CN102891824A

CN102891824A - 高速光dft-s ofdm调制***中基于射频导频的噪声扩散抑制方法

Info

Publication number: CN102891824A
Application number: CN2012103957010A
Authority: CN
Inventors: 迟楠; 陶理
Original assignee: Fudan University
Current assignee: Fudan University
Priority date: 2012-10-18
Filing date: 2012-10-18
Publication date: 2013-01-23
Anticipated expiration: 2032-10-18
Also published as: CN102891824B

Abstract

本发明属于光纤通信和光网络传输技术领域，具体为一种高速光DFT-S OFDM调制***中基于射频导频的噪声扩散抑制方法。该方法主要是在DFT-S OFDM调制信号中加入射频导频分量，根据该分量与调制信号在传输链路中失真的近似特性，利用该射频导频进行信号均衡，同时实现非线性补偿和相位噪声补偿。本发明可以降低DFT-S OFDM***中非线性失真和相位噪声，从而实现由于DFT-S OFDM解调中逆傅里叶变换引起的噪声扩散，提高***对非线性失真和相位噪声的抵抗能力，改善传输性能。

Description

高速光DFT-S OFDM调制***中基于射频导频的噪声扩散抑制方法

技术领域

本发明属于光纤通信和光网络传输技术领域，具体涉及一种高速光DFT-S OFDM调制***中基于射频导频的噪声扩散抑制方法。

背景技术

光纤传输网络是整个信息网络的支撑基础。光纤通信的光波频率为193THz，其5%的相对带宽为10THz，因而为高速通信提供了很大的带宽资源。现今日益增加的高速因特网接入、移动时频语音通话、多媒体广播***等数据网络服务和应用对通信***的带宽提出了更高的要求，需要光通信***能够在数千公里的传输距离中支持Tb/s乃至更高的传输容量。据多家科研机构预测，未来十年骨干网流量将增长100倍，单通道速率将从10G到300G。我国2009年骨干网带宽为12.7Tbit/s,预计2014年将达到110-188Tbit/s，探索光纤的传输容量极限，提高光通信网络带宽效率，降低光纤信道中色度色散、偏振模色散和非线性传输损伤是发展大容量高速光通信***的关键所在。

一种实现高谱效率光通信的技术，正交频分复用（OFDM）技术，正逐渐引起人们的广泛关注。该技术有以下三个优势：其一，因为它能够有效解决因为光通信中色散引起的符号间干扰（ISI）。尤其是当传输数量提高时，这一点变得越来越重要。因为传统的数据传输格式如幅度调制（OOK）或相移键控调制（BPSK），在某一时间传输的信号取决于多个时隙中传输的码元，因而会带来很大的信号失真，从而使得色散补偿需要很大的代价。然而对于OFDM***，在发射机端加入的保护前缀，能有效的抵抗信道传输过程中的码间干扰，从而提高***对色散的抗性；其二，在发射机可以灵活的增加调制阶数，进一步提高传输***的频谱效率，由于在发射机端需要进行数模转换，在数字编码的过程中，很容易实现高阶调制，而不会带来***的复杂度的增加；其三，可以加入灵活的数字信号处理算法，因为其在发射端和接收端均需要进行模数\数模变换，在这些变换中，可以以小成本或无成本的方式增加预均衡和后均衡算法，纠正***的误码，从而提高***的性能。因此光OFDM调制被认为是大容量高谱效率光通信***中一种极具潜力的调制方式。

光OFDM调制信号存在的一个最大的缺点是其具有较大的峰均值比，由于电域放大器响应限制和光纤信道的非线性影响，光OFDM调制信号会受到较大的非线性失真，而一般非线性失真的补偿均衡方法代价较大，因而传输性能受到一定的影响。因而人们已经提出了很多方案来降低该峰均值，如时域剪切法，u率压扩法，压扩编码等。离散傅里叶扩频法因为其有效的峰均值降低性能，已经引起注意，并且在无线通信中已作为下一代移动通信LTE的上行编码标准。

如图1所示为DFT-S OFDM调制的实现过程。整个光OFDM频带被分成多个子频带，先分别对各个子频带进行离散傅里叶变换，然后将这些子频带排列后进行一次逆傅里叶变换，产生时域信号。该信号通过光调制传输之后，在接收机端进行光电转换，在电解调过程中，先利用离散傅里叶变换将时域信号变换到频域，再按照发射端的频带分割方法对接收端频带进行分割，然后对个子频带分别作逆傅里叶变化恢复出传输数据。

经研究发现，DFT-S OFDM调制方案虽然可以很大程度上降低信号的峰均值比，然而会引入一定的复杂度代价，更重要的是在接收机端为了恢复信号，需要进行一次额外的逆傅里叶变换。由于接收信号受到传输过程中非线性失真，激光器线宽，自发辐射噪声的影响，会引起一定的频率偏差和相位噪声。额外的逆傅里叶变换的引入，由于其本身的特性，会降低信噪比，并且将某个子载波的噪声扩散到整个子频带中，造成了***性能的下降。

如图2所示为传统的光DFT-OFDM***的信号恢复流程图。接收到的信号经过一个数字带通滤波器以降低带外噪声，然后去掉循环前缀，经过傅里叶变换到频域，利用校验码元序列进行信道估计后，进行子频带分割，然后再基于***的导频进行相位估计，最后通过解码得到调制的数据。

经研究发现，上述技术至少存在如下缺点：

虽然利用信道估计和相位估计可以在一定程度上恢复信号，提高传输性能，但并没有考虑到DFT-S OFDM***特有的噪声扩散特性，并且相位失真的恢复是在逆傅里叶变换之后进行，没有降低变换前各子载波的噪声。同时由于噪声扩散的存在，破坏了临近相位噪声的连续性，基于***导频的相位噪声估计方法不再适用。另外，在整个恢复算法中并没有考虑到信道非线性失真的影响，而根据前述OFDM的性质，其受到非线性的干扰不可忽略。

发明内容

本发明的目的在于提供提一种能够使得高速DFT-S OFDM***传输性能好、对相位噪声和非线性效应抵抗能力强的高速光DFT-S OFDM调制***中的噪声扩散抑制方法。

本发明提出的高速光DFT-S OFDM调制***中基于射频导频的噪声扩散抑制方法，如图3所示。基于射频导频的光DFT-S OFDM***发射与接收的数字信号调制与解调算法流程主要包括信号编码调制部分和信号均衡算法：在发射机端，首先进行DFT-S OFDM信号编码，然后进行串并变换对信号进行分块，对每一个OFDM信号带进行子带划分并分别进行子频带傅里叶变换，再将各子频带合并成一个频带进行逆傅里叶变换，实现DFTS-OFDM信号的调制，在加入循环前缀之后，***射频导频，然后将混合的信号经过光调制传输后输入到光纤链路中；在接收端，经过数字带通滤波器选出对应的信号频带之后，首先提取射频导频分量，利用该射频导频与信号进行混频，实现DFT-S OFDM***中非线性失真补偿和相位噪声补偿，达到噪声抑制的目的，然后再移去循环前缀并进行傅里叶变换，将信号变换到频域后进行信道估计，为了实现信号解调，还需进行子频带逆傅里叶变换，最后进行并串变换和解码，实现调制信号的恢复。

这里，DFT-S OFDM为离散傅里叶扩频正交频分复用***。

本发明中，所述的噪声主要是由DFT-S OFDM***中额外的逆傅里叶变换引起。恢复的信号单个子载波的噪声会受到逆傅里叶变换之前该子载波所在子频带中每一个子载波噪声的影响，因此某个子载波的噪声会通过逆傅里叶变换扩散到整个子频带中，改变了噪声的分布，降低了***的性能。该噪声扩散特性是由恢复算法中额外的逆傅里叶变换引入，同时存在于直接探测和相干接收的DFT-S OFDM***中。

本发明中，所述的射频导频加入可以按照OFDM信号带的噪声分布实际情况来确定。在发射机端DFT-S OFDM信号编码加入循环前缀之后，加入射频导频，既可以利用低频子带作为射频导频带，因为在某些***中低频子带相对于高频子带来说具有较大的***噪声，也可以利用高频子带作为射频导频带，因为在一些***中会受到***各个器件带宽响应限制，滤波响应高频部分衰落较大，引入的失真严重，以达到最好的传输效果，并且相对于传统的单子载波导频方案而言，不会降低***对于整个频带子载波的利用率。***射频导频的方法既可以是采用数字编码的方案同调制信号一起传输，也可以是在调制信号产生之后耦合一个外置射频源。然后将混合的信号经过光调制传输后输入到光纤链路中。

本发明中，所述的利用射频导频进行信号均衡，遵循以下步骤：在接收端，经过数字带通滤波器选出对应的信号频带之后，首先利用数字带通滤波器将射频导频信号提取出来，然后变换到基带，由于该射频与调制信号在传输链路中失真的相同，因而将调制的DFT-S OFDM信号在时域与射频信号的共轭量相乘，实现相位噪声和非线性失真的均衡。

综上，本发明主要是在发射机端首先进行DFT-S OFDM信号调制，但需要预留一个子频带以供***射频导频信号，在加入循环前缀之后，加入射频导频，导频的位置可以按照OFDM信号带的噪声分布实际情况来确定，如将噪声大，频响差的频带设置为射频导频带，而响应好的地方作为信号频带，以达到最好的传输效果。***导频的方法既可以是采用数字编码的方案同调制信号一起传输，也可以是在调制信号产生之后耦合一个外置射频源。然后将混合的信号经过光调制传输后输入到光纤链路中。在接收端，经过数字带通滤波器选出对应的信号频带之后，首先提取射频导频分量，由于导频分量和调制信号经过的是相同的信道，受到相同的相位噪声和非线性失真，根据该分量与调制信号在传输链路中失真的近似特性，利用该射频导频进行信号均衡，然后再进行信道估计和解码，从而同时实现DFT-S OFDM***中非线性失真补偿和相位噪声补偿。

本发明的调制方法与现有技术的主要区别在于，采用射频导频的方法对DFT-S OFDM信号进行均衡，将相位噪声的估计放到解调流程中逆傅里叶变换之前，提高了相位噪声估计的准确性，并且一定程度上补偿了非线性失真，从而抑制了噪声扩散，提高的***的性能。

由上述本发明提供的技术方案可以看出，本发明利用合理的射频导频***方法和信号均衡算法，具有以下的优越性：

1）利用射频导频方案，在估计相位噪声的同时，可以对光通信***中非线性失真进行补偿，提高了DFT-S OFDM***对非线性失真的抗性。

2）利用射频导频方案，将相位噪声的估计放到解调流程中逆傅里叶变换之前，提高了相位噪声估计的准确性，并且由于能够补偿了非线性失真，从而降低了逆傅里叶变换之前的各子载波噪声，抑制了噪声扩散，提高的***的性能。

3）通过射频导频频带优化配置方案，可以有效避开DFT-S OFDM***中频响差的子频带，以达到最好的传输效果。

4）本方案只是改变了DFT-S OFDM信号调制中导频的使用方法，将传统方案中分散的导频载波集中使用，不会降低整个频带的载波利用率。

本发明适用于大容量长距离高速光纤通信和光网络传输的信号编码调制和数字信号恢复与解调领域，可用于改善传输***的对于信道失真的抗性，提高传输性能。

附图说明

图1 离散傅里叶扩频正交频分复用（DFT-S OFDM）信号调制与解调流程图。

图2 传统的光DFT-S OFDM***接收机端数字信号恢复算法流程图。

图3 基于射频导频的光DFT-S OFDM***发射与接收的数字信号调制与解调算法流程图。

图4 DFT-S OFDM逆傅里叶变换过程中幅度和相位噪声扩散示意图。

图5 单一失真子载波在不同噪声幅度引起的星座点扩散图，（a）0.25A, (b)0.33A, (c) 0.5A, (d) 两个失真子载波引起的星座点扩散图。（A代表特定的失真幅度）。

图 6 基于射频导频方法抑制DFT-S OFDM***中噪声扩散方案的***示意图

图 7 基于两种补偿方案的200Gb/s 多频带16QAM DFT-S OFDM传输***。

图8所示为不同DFT-S OFDM分组情况下，本发明和现有技术对于***激光器线宽的抗性图。

图9所示使用两种不同方案的BER性能与入纤功率的关系。

图10所示为在最优化的入纤功率-1dBm下，传输7x80km的全部7个信号带的BER性能。

图11 所示为两种方案中最好和最差的信号带的BER与传输距离的关系。

图中标号：1-低通滤波器，2-低通滤波器，3-数模转换器，4-数模转换器，5- 光带通滤波器，6-光IQ调制器，7-循环控制器，8-掺铒光纤放大器，9-标准单模光纤，10-本振光源，11-相干接收机。

具体实施方式

下面将根据本发明提出的基于射频导频方法抑制DFT-S OFDM***中噪声扩散的方法，完整的描述噪声扩散机制和均衡算法实施过程。同时为了体现本方案的效果，与传统的均衡方案进行比较。

本发明提出的光DFT-S OFDM***中噪声扩散的机制描述如下。

在接收机处接收的DFT-S OFDM信号可以表示如下：

(1)

这里

,

分别是发射机中激光器的角频率和相位，表示时域基带DFT-S OFDM信号，是光纤信道的脉冲响应,

表示传输链路中的噪声，“

”是卷积符号。

经过光电转换之后，假设DFT-S OFDM***中的线性失真可以均衡，接收机端通过离散傅里叶变换之后，接收到的信号可以表示为：

(2)

如果信道的传递函数能够通过***的校验码元序列完全恢复，DFT-S OFDM信号在频域可以表示为：

(3)

这里，

,

分别表示在某个DFT-S OFDM码元中第k个子载波发射的信号和失真的信号，表示在这个相同的码元中第k个子载波上的噪声，k=1,2,…L_k。

为了恢复调制的信号，对于DFT-S OFDM***来说，需要对每个子频带进行一次额外的逆傅里叶变换如下：

(4)

这里 i=1,2,…L_i, L_i 表示一个DFT-S OFDM子频带子载波数目。从上式可以看出，最后恢复的信号被一个噪声项所干扰，该噪声项由载荷码元的噪声和信道估计的不准确性引起。

该噪声想可以表示为：

(5)

从上式可以看出恢复的信号单个子载波的噪声会受到逆傅里叶变换之前该子载波所在子频带中每一个子载波噪声的影响，因此某个子载波的噪声会通过逆傅里叶变换扩散到整个子频带中，改变了噪声的分布，降低了***的性能。图4为该扩散过程的示意图。假设只有一个子载波失真，其他子载波被正确的恢复，噪声扩散对信号星座图的影响,扩散的幅度为噪声项的幅度，扩散的相位由噪声项的相位和系数i共同影响。根据能量守恒原理，变换之前的噪声项和变换之后的噪声项能量相等。这里使用的是16QAM（正交幅度调制）编码。如果该失真的子载波噪声不大，则噪声扩散引起的失真不严重，信号星座点可以分辨出来，如图5（a）和（b）所示。但是如果该子载波失真严重，整个子频带都会受到该子载波的影响，信号星座点难以分辨，如图5(c)所示。图5（d）所示为有两个或以上的子载波失真的情况，扩散之后的星座点实际上为图5(a)中多个圆的叠加。

因此，对于DFT-S OFDM***来说额外的逆傅里叶变换会将单个子载波的噪声扩散到整个子频带中，改变***的噪声分布，使得***对于光信噪比更加敏感，降低***的传输性能。值得注意的是，该噪声扩散特性是由恢复算法中额外的逆傅里叶变换引入，同时存在于直接探测和相干接收的DFT-S OFDM***中。

本发明提出的基于射频导频方法抑制DFT-S OFDM***中噪声扩散的方案描述如下。

其结构如图6（a）所示，在发射机端，首先进行DFT-S OFDM信号调制，预留一个子频带以供***射频导频信号，在加入循环前缀之后，加入射频导频，导频的位置可以按照OFDM信号带的噪声分布实际情况来确定(见图6（b）)，可以利用低频子带作为射频导频带，因为在某些***中低频子带相对于高频子带来说具有较大的***噪声，也可以利用高频子带作为射频导频带，因为在一些***中会受到***各个器件带宽响应限制，滤波响应高频部分衰落较大，引入的失真严重。如此灵活设置以达到最好的传输效果，并且相对于传统的单子载波导频方案而言，不会降低***对于整个频带子载波的利用率。***射频导频的方法既可以是采用数字编码的方案同调制信号一起传输，也可以是在调制信号产生之后耦合一个外置射频源。然后将混合的信号经过光调制传输后输入到光纤链路中。

在接收端，经过数字带通滤波器选出对应的信号频带之后，首先提取射频导频分量，由于导频分量和调制信号经过的是相同的信道，受到相同的相位噪声和非线性失真，根据该分量与调制信号在传输链路中失真的近似特性，利用该射频导频进行信号均衡，具体流程如图6(c)所示。首先利用数字带通滤波器将射频导频信号提取出来，然后变换到基带，由于该射频与调制信号在传输链路中失真的相同，因而将调制的DFT-S OFDM信号在时域与射频信号的共轭量相乘，即相当于减去了传输信号中的相位噪声，该相位噪声来至两个方面，即激光器线宽和非线性引入的相移变化。

最后再进行信道估计和解码，从而同时实现DFT-S OFDM***中非线性失真补偿和相位噪声补偿，达到抑制噪声扩散的目的。

下面以如图7所示的200 Gb/s 多带DFT-S OFDM传输***为例，对本发明和现有单子载波导频技术的均衡性能进行比较，。

图8所示为本发明和现有技术对于***激光器线宽的抗性图，并且比较了DFT-S OFDM信号的不同的分组情况。可以看出具有4个分组的DFT-S OFDM信号对激光器线宽具有更好的抗性。此外，当激光器线宽低于100 kHz时，这两种补偿方案具有相似的性能，这是因为当激光器线宽较低时，因逆傅里叶变换引起的噪声扩散很小，而当激光器线宽超过100 kHz时，基于射频导频的补偿方案具有更好的特性，因为其能抑制解调过程中的噪声扩散。

图9所示使用两种不同方案的BER性能与入纤功率的关系。传输链路长度设定为7x80km。可以发现，基于射频导频的方案具有明显的优势，这是因为单载波导频的方案并不具有均衡非线性失真的能力，而本发明提出的方案，可以补偿光纤中因为自相位调制和交叉相位调制而产生的相位偏移。

图10所示为在最优化的入纤功率-1dBm下，计算全部7个信号带的BER性能，传输距离为7x80km。我们研究了不同分组和不同子带位置的基于射频导频的方案，发现各种基于射频导频的方案的BER均在3.8x10^-3（7%的FEC阈值）以下，而基于单子载波导频的方案有6个信号带的BER超过了这一界限。此外，在4分组情况下，低频部分***射频导频，具有最优的***性能。

图11所示为两种方案中最好和最差的信号带的BER与传输距离的关系。最优的入纤功率设定为-1dBm。可以发现基于射频导频的补偿方案可以支持14x80km的光纤传输，而基于单子载波导频的方案其最好的传输信号带只能传输840km。

Claims

1.一种基于射频导频的高速光DFT-S OFDM调制***中噪声扩散抑制方法，其特征在于包括：信号编码调制部分和信号均衡算法部分，在发射机端，首先进行DFT-S OFDM信号调制，在加入循环前缀之后，***射频导频，然后将混合的信号经过光调制传输后输入到光纤链路中；在接收端，经过数字带通滤波器选出对应的信号频带之后，首先提取射频导频分量，利用该射频导频进行信号均衡，然后再进行信道估计和解码，从而同时实现DFT-S OFDM***中非线性失真补偿和相位噪声补偿，达到噪声抑制的目的；

这里，DFT-S OFDM为离散傅里叶扩频正交频分复用***。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述的噪声扩散主要是由DFT-S OFDM***中额外的逆傅里叶变换引起；恢复的信号单个子载波的噪声受到逆傅里叶变换之前该子载波所在子频带中每一个子载波噪声的影响，因此某个子载波的噪声通过逆傅里叶变换扩散到整个子频带中，改变了噪声的分布，降低了***的性能；该噪声扩散特性是由恢复算法中额外的逆傅里叶变换引入，同时存在于直接探测和相干接收的DFT-S OFDM***中。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述射频导频***，按照OFDM信号带的噪声分布实际情况来确定：在发射机端DFT-S OFDM信号编码加入循环前缀之后，加入射频导频，利用低频子带作为射频导频带，或者利用高频子带作为射频导频带；***射频导频的方法是采用数字编码的方案同调制信号一起传输，或者是在调制信号产生之后耦合一个外置射频源，然后将混合的信号经过光调制传输后输入到光纤链路中。

4.如权利要求1中所述的方法，其特征在于所述的利用该射频导频进行信号均衡遵循以下步骤：在接收端，经过数字带通滤波器选出对应的信号频带之后，首先利用数字带通滤波器将射频导频信号提取出来，然后变换到基带，由于该射频与调制信号在传输链路中失真的相同，因而将调制的DFT-S OFDM信号在时域与射频信号的共轭量相乘，实现相位噪声和非线性失真的均衡。