收信号，不进行离散傅立叶变换而均衡，能省略解码的频率信道的独立的离散傅立叶变换部，从而简化接收装置结构。

附图说明

图1是示出本发明的第B1实施方式的接收装置的结构的结构图。

图2是示出第B1实施方式的用信号的中心频率的基准信号进行同步检波时的信号强度分布的示意图。

图3是示出第B1实施方式的处理顺序的流程图。

图4是示出第B2实施方式的接收装置的结构的结构图。

图5是示出第B2实施方式的处理顺序的流程图。

图6是示出第B3实施方式的接收装置的结构的结构图。

图7是示出第B3实施方式的处理顺序的流程图。

图8A是示出本实施方式的频率信道的配置和偏移离散傅立叶变换的点数的图。

图8B是示出本实施方式的频率信道的配置和偏移离散傅立叶变换的点数的图。

图8C是示出本实施方式的频率信道的配置和偏移离散傅立叶变换的点数的图。

图9是示出复用本实施方式的极化波而发送的信号的接收结果的图。

图10是示出本发明的第A1实施方式的接收装置的结构的结构图。

图11是示出第A2实施方式的接收装置的结构的结构图。

图12是示出第A2实施方式的复用极化波而发送的信号的接收结果的图。

图13是示出现有方式的接收装置的结构的结构图。

图14A是示出产生接收信号的频率偏差的状态的图。

图14B是示出产生接收信号的频率偏差的状态的图。

附图标记说明

110接收装置；1101数字信号取得电路；1102分支电路；1103均衡电路；1104解码电路；1105初始系数存储电路；210接收装置；2101数字信号取得电路；2102奇数偏移离散傅立叶变换电路；2103解码电路。

具体实施方式

以下，参照附图说明本发明的实施方式。

(第B1实施方式)

图1是示出本发明的B1实施方式的接收装置的结构的结构图。

该图所示的接收装置210具备：数字信号取得电路2101、奇数偏移离散傅立叶变换电路2102以及解码电路2103。

数字信号取得电路2101将接收的信号(模拟信号)转换为数字信号。

奇数偏移离散傅立叶变换电路2102，对按照接收的模拟信号转换的数字信号，进行后述的偏移离散傅立叶变换，输出与接收的信号对应的频率信道。解码电路2103，从由奇数偏移离散傅立叶变换电路2102变换的各频率信道的接收信号，进行发送的信号的解码。

接着，针对偏移离散傅立叶变换，示出以下具体的动作。

对于n个复数数列X₀，...，X_n-1进行离散傅立叶变换时，能得到n个复数数列Y₀，...，Y_n-1。在式(B1)示出第k号频率信道的信号Y_k。

式(B1)

$Y_k=\underset{i=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_i\exp (-\frac{2\mathrm{\πki}}{n}j)...\left(B1\right)$

在式(B1)中，j表示虚数单位。如该式(B1)那样变换时，接收的信号毫无疑问能够变换为频域的信号，但是，在变换为少数频率信道的情况下，频率信道之中的1个会对应于直流成分，所以因干扰功率而频率信道之中的1个不能使用，产生处理量低下的问题。

参照附图示出少数频率信道的频率配置的例子。

图2是示出用信号的中心频率的基准信号进行同步检波时的信号的强度分布的示意图。在图2中，标号Q表示本实施方式中的3个频率信道所对应的频带。

例如，假定接收与由5Gbaud(千兆波特)的信号构成的2个频带对应的2载波OFDM信号的情况。邻接的频率信道的间隔I为5GHz(千兆赫兹)。

依据本实施方式，数字信号取得电路2101(图1)，能够利用采样频率为15GS/s(千兆样本/秒)的模数转换器(ADC)进行转换，且利用奇数偏移离散傅立叶变换电路2102和解码电路2103进行解码。

图2表示基带中的信号的频谱，所以定义了直流成分(频率0)以下的负频率。在ADC为15GHz的情况下，-7.5GHz～0GHz与7.5GHz～15GHz等效。

在本实施方式中，进行偏移离散傅立叶变换。进行偏移离散傅立叶变换时，能够从式(B2)所示的运算式得到n个复数数列Z₀，...，Z_n-1。

式(B2)

$Z_k=\underset{i=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_i\exp (-\frac{\mathrm{\πi}(2k+1)}{n}j)...\left(B2\right)$

在式(B2)中，j是虚数单位，n是奇数。通过使用式(B2)所示的运算式进行变换，能使ADC的采样时钟的频率下降。在n＝3的情况下，如图2所示那样，3个频率信道之中的一个，对应于高频和低频的2个频带，因而信号混杂，但是通过不使用或不算出该频率信道信息，能够得到2个频率信道的频域信息。

以下，将用离散傅立叶变换取得的整体的频率信道数(n)，称为离散傅立叶变换的“点(point)数”。

一般地，用OFDM在频域复用的频率信道数为偶数(参照非专利文献2)，按每1或偶数个频率信道进行处理，较容易进行数据的信号处理。因此，为了用低的采样率的ADC取得偶数频率信道的信号，将离散傅立叶变换的点数设为奇数是有效的。在该情况下，奇数偏移离散傅立叶变换电路2102，将中央的偶数个频率信道的结果，输出到解码电路2103。

在离散傅立叶变换的点数大于3的情况下，也产生如图2所示的3个频率之中的1个遍布多个频率的现象。就是说，在式(B2)中与该频带对应的频域信号Z_(n-1)/2不能够表达特定频率，所以虽然本来作为向频域的转换并不完全，但是，通过丢弃这样的不完全的频率信道的信息，奇数偏移离散傅立叶变换电路2102能取得在特定的频域存在的信号。

奇数偏移离散傅立叶变换电路2102中的偏移离散傅立叶变换，也可按每块进行，也可以卷积运算方式进行。

在按每块进行的情况下，对于接收序列X_k，(X_d，...，X_d+(n-1))，(X_{d +G}，...，X_d+(G+n-1))，(X_d+2G，...，X_d+(2G+n-1))...按每G个符号进行偏移离散傅立叶变换。这里d是信号的最先位置。在进行卷积运算的情况下，能够将在式(B2)中与Xi相乘的系数，与接收信号进行卷积运算。另外，以G＝1进行块运算也同样。

使用附图示出本实施方式的处理顺序。

图3是示出本实施方式中的处理顺序的流程图。

接收装置210接收到接收信号时，数字信号取得电路2101按照接收的接收信号转换为数字信号(步骤S11)。奇数偏移离散傅立叶变换电路2102，进行奇数点数的偏移离散傅立叶变换(步骤S12)。

解码电路2103对与取得的信号对应的各频率信道的信号进行解码(步骤S13)。

在依照以上的处理顺序的接收方法中，即使在使用采样时钟频率比频带的2倍频率低的ADC的情况下，也能解码期望的接收信号。在上述步骤中，奇数偏移离散傅立叶变换电路2102还能够按照表示转换的数字信号的频率偏差表示的频率偏差信息来补偿频率偏差。另外，解码电路2103能够将推定的频率偏差信号，反馈给频率偏差补偿电路2102。

(第B2实施方式)

图4是示出本发明的第B2实施方式的接收装置的结构的结构图。

如该图所示的接收装置220具备：数字信号取得电路2201、奇数偏移离散傅立叶变换电路2202、解码电路2203以及频率偏差补偿电路2204。

数字信号取得电路2201将接收的信号(模拟信号)转换为数字信号。

频率偏差补偿电路2204使用与***在发送信号的检验信号对应的接收信号、发送的信号的调制方式的特征、从其他接收电路块输入的频率偏差信息中的任一个，补偿在接收信号产生的频率偏差。在接收信号产生的频率偏差，表示生成发送信号的频率与接收装置220作为基准的频率的频率偏差。

奇数偏移离散傅立叶变换电路2202，按照接收的模拟信号进行变换，频率偏差补偿电路2204对补偿了频率偏差的数字信号，进行后述的偏移离散傅立叶变换，输出与接收的信号对应的频率信道。

解码电路2203，从由奇数偏移离散傅立叶变换电路2202变换的各频率信道的接收信号，进行发送的信号的解码。

解码电路2203使用的频率偏差的推定方法，例如能够使用盲(blind)算法、在无线通信等提出的已知信号、或解码的信号(例如，参照非专利文献4)。在存在频率偏差Δf的情况下，频率偏差补偿电路2204，对于产生了频率偏差的接收信号，使用式(B3)算出补偿了频率偏差的频率偏差补偿接收信号X’_k。

式(B3)

${X^{\′}}_k=X_k\exp \left(\frac{-2\mathrm{\πk\Δf}}{F_s}j\right)...\left(B3\right)$

以下，对于频率偏差补偿接收信号X’_k，奇数偏移离散傅立叶变换电路2202，通过进行偏移离散傅立叶变换，不仅补偿了频率偏差导致的正交性的破坏，还能够分离适当的频率位置的发送信号。

在频率偏差补偿电路2204中，也能够提前进行式(B4)所示的频率变换。

式(B4)

${X^{\′}}_k=X_k\exp (-\frac{2\mathrm{\πk}(\frac{F_s}{2n}+\mathrm{\Δf})}{F_s}j)...\left(B4\right)$

式(B4)所示的频率变换，仅对偏移频率信道占有频带的一半的频率宽度的频率进行变换。不仅在频率偏差补偿电路2204，进行式(B4)所示的频率变换；而且还能够在奇数偏移离散傅立叶变换电路2202中，进行傅立叶变换。这样，在频率偏差补偿电路2204和奇数离散傅立叶变换电路2202，能够实现偏移离散傅立叶变换。

也可将在解码电路2203推定的频率偏差信号作为Δf进行反馈。

使用附图示出本实施方式的处理顺序。

图5是示出本实施方式中的处理顺序的流程图。

接收装置220接收到接收信号时，数字信号取得电路2201按照接收的接收信号转换为数字信号(步骤S21)。频率偏差补偿电路2204，按照表示转换的数字信号的频率偏差的频率偏差信息补偿频率偏差(步骤S22)。奇数偏移离散傅立叶变换电路2202，进行奇数点数的偏移离散傅立叶变换(步骤S23)。

解码电路2203，对与取得的信号对应的各频率信道的信号进行解码。另外，解码电路2203，将推定的频率偏差信号，反馈到频率偏差补偿电路2204(步骤S24)。

在步骤S24记录的频率偏差信息，通过反复进行运算处理而导出，且用作频率偏差补偿电路2204中的参照信息。

在依照以上处理顺序的接收方法中，在使用采样时钟频率比频带的2倍频率低的ADC的情况下，也能解码期望的接收信号。

(第B3实施方式)

图6是示出本发明的第B3实施方式的接收装置的结构的结构图。

如该图所示的接收装置230具备：数字信号取得电路2301、奇数偏移离散傅立叶变换电路2302、解码电路2303以及频率偏差推定电路2304。

数字信号取得电路2301，将接收的信号(模拟信号)转换为数字信号。频率偏差推定电路2304，使用与***到发送信号的检验信号对应的接收信号、发送的信号的调制方式的特征、从其他接收电路块输入的频率偏差信息中的任一个，补偿在接收信号产生的频率偏差。在接收信号产生的频率偏差，表示生成发送信号的频率和接收装置230作为基准的频率的频率偏差。

奇数偏移离散傅立叶变换电路2302，按照接收的模拟信号进行变换，进行考虑了频率偏差的奇数偏移离散傅立叶变换，输出与接收的信号对应的频率信道。

频率偏差推定电路2304，使用从奇数偏移离散傅立叶变换电路2302输出的频率信道的数字信号，推定残留的频率偏差信息，且输出到偏移傅立叶变换电路2302。另外，频率偏差推定电路2304，将数字信号向解码电路2303输出。

在频率偏差推定电路2304输出的数字信号中，解码电路2303从利用奇数偏移离散傅立叶变换电路2302变换的各频率信道的接收信号，进行发送的信号的解码。

在式(B5)示出考虑到频率偏差的奇数偏移离散傅立叶变换中的运算处理。

式(B5)

$Z_k=\underset{i=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_i\exp \left(\mathrm{\πi}(\frac{(2k+1)}{n}-\frac{2\mathrm{\Δf}}{F_s})j\right)...\left(B5\right)$

输出的第k号频率信道的信号，输出到频率偏差推定电路2304，从而推定出频率偏差。频率偏差的补偿方法，例如能够使用盲算法、在无线通信等提出的使用已知信号的频率偏差补偿方法等进行推定(例如，参照非专利文献4)。这里推定的频率偏差Δf₀是在偏移离散傅立叶变换电路2302残留的频率偏差，所以在偏移离散傅立叶变换电路2302中，以(Δf+Δf₀)更新频率偏差信息，能够防止频率偏差导致的干扰功率的增加。

或者，这样通过使奇数偏移离散傅立叶变换电路具有补偿频率偏差的功能，使得各频率信道中的残留频率偏差能够个别地补偿。由此，频率偏差推定电路2304，对于各频率信道推定频率偏差，且分别将频率偏差信息输出到奇数偏移离散傅立叶变换电路2302，能够在各频率信道补偿频率偏差。另外，解码电路2303能够推定各频率信道的频率偏差，且输出到奇数偏移离散傅立叶变换电路2302。在该情况下，式(B5)中的Δf在各频率信道不同，Δf_k能够用作第k号频率信道的频率偏差。

使用附图示出本实施方式的处理顺序。

图7是示出本实施方式中的处理顺序的流程图。

接收装置230接收到接收信号时，数字信号取得电路2301按照接收的接收信号转换为数字信号(步骤S31)。奇数偏移离散傅立叶变换电路2302，按照表示转换的数字信号的频率偏差的频率偏差信息补偿频率偏差，进行奇数点数的偏移离散傅立叶变换(步骤S32)。

频率偏差推定电路2304，使用从奇数偏移离散傅立叶变换电路2302输出的频率信道的数字信号，推定残留的频率偏差信息，且输出到偏移傅立叶变换电路2302。奇数偏移离散傅立叶变换电路2302，将推定的频率偏差信息记录到内部存储部(步骤S33)。

频率偏差推定电路2304，向解码电路2303输出数字信号。

解码电路2303，对与取得的信号对应的各频率信道的信号进行解码(步骤S34)。

在步骤S34记录的频率偏差信息，利用由频率偏差推定电路2304反复进行的运算处理而导出，并更新。

在依照以上的处理顺序的接收方法中，在使用采样时钟频率较低的ADC的情况下，也能解码期望的接收信号。

参照附图示出偏移离散傅立叶变换为有效的频率信道数，和偏移离散傅立叶变换的点数的关系。

图8A～8C是示出频率信道的配置和偏移离散傅立叶变换的点数的图。图8A示出偏移离散傅立叶变换电路2302如图2所示那样对2个频率信道进行3点的偏移离散傅立叶变换时的例子。

特别是如图2所示那样，在将2个频率信道进行3点的偏移离散傅立叶变换的情况下，能够用1.5倍的过采样解码信号，所以与需要2倍的过采样的情况相比，能够将ADC的时钟设定得低25％，能够特别有效地活用偏移离散傅立叶变换。

在其他的进行能够将信号位置对准到中心的奇数偏移离散傅立叶变换的情况下，偏移离散傅立叶变换特别能发挥效果。

在图8B中示出接收4个频率信道，且进行7点的偏移离散傅立叶变换的情况。用于转换该情况的接收信号的ADC的采样频率为1个频率信道的带宽的1.75倍，能够将ADC时钟设定得低12.5％。

在图8C中示出接收相同的4个频率信道，且进行5点的偏移离散傅立叶变换的情况。此时用于接收信号的转换的ADC的采样频率为1个频率信道的带宽的1.25倍。在该情况下，虽能将ADC的时钟设定得低37.5％，但由于过采样较低，存在着产生特性变差的可能性。

另外，在进行7点的偏移离散傅立叶变换的情况下，能够接收6个频率信道，进而，能够进行7点、9点、11点的偏移离散傅立叶变换。

在式(B2)中的偏移离散傅立叶变换中，k能够取为0到(n-1)，但是，其中仅进行信号输入的M个的运算，而不进行不与信号域对应的Z_k个的运算，从而能够减轻运算负荷。例如，进行n＝3的偏移离散傅立叶变换，能够仅将Z₀及Z₂输出到解码电路，而不对Z₁进行运算。

依据以上所示的本发明的实施方式，将包含少数频率信道的接收信号，利用傅立叶变换进行频率变换时，通过使变换位置与傅立叶变换的位置错开，能够适当分离发送信号，能够将ADC的动作时钟设定得较低。

如上述记载那样，在这样的情况下，以在频率为“0”，即对直流成分不设置频率信道，直流成分为频率信道的边界的方式进行设定，则能够降低与直流成分对应的噪声、干扰导致的信号质量的变差。

参照附图示出使用本发明的一实施方式的情况下的效果。

图9是示出复用极化波而发送的信号的接收结果的图。

该图的纵轴表示Q因子(factor)(dB(分贝))，横轴表示光信号对噪声比(OSNR)(dB)。

该图所示的接收结果，是对使用复用极化波而发送的111Gb/s(千兆比特/秒)的QPSK(Quadrature Phase Shift Keying，正交相移键控)-2载波OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)信号的通信中的接收信号进行测定的结果。

以使用仿真电路连接发送装置和接收装置的背靠背(Back toback)的结构进行该测定。发送装置中，111Gb/s的信号将13.5Gbaud的QPSK信号在频率方向2路复用，进而发送用极化波2路复用的信号。

在接收装置中，为接收2载波×13.5Gbaud的信号，一般需要用具有55.5GS/s(千兆样本/秒)的ADC的接收装置进行接收，抽出对应的频率信道，并进行解码。相对于此，若使用本实施方式的接收装置，则能用41.6GS/s的ADC进行解码。

在图7中，作为4点偏移离散傅立叶变换的结果，示出了将用50GS/s接收的信号以55.5GS/s再采样并解码的结果(图表2Sb)，与此相对作为依据本实施方式的结果，示出在对46.1GS/s的接收信号使用3点偏移离散傅立叶变换的情况下的Q因子对于OSNR算出的结果(图表2Sa)。如图所示那样，在本实施方式(图表2Sa)中，尽管ADC的采样时钟的频率大幅降低，但能够确认得到与使用55.5GS/s的数据的4点偏移离散傅立叶变换的结果(图表2Sb)大致相等的特性。

本实施方式的数字信号取得步骤，从频域复用的接收信号取得数字信号。偏移离散傅立叶变换步骤，基于取得的数字信号，进行奇数离散点数的偏移离散傅立叶变换。解码步骤，对作为用偏移离散傅立叶变换取得的频域的频域数字信号的、一个以上频率信道的该频域数字信号进行解码。

由此，奇数偏移离散傅立叶变换电路2102，在接收少数频率信道的情况下，利用傅立叶变换将接收信号变换为频域的信号，也能够适当地选择与发送信号对应的频率信道。另外，数字信号取得电路2101，能够使得用于利用傅立叶变换取得信号位置的ADC的采样频率降低。

另外，由此，通过将频率信道的边界部定为特定的频率即频率“0”，且利用偏移离散傅立叶变换，能够避免将直流成分的干扰功率、噪声作为频率信道的信号而检测。

本实施方式的频率偏差补偿步骤，对于取得的数字信号的频率，进行频率偏差的补偿。偏移离散傅立叶变换步骤，对于频率变换到补偿了频率偏差的频率的数字信号，进行奇数离散点数的偏移离散傅立叶变换。

由此，奇数偏移离散傅立叶变换电路2102，能够对补偿了频率偏差的数字信号进行偏移离散傅立叶变换，所以能够提高偏移离散傅立叶变换的精度。

本实施方式的频率偏差推定步骤，从利用偏移离散傅立叶变换步骤变换到频域的数字信号，推定各频率信道的残留频率偏差、或全频率信道共同的频率偏差，且更新表示该频率偏差的频率偏差信息。频率偏差补偿步骤，基于频率偏差信息，对于取得的数字信号的频率，进行频率偏差的补偿。

由此，频率偏差推定电路2304，能够基于运算结果推定频率偏差，且对基于推定的频率偏差信息补偿的数字信号进行偏移离散傅立叶变换，所以能够进一步提高偏移离散傅立叶变换的精度。

本实施方式的偏移离散傅立叶变换步骤，利用卷积运算，对于数字信号进行奇数离散点数的偏移离散傅立叶变换，仅对与该数字信号对应的频率信道进行运算并输出。

由此，奇数偏移离散傅立叶变换电路2102，利用卷积运算，对与发送的信号对应的频率信道的信息进行变换，从而能够不受直流成分等的影响而分离需要的信息。

本实施方式的偏移离散傅立叶变换步骤，将偏移离散傅立叶变换的离散点数设为3，且取得其中2个频率信道。

由此，奇数偏移离散傅立叶变换电路2102，能够在1个频率信道汇集直流成分等不需要的信息，能够提高取得的2个频率信道的信息质量。另外，利用频带的2倍频率以下的采样时钟频率，ADC能够转换为数字信号。

偏移离散傅立叶变换步骤，在各频率信道进行独立的频率偏差的补偿。

由此，通过补偿在各频率信道独立检测的频率偏差，能够用适于各个频率信道的频率变换需要的信息。

(第A1实施方式)

图10是示出本发明的A1实施方式的接收装置的结构的结构图。

如该图所示的接收装置110具备数字信号取得电路1101、分支电路1102、均衡电路1103、解码电路1104以及初始系数存储电路1105。

数字信号取得电路1101，将接收的模拟信号转换为数字信号。

分支电路1102按数字信号取得电路1101接收的接收信号所含有的频率信道中、进行解码的频率信道的信道数(L序列)，复制并分支由数字信号取得电路1101转换的数字信号。

均衡电路1103对分支电路1102分支的L序列的接收信号分别进行均衡。在均衡电路1103中的运算处理，通过利用对于期望信号的预备知识，能够使用最小2乘误差法(MMSE)、最大SNR法(MSN)、受限输出功率最小化法(CMP)、定包络线信号用算法(CMA)等均衡算法进行(参照非专利文献4)。

对于第k号频率信道的信号的均衡，能够利用均衡权重w_k，i，并用以下式(A1)表示。

式(A1)

$S_{k,i}=\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{k,n+1}{X}_{i+n-M}...\left(A1\right)$

在式(A1)中，S_k，i是与第k号频率的第i号离散时间对应的推定的发送信号。M是均衡权重的抽头(tap)数。X_i+n-M是接收定时(i+n-M)的接收信号。w_k，i是第k号副载波的均衡算法的均衡系数。在发送中进行了极化波复用的情况下，对于2个正交的极化波的信号S_X，k，i和S_Y，k，i分别能够用以下式(A2)得到。

式(A2)

$S_{X,k,i}=\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{\mathrm{XX},k,n+1}{X}_{X,i+n-M}+\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{\mathrm{YX},k,n+1}{X}_{Y,i+n-M}...\left(A2\right)$

$S_{Y,k,i}=\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{\mathrm{XY},k,n+1}{X}_{X,i+n-M}+\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{w}_{\mathrm{YY},k,n+1}{X}_{Y,i+n-M}$

在式(A2)中，X_X，i+n-M和X_Y，i+n-M分别为与接收定时(i+n-M)的X极化波和Y极化波对应的接收信号。w_XX，k，i是为取得用第k号副载波的X极化波发送的信号，用于X极化波的接收信号的均衡算法的均衡系数。w_YX，k，i是为取得用第k号副载波的X极化波发送的信号，用于Y极化波的接收信号的均衡算法的均衡系数。同样w_YY，k，i和w_XY，k，i是为取得用第k号副载波的Y极化波发送的信号，用于X极化波的接收信号的均衡算法的均衡系数以及用于Y极化波的接收信号的均衡算法的均衡系数。

这里，初始系数存储电路1105，为了对于各个信号序列用不同权重进行均衡，而将相关较低的系数作为初始权重进行存储。通过这样设定，均衡电路能够从分支的各个信号序列对与不同的频带对应的信号进行均衡。

作为初始权重，能够选择用于在离散傅立叶变换抽出对应的频率信道的系数。离散傅立叶变换，用以下的式子赋予。对于n个复数数列X₀，...，X_n-1进行离散傅立叶变换时，第k号频率信道的信号Y_k，在式(A3)示出。

式(A3)

$Y_k=\underset{i=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{k,i}{X}_i,a_{k,i}=\exp (-\frac{2\mathrm{\π}(k+d)i}{n}j)...\left(A3\right)$

在这里，0≤k≤n-1。在式(A3)中，d与从k＝0的频率信道的直流成分的位移宽度对应，在直流成分与第0号频率信道对应的情况下，d＝0。在利用图14A及图14B所示那样的2个频率信道的情况下，在直流成分到达2个频率信道的中心那样的情况下，d为0.5或-0.5。a_k，i是离散傅立叶变换中的均衡系数，能够将该值作为均衡算法的初始值。另外，考虑装置的特性、传播路径的信息，也能使初始系数与离散傅立叶变换的系数施加运算，从而作为初始系数。用于第k号频率信道的抽头数为M的均衡权重w_k＝[w_k，1，w_k，2，...，w_k，M]^T的初始值，能够赋予为[0，0，...，0，a_k，0，a_k，1，...a_k，n-1，0，0，...0]^T。上标文字T是取转置的算子。这里前半的“0”和后半的“0”的个数的和为N_Z，且满足N_Z+n＝M的关系。或者，为减少初始权重的限制条件，能将a_k，0，a_k，1，...，a_k，n-1之中的任意的数与“0”置换。这样利用在初始系数存储电路1105存储的系数，均衡电路1103能够对各频率信道的信号进行均衡。在均衡电路1103中，收敛的权重能够以在k≠j的条件下w_k和w_j的相关变低的方式赋予限制条件。通过这样决定均衡权重，修正频率偏差，并且用均衡能信号分离。

在利用极化波复用，作为在发送中发送与X极化波和Y极化波不同的信号的情况下的初始权重，通过设定[0，0，...，0，a_k，0，a_k，1，...a_k，n-1，0，0，...0]^T和[0，0，...，0]^T作为w_XX，k＝[w_XX，k，1，w_XX，k，2，...，w_XX，k，M]^T和w_YX，k＝[w_YX，k，1，w_YX，k，2，...，w_YX，k，M]^T的初始值，并设定w_XY，k＝[w_XY，k，1，w_XY，k，2，...，w_XY，k，M]^T和w_YY，k＝[w_YY，k，1，w_YY，k，2，...，w_YY，k，M]^T为[0，0，...，0]^T和[0，0，...，0，a_k，0，a_k，1，...a_k，n-1，0，0，...0]^T，能够设为与相同频率信道对应的均衡权重，且设定为正交。或者，能够在极化波间赋予满足正交条件的关系。例如在使用2×2的沃尔什(Walsh)正交符号的情况下，通过设定[0，0，...，0，a_k，0，a_k，1，...a_k，n-1，0，0，...0]^T和[0，0，...，0，a_k，0，a_k，1，...a_k，n-1，0，0，...0]^T作为w_XX，k和w_YX，k的初始值，并设定[0，0，...，0，a_k，0，a_k，1，...a_k，n-1，0，0，...0]^T和[0，0，...，0，-a_k，0，-a_k，1，...-a_k，n-1，0，0，...0]^T作为w_XY，k和w_YY，k ^T，能够设为与相同频率信道对应的均衡权重，且设定为正交。

就是说，设为w_XX，k＝[0，0，...，0，b_xxa_k，0，b_xxa_k，1，...b_xxa_k，n-1，0，0，...0]^T、w_YX，k＝[0，0，...，0，b_yxa_k，0，b_yxa_k，1，...b_yxa_k，n-1，0，0，...0]^T、w_XY，k＝[0，0，...，0，b_xya_k，0，b_xya_k，1，...b_xya_k，n-1，0，0，...0]^T、w_YY，k＝[0，0，...，0，b_yya_k，0，b_yya_k，1，...b_yya_k，n-1，0，0，...0]^T时，能够以b_xxb_xy+b_yxb_yy为0或能接近0的较小值的方式，设定b_xx、b_yx、b_xy、b_yy。另外，也能够在各频率信道独立地设定b_xx、b_yx、b_xy、b_yy。

解码电路1104，对均衡电路1103均衡的信号，按照其编码方式/调制方式进行解码。但是，仅对频率信道数n，对于均衡器本来具有的信号的时间宽度的补偿性能变差。即，接收装置10，仅对频率信道数n傅立叶变换而消耗对于接收信号的时间宽度的均衡性能。由此，接收装置110不需要用于傅立叶变换的频率偏差推定和补偿。

或者，在分支电路1102中，能够对于各频率信道分别进行频率位移、输出。在该情况下，作为第k号频率信道的解码用而分支的第k号接收信号，在进行以下运算的基础上从分支电路102输出。式(A4)

${X^{\′}}_k=X_k\exp \left(\frac{-2\mathrm{\π}{F}_k}{F_s}j\right)...\left(A4\right)$

在式(A4)中，X’_k是从分支电路输出的信号。F_S是采样频率。F_k是接收装置中的第k号频率信道的中心频率。这里使用的第k号频率信道的中心频率不需要正确，能够使用预先存储的、或者粗推定各频率信道的中心位置的估计值。这样，对于频率被位移的信号，均衡电路能够对于中心频率信道设定均衡权重；作为均衡权重的初始值，能够使用[0，0，...，0，1，1，...，1，0，0，...，0]。这里，“1”的数量为n个，“0”的数量为N_Z个。另外，这里也为减少限制条件，也能将“1”之中的任意数量提前变换为“0”。在该情况下，均衡系数在各频率信道未必相关变低，所以在式(A3)中的a_k，i中，能够以与设为d＝0，k≠0的系数相关变低的方式赋予限制条件，或者以均衡的信号的相关较低的方式赋予限制条件。

(第A2实施方式)

参照附图针对本发明的第A2实施方式进行说明。

图11是示出本发明的第A2实施方式的接收装置的结构的结构图。

在该图所示的接收装置120，具备光电转换电路1200、数字信号取得电路1201、分支电路1202、均衡电路1203、解码电路1204以及初始系数存储电路1205。该接收装置120接收光信号。

首先，光电转换电路1200将接收的光信号转换为电信号。

数字信号取得电路1201，将光电转换电路1200转换的电信号，转换为数字信号。

分支电路1202按数字信号取得电路1201转换的接收信号所含有的频率信道中、进行解码的频率信道的信道数(L序列)，复制并分支由数字信号取得电路1201转换的数字信号。

初始系数存储电路1205，存储用式(A3)表示的离散傅立叶变换系数、或与离散傅立叶变换系数具有高度相关的系数、或使用其一部分表达的系数。

均衡电路1203，利用在初始系数存储电路1205存储的初始权重，进行分支电路1202分支的L序列的信号的均衡。在均衡电路1203中的运算处理，通过利用对于期望信号的预备知识，能够使用最小2乘误差法(MMSE)、最大SNR法(MSN)、受限输出功率最小化法(CMP)、定包络线信号用算法(CMA)等均衡算法。在均衡电路1203中的运算处理中，通过利用已知信号，或以在不同频率信道间相关较低的均衡系数的方式赋予限制条件，或以输出信号的相关较低的方式赋予限制条件，能够取出不同频率信道的信号。

解码电路1204，对均衡电路1203取出的特定频率信道的信号进行解码。在进行同步检波的光通信中，特别是由于在发送装置和接收装置的激光间的波长偏差较大，所以通过不需要用于傅立叶变换的频率偏差补偿功能，能够减小电路规模。

分支电路1202，与式(A4)同样，能够分别位移且输出分支后的信号的频率。

也可考虑光通信中的频率偏差的最大值比频率信道的带宽大，所以分支电路1202，从接收信号所含有的已知信号、频谱分布，针对频率偏差进行粗推定，且对于全序列使用式(A4)使频率位移，从而能够提高分支后的信号的传输质量。

参照附图示出本实施方式的效果。

图12是示出复用极化波而发送的信号的接收结果的图。该图的纵轴表示Q因子(factor)(dB)，横轴表示光信号对噪声比(OSNR)(dB)。

该图所示的接收结果是对使用复用极化波而发送的111Gb/s(千兆比特/秒)的QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)-2载波OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)信号的通信中的接收信号进行测定的结果。

使用光纤连接发送装置和接收装置的背靠背(Back to back)的结构进行该测定。在发送装置，111Gb/s的信号将13.5Gbaud(千兆波特)的QPSK信号在频率方向2路复用，且发送用极化波2路复用的信号。在接收装置中，通过用50GS/s(千兆样本/秒)对接收的信号进行离线(offline)处理，转换为55.5GS/s，利用本实施方式进行解码。在图表曲线1Sa示出本实施方式的结果。另外，图表1Sb比较并示出利用在进行现有的傅立叶变换后解码的方式的结果。在进行现有的傅立叶变换的方式中，为使傅立叶变换正确动作，在傅立叶变换前，使用常数模数算法(Constant modulus algorithm，CMA)进行频率偏差推定。图12可知在进行傅立叶变换的情况下(图表1Sb)以及在不进行傅立叶变换而进行均衡的情况下(图表1Sa)能得到分别相同特性。如图12所示那样，能够确认本实施方式，不受未进行傅立叶变换及在其前一级频率偏差推定的影响，能得到与在进行离散傅立叶变换后解码的结果相等的特性。

在本实施方式所示的方法中，频率偏差越大，其效果越大。另外，在本实施方式所示的接收装置中，通过设置为傅立叶变换而消耗的信道，虽有产生对于极化波模式分散的承受能力(耐力)的低下的情况，但是，通过增多用于均衡的抽头(tap)数，能够容易地回避其承受能力的低下。

在本实施方式的接收装置110中，解码在频域复用的接收信号时，数字信号取得电路1101，从频域复用的接收信号取得数字信号。分支电路1102，对于取得的数字信号，按进行解码的频率信道数分支。初始系数存储电路1105，对于分支的各信号序列，将相关较低的不同系数作为初始权重进行存储。均衡电路1103，对于分支的各信号序列，用不同系数进行均衡。解码电路1104，对于均衡的各信号序列进行解码。

由此，能够不进行离散傅立叶变换而解码用正交频分复用方式发送的信号。在解码电路1104中，能够不需要离散傅立叶变换的频率偏差的推定和补偿。

在本实施方式的接收装置110中，数字信号取得电路1101，从在频域复用的接收信号取得数字信号。分支电路1102，对于取得的数字信号，按进行解码的频率信道数分支。初始系数存储电路1105，对于分支的各信号序列，将与对应于各频率信道的离散傅立叶变换的系数具有高度相关的系数，或含有其至少一部分的系数作为初始权重进行存储。均衡电路1103，将在初始系数存储步骤中存储的系数作为初始权重进行均衡。解码电路1104，对于均衡的各信号序列进行解码。

由此，均衡电路1103通过将取得各频率信道的中心频率的离散傅立叶变换的系数作为初始值进行盲均衡，在均衡的频率信道不进行离散傅立叶变换，能够解码用正交频分复用方式发送的信号。

在本实施方式的接收装置110中，在分支电路1102中，在分支数字信号时，以各频率信道的中心频率变为直流成分的方式进行频率变换并进行分支；初始系数存储电路1105，将在离散傅立叶变换中与对应于所述特定的频率成分的离散傅立叶变换的系数具有高度相关的系数，或含有其至少一部分的系数作为初始权重进行存储。

由此，分支的信号的频率被变换，能够修正频率偏差，所以能够确保均衡处理、解码处理的接收质量，所以能够不进行离散傅立叶变换而解码用正交频分复用方式发送的信号。

在本实施方式的接收装置110中，以在均衡电路1103均衡的各信号序列不收敛于表示相同信号的信号序列的方式，调整均衡系数。

由此，防止均衡的信号成为相同信号，所以能够不进行离散傅立叶变换而解码用正交频分复用方式发送的信号。

关于接收装置120，也能够得到同样的效果。

产业上的可利用性

本发明能够适用于频域复用信号接收方法及频域复用信号接收装置。依据这些频域复用信号接收方法及频域复用信号接收装置，能够用比接收信号的频带的2倍频率低的频率进行抽样。

Claims (9)

1.一种频域复用信号接收方法，对频域复用的接收信号进行解码，具有：

数字信号取得步骤，从频域复用的接收信号取得数字信号；

偏移离散傅立叶变换步骤，基于所述取得的数字信号，进行奇数离散点数的偏移离散傅立叶变换；以及

解码步骤，对作为用所述偏移离散傅立叶变换取得的频域的频域数字信号的、一个以上并且比所述离散点数的一半大的数量的频率信道的所述频域数字信号进行解码。

2.如权利要求1所述的频域复用信号接收方法，其中，还具备频率偏差补偿步骤，对于所述取得的数字信号的频率进行频率偏差的补偿，

所述偏移离散傅立叶变换步骤，对于频率变换到补偿了所述频率偏差的频率的数字信号，进行奇数离散点数的偏移离散傅立叶变换。

3.如权利要求1或权利要求2所述的频域复用信号接收方法，其中，还具备频率偏差推定步骤，从利用所述偏移离散傅立叶变换步骤变换到频域的数字信号，推定各频率信道的残留频率偏差、或全频率信道共同的频率偏差，更新表示所述频率偏差的频率偏差信息，

所述频率偏差补偿步骤，基于所述频率偏差信息，对于所述取得的数字信号的频率，进行所述频率偏差的补偿。

4.如权利要求1或权利要求2所述的频域复用信号接收方法，其中，所述偏移离散傅立叶变换步骤，对于所述数字信号，利用卷积运算进行奇数离散点数的偏移离散傅立叶变换，仅运算并输出与所述数字信号对应的频率信道。

5.如权利要求1或权利要求2所述的频域复用信号接收方法，其中，所述偏移离散傅立叶变换步骤，将所述偏移离散傅立叶变换的离散点数设为3，且取得其中的2个频率信道。

6.如权利要求1或权利要求2所述的频域复用信号接收方法，其中，所述偏移离散傅立叶变换步骤，在所述各频率信道进行独立的频率偏差的补偿。

7.一种频域复用信号接收装置，对频域复用的接收信号进行解码，具有：

数字信号取得部，从频域复用的接收信号取得数字信号；

偏移离散傅立叶变换部，基于所述取得的数字信号，进行奇数离散点数的偏移离散傅立叶变换；以及

解码部，对作为用所述偏移离散傅立叶变换取得的频域的频域数字信号的、一个以上并且比所述离散点数的一半大的数量的频率信道的所述频域数字信号进行解码。

8.如权利要求7所述的频域复用信号接收装置，其中，还具备频率偏差补偿部，对于所述取得的数字信号的频率，进行频率偏差的补偿，

所述偏移离散傅立叶变换部，对于频率变换到补偿了所述频率偏差的频率的数字信号，进行奇数离散点数的偏移离散傅立叶变换。

9.如权利要求7或权利要求8所述的频域复用信号接收装置，其中，还具备频率偏差推定部，从所述取得的数字信号，推定所述偏移离散傅立叶变换部中的残留频率偏差，且更新表示所述频率偏差的频率偏差信息，

所述频率偏差补偿部，基于所述频率偏差信息，对于所述取得的数字信号的频率，进行所述频率偏差的补偿。