CN1965518B - 用于在使用多发送天线的正交频分复用蜂窝通信***中的信道估计的装置和方法 - Google Patents

Abstract

一种在宽带无线通信***中的具有M(＞1)个接收天线的UE中、通过使用从服务节点B和多个相邻节点B——每个具有N(＞1)个发送天线——接收的前置码信号来进行信道估计的装置和方法。在所述信道估计装置中，节点B数量确定器使用前置码长度、在每个节点B中的天线的数量和多个路径的数量来计算可信道估计的节点B的最大数量N。多小区前置码矩阵产生器通过下述方式来产生多小区前置码矩阵x：通过对于服务节点B和多个相邻节点B的每个产生节点B前置码矩阵，并且在所产生的节点B前置码矩阵中按照接收功率来选择N个节点B前置码矩阵。信道估计器使用x和在前置码接收时段期间通过M个天线接收的信号来执行信道估计。

Description

用于在使用多发送天线的正交频分复用蜂窝通信***中的信道估计的装置和方法

技术领域

本发明一般地涉及一种在OFDM(正交频分复用)通信***中的信道估计装置及方法，具体涉及用于通过消除在MIMO(多输入多输出)-OFDM通信***中的蜂窝之间的干扰而执行精确的信道估计的装置和方法。

背景技术

通常，无线通信***指的是支持无线通信业务的***，它包括多个节点B和UE(用户设备)。节点B和UE支持在传输帧中的无线通信业务。因此，对于帧发送和接收，必须在节点B和UE之间获得同步。因此，节点B向UE发送同步信号，以便UE可以识别帧的开始。UE然后从同步信号检测节点B的帧定时，并且根据所述帧定时来解调所接收的帧。一般，所述同步信号是在节点B和UE之间预设的前置码序列。

优选的是，多载波OFDM通信***使用具有低PAPR(峰值功率与平均功率比)的前置码序列。节点B向UE发送用于粗略同步的长前置码，其后跟随用于精细同步的短前置码。UE仅仅向节点B发送短前置码以用于精细同步。

OFDM通信***通过在时间上复用帧而向多个用户(即UE)发送用户数据。同时，在从帧起点开始的预定时段内发送帧前置码，以指示帧的起点。因为在一个帧中向用户发送突发数据，在每个用户数据之前存在突发前置码，以便指示数据的开始。因此，UE接收数据前置码以确定其用户数据的起点。具体上，为了将其定时与所述数据的开始同步以用于数据接收，UE在***中接收公共的前置码序列，并且在信号接收之前获得同步。

OFDM通信***使用与非OFDM通信***相同的源编码、信道编码和调制。与CDMA(码分多址)通信***——其中在发送之前扩展数据——相比较，OFDM通信***向IFFT(逆快速傅立叶变换)信号中***保护间隔。因此，OFDM通信***可以相对于CDMA通信***使用简单的硬件来发送宽带信号。OFDM通信***对调制的比特码元序列进行IFFT处理，由此产生时域信号。所述时域信号(即OFDM码元)是宽带信号，在所述宽带信号中，复用了多个窄带副载波信号。在一个OFDM码元时段中传递多个调制码元。

但是，IFFT OFDM码元的简单发送而没有任何进一步处理导致在前一个OFDM码元和当前的OFDM码元之间的不可避免的干扰。为了消除ISI(码元之间的干扰)，***保护间隔。已经有建议在预定间隔内***空数据作为保护间隔。这种保护间隔的显著缺点是对于在接收器对OFDM码元起点的不正确估计，在副载波之间发生干扰，增加了所接收的OFDM码元的错误判定概率。因此，以“循环前缀”或“循环后缀”的形式来使用保护间隔。循环前缀是时域OFDM码元的最后1/n比特的拷贝，其被***到有效的OFDM码元中，而循环后缀是时域OFDM码元的前1/n比特的拷贝，其被***到所述有效OFDM码元中。使用所述保护间隔来作为一个OFDM码元的所拷贝的前或最后部分的冗余信息，接收器可以获得所接收的OFDM码元的时间/频率同步。

从发送器发送的信号在其经历无线信道时失真，因此，失真的信号到达接收器。接收器通过使用已知的前置码序列来获得时间/频率同步而执行信道估计，并且使用所述信道估计来对频域FFT(快速傅立叶变换)码元进行信道补偿。接收器然后通过对应于在发送器中使用的信道编码和源编码来对所述信道补偿的码元进行信道解码和源解码，从而恢复信息数据。

发明内容

技术问题

所述OFDM通信***使用前置码序列来实现帧定时同步、频率同步和信道估计。虽然可以在帧定时同步、频率同步和信道估计中使用保护间隔和导频副载波来取代前置码，但是发送器通常在每个帧或数据脉冲的起始时发送已知的码元来作为前置码序列，并且接收器使用所述前置码序列来更新时间/频率/信道信息。

信道估计的重要性在于在OFDM***中的相干调制和解调。对于使用相干调制和解调的***需要信道估计器。特别是，在MIMO环境下，对于每个天线需要信道信息，这进一步提高了信道估计的重要性。

当MIMO-OFDM***支持蜂窝环境时，在蜂窝边界发生严重的干扰，由此使得信道估计性能变差。因此，需要最小化在MIMO-OFDM蜂窝***中的蜂窝之间干扰的信道估计技术。

技术解决方案

因此，本发明已经被设计来实质性地至少解决上述问题和/或缺点，并且至少提供下面的优点。本发明的一个目的是提供一种用于通过消除在OFDM通信***中的蜂窝之间的干扰而执行精确的信道估计的装置和方法。

本发明的另一目的是提供一种用于通过消除在无线蜂窝通信***中的蜂窝之间的干扰而执行精确的信道估计的装置和方法。

本发明的再一目的是提供一种用于确定在无线蜂窝通信***中的可信道估计的节点B(或小区)的数量的装置和方法。

通过提供一种用于在使用多天线的OFDM蜂窝通信***中进行信道估计的装置和方法。

按照本发明的一个方面，在宽带无线通信***中的UE中的、用于通过使用从服务节点B和多个相邻节点B接收的前置码信号来进行信道估计的装置中，节点B数量确定器使用前置码长度、在每个节点B中的天线的数量和多个路径的数量来计算可信道估计的节点B的最大数量N_S，其中在所述宽带无线通信***中，每个节点B通过N(≥1)个天线来发送信号，而UE通过M(≥1)个天线来接收信号。多小区前置码矩阵产生器通过下述方式来产生多小区前置码矩阵x_S：通过对于服务节点B和多个相邻节点B的每一个产生节点B前置码矩阵，并且在所产生的节点B前置码矩阵中按照接收功率来选择N_S个节点B前置码矩阵。信道估计器使用所述多小区前置码矩阵x_S和在前置码接收时段期间通过M个天线接收的M个信号来执行信道估计。

按照本发明的另一方面，在宽带无线通信***中的UE中的、用于通过使用从服务节点B和多个相邻节点B接收的前置码信号来进行信道估计的装置中，节点B数量确定器通过

使用前置码长度A、在每个节点B中的天线的数量N和多个路径的数量L来计算可信道估计的节点B的最大数量N_S，其中，在所述宽带无线通信***中，每个节点B通过N(≥1)个天线来发送信号，而UE通过M(≥1)个天线来接收信号。信道估计器按照服务节点B和多个相邻节点B的接收功率来选择N_S个节点B，并且使用与所述N_S个节点B相关联的已知前置码信息和通过所述M个天线接收的多个信号来执行信道估计。

按照本发明的另一方面，在宽带无线通信***中的UE中的、用于通过使用从服务节点B和多个相邻节点B接收的前置码信号来进行信道估计的方法中，使用前置码长度、在每个节点B中的天线的数量和多个路径的数量来计算可信道估计的节点B的最大数量N_S，其中在所述宽带无线通信***中，每个节点B通过N(≥1)个天线来发送信号，而UE通过M(≥1)个天线来接收信号。按照服务节点B和多个相邻节点B的接收功率来选择N_S个节点B，并且对于相应的所选择的N_S个节点B产生多个节点B前置码矩阵，并且通过组合所述N_S个节点B前置码矩阵而产生多小区前置码矩阵x_S。然后，使用所述多小区前置码矩阵x_S和在前置码接收时段期间通过M个天线接收的M个信号来执行信道估计。

按照本发明的另一方面，在宽带无线通信***中的UE中的、用于通过使用从服务节点B和多个相邻节点B接收的前置码信号来进行信道估计的方法中，通过

使用前置码长度A、在每个节点B中的天线的数量N和多个路径的数量L来计算可信道估计的节点B的最大数量N_S，其中在所述宽带无线通信***中，每个节点B通过N(≥1)个天线来发送信号，而UE通过M(≥1)个天线来接收信号。按照服务节点B和多个相邻节点B的接收功率来选择N_S个节点B，并且使用与所述N_S个节点B相关联的已知前置码信息和通过所述M个天线接收的多个信号来执行信道估计。

有益效果

按照如上所述的本发明，去除蜂窝之间干扰的多小区估计方法的使用使得在OFDM通信***中能够进行更精确的信道估计，并且也提高了数据解调性能。

附图说明

通过下面结合附图所做的详细说明，本发明的上述和其他目的、特征和和优点将会变得更加清楚，其中：

图1是图解根据本发明一个实施例的在OFDM通信***中使用N个发送天线的发送器的方框图；

图2是图解根据本发明一个实施例的在OFDM通信***中使用M个接收天线的接收器的方框图；

图3图解了根据本发明的前置码发送规则；

图4图解了产生前置码序列所需要的L移相器的工作原理；

图5是图解根据本发明一个实施例的在MIMO-OFDM通信***中在接收器中的多小区信道估计器的详细方框图；

图6是图解在图5中所示的节点B数量确定器的详细方框图；

图7是图解在图5中所示的多小区前置码矩阵产生器的详细方框图；

图8是图解在图7中所示的节点B#0的前置码矩阵产生器的详细方框图；

图9图解了当服务节点B及其多个相邻节点B的总数是2并且发送天线的数量是4时每个节点B的前置码序列发送规则；

图10图解了在图9中图解的16移相器的工作原理；

图11图解了当前置码长度是128、发送天线的数量是4、多个路径的数量是16并且服务节点B及其相邻节点B的总数是2时节点B数据确定器的操作；

图12图解了当发送天线的数量是4、服务节点B及其相邻节点B的总数是2并且可容纳的节点B的最大数量是2时的多小区前置码矩阵产生器的操作；

图13图解了当前置码长度是128、发送天线的数量是4并且多个路径的数量是16时节点B#0的前置码矩阵产生器的操作；

图14是图解根据本发明一个实施例的在OFDM通信***中使用N个发送天线的发送器的操作的流程图；

图15是图解根据本发明一个实施例的在OFDM通信***中使用M个接收天线的接收器的操作的流程图；

图16是图解在图15中所示的多小区估计步骤的详细流程图；

图17是图解在图16中所示的多小区前置码矩阵产生步骤的详细流程图；

图18是图解在图17中所示的节点B前置码矩阵产生步骤1703的详细流程图；

图19是图解根据服务节点B及其相邻节点B的总数而在SCMLE(单个小区最大似然性估计器)和MCMLE(多小区最大似然性估计器)之间在性能上的一个比较的图；以及

图20是图解根据服务节点B及其相邻节点B的总数而在SCMLE和MCMLE之间在性能上的另一比较的图。

具体实施方式

下面参见附图来说明本发明的优选实施例。在下面的说明中，不详细说明公知的功能或结构，因为它们将以不必要的细节混淆本发明。

本发明涉及在MIMO-OFDM通信***中的接收器上通过消除蜂窝之间干扰而执行精确的信道估计的装置和方法。虽然下面的说明是通过举例方式而在MIMO-OFDM***的环境中进行的，但是应当明白，本发明可适用于受到蜂窝之间干扰的影响的任何***。

图1是图解根据本发明一个实施例的在OFDM通信***中使用N个发送天线的发送器的方框图。参见图1，所述发送器包括码元映射器11 1、串行到并行转换器(SPC)113、多天线发送编码器115、N个前置码序列产生器117-129、N个选择器119-131、N个IFFT处理器121-133、N个并行到串行转换器(PSC)123-135、N个数模转换器(DAC)125-137和N个RF(射频)处理器127-139。

在操作中，码元映射器111以预定的编码率来编码输入信息比特，并且按照预定的调制顺序(modulation order)来调制所编码的比特。码元映射器111被配置成具有信道编码器和调制器。例如，所述信道编码器是Turbo编码器或卷积编码器，所述调制器使用QPSK(四相移键控)、8PSK(八相移键控)、16QAM(16正交调幅)或64QAM(64正交调幅)。

SPC113对于被调制的码元执行B×N点串行到并行转换。B是用于传递来自每个发送天线的数据的副载波的数量，N是发送天线的数量。在对于在码元映射器111中的所有发送天线产生B×N个码元时，SPC 113并行转换所述码元。

多天线发送编码器115按照其目的可以是空间时间编码器、数据复用器或任何其他的器件。一般，所述空间时间编码器用于发送天线分集，数据复用器用于增加数据容量。多天线发送编码器115通过以预定的编码方法编码调制的码元来产生N个天线信号，然后所述N个天线信号被提供到选择器119-131，所述选择器被匹配到相应的N个天线。

天线#0的前置码序列产生器117在控制器(未示出)的控制下产生预定的前置码序列，如下参见图3更详细地所述。

选择器119按照当时的时序安排(Scheduling)选择从前置码序列产生器117接收的前置码序列和从多天线发送编码器115接收的天线信号之一。即，选择器119确定是发送前置码序列还是发送编码码元。按照所述确定结果，选择器119向天线#0的IFFT处理器121提供所述前置码序列或码元。

IFFT处理器121对所述前置码序列或码元进行A点IFFT处理。A是IFFT的副载波的总数，B是可以获得的副载波的数量，不包括DC(下变换)副载波和未使用的高频带的副载波。

PSC 123接收循环前缀(CP)和IFFT信号，然后串行转换所接收的信号。DAC 125将从PSC 123接收的数字信号转换为模拟信号。射频处理器127——包括滤波器和前端单元——将所述模拟信号处理为射频信号，然后通过天线#0来发送所述RF(射频)信号。

天线#(N-1)的前置码序列产生器129在控制器(未示出)的控制下产生预先确定的前置码序列。选择器131按照当时的时序安排选择从前置码序列产生器129接收的前置码序列或从多天线发送编码器115接收的天线信号。即，选择器131确定是发送前置码序列还是发送代码码元。按照所述确定结果，选择器131向天线#(N-1)的IFFT处理器133提供所述前置码序列或码元。

IFFT处理器133对所述前置码序列或码元进行A点IFFT处理。如上所述，A是IFFT的副载波的总数，B是可以获得的副载波的数量，不包括DC(下变换)副载波和未使用的高频带的副载波。

PSC 135接收CP和IFFT信号，然后串行转换所接收的信号。DAC 137将从PSC 135接收的数字信号转换为模拟信号。射频处理器139——包括滤波器和前端单元——将所述模拟信号处理为射频信号，然后通过天线#(N-1)来发送所述RF(射频)信号。

图2是图解按照本发明的一个实施例的在OFDM通信***中使用M个接收天线的接收器的方框图。参见图2，所述接收器包括M个接收天线、M个RF处理器201-207、M个模数转换器(ADC)203-209、M个SPC(串行到并行转换器)205-211、M个FFT(快速傅立叶变换)处理器215-217、多小区信道估计器213、M个均衡器219-221、多天线接收解码器223、PSC(并行到串行转换器)225和解调器227。

在操作中，RF处理器201处理通过RF滤波器和前端单元来处理通过天线#0接收的信号。ADC 203将从RF处理器210接收的模拟信号转换为数字信号。SPC 205从所述数字信号去除CP采样，并且将剩余的信号并行转换为信号y₀(A×1)来作为对于数字端的输入。类似地，SPC 211从天线#(M-1)输出数字输入信号y_M-1(A×1)。

在前置码接收时间，所接收的信号y₀(A×1)-y_M-1(A×1)被提供到多小区估计器213。所述多小区估计器213估计所有的可能M×N×L个信道，并且向均衡器219-221提供所述信道估计。M是接收天线的数量，N是发送天线的数量，L是多路径的数量。将在下面参见图5来更详细地说明所述多小区信道估计器213。

在非前置码接收时间，所接收的信号y₀(A×1)-y_M-1(A×1)被提供到FFT处理器215-217。FFT处理器215-217对所接收的信号进行A点FFT处理，均衡器219-221使用所述信道估计来对于所述FFT信号补偿与相应的接收天线相关联的信道失真。

多天线接收解码器223按照预定的规则来将信道补偿的信号解码为一个信号流。PSC 225串行化从多天线接收解码器223接收的并行数据。其后，解码器225通过以预定方法解调和解码所述串行数据而恢复原始的信息比特流。

图3图解了按照本发明的前置码发送规则。将前置码序列传输规则应用到包括服务节点B及其相邻节点B的N_B个节点B，每个节点B使用N个发送天线。在此，服务节点B指的是用于产生前置码序列的参考节点B。

参见图3，参考节点N 301(节点B#0)被提供N个前置码序列产生器303-305。所述N个前置码序列产生器303-305以预定的方法来产生不同的前置码序列。所述预定方法可以向不同的发送天线分配不同的副载波。例如，如果N是2，则对于一个天线，向在全部副载波当中的奇数副载波分配特定序列，而在偶数副载波上为空数据，而对于其他天线，向偶数副载波分配所述序列，而在奇数的副载波上为空数据。

节点B 307(节点B#1)具有N个前置码序列308-310和N个L移相器309-311。所述N个前置码序列产生器308-310产生与在节点B#0 301中相同的N个前置码序列。所述L移相器309-311然后将从它们的匹配的前置码序列产生器308-310接收的前置码序列的相位移位L，由此产生最后的前置码序列。L可以被设置为CP的长度。所述L移相器的使用是用于使得节点B#1 307的前置码与节点B#0 301的前置码正交的公知技术。

虽然本发明的说明基于使用L移相器的假设，但是可以以另一种适当方式来产生所述前置码序列。

类似地，节点B 313(节点B#(N_B-1))具有N个前置码序列314-316和N个L×(N_B-1)移相器325-317。所述N个前置码序列产生器314-316产生与在节点B#0 301中相同的N个前置码序列。所述N个L×(N_B-1)移相器325-317然后将从它们匹配的前置码序列产生器314-316接收的前置码序列的相位移位L×(N_B-1)，由此产生最后的前置码序列。

图4图解了在图3中图解的L移相器的工作原理。参见图4，在L移相后，频域信号[X₀，X₁，...，X_A-1]的相位在频域中被移相。如果移相信号被IFFT处理为时域信号，则它是循环移相的信号。因为在IFFT循环移相信号之间保证正交性，因此，通常，在产生前置码序列的过程中移相器用于频域中。

图5是图解按照本发明一个实施例的在MIMO-OFDM通信***中在接收器中的多小区信道估计器的详细方框图。参见图5，在图2中图解的多小区信道估计器213中，节点B数量确定器503计算可容纳(或信道估计)的节点B的最大数量N_S。前置码长度在本发明中是IFFT/FFT的尺寸(或OFDM码元长度)A。因此，N_S与A紧密相关联，如下参见图6更详细地所述。

多小区前置码矩阵产生器505按照直接用于多小区信道估计中的N_S而产生多小区前置码矩阵x_S，如下参见图7更详细所述。

矩阵y产生器509通过组合通过接收天线而接收的时域信号y₀、y₁、...、y_M-1来产生信号矩阵y，如在下面的方程(1)中所示。所接收的信号y₀、y₁、...、y_M-1是在前置码时段期间接收的、如在图2中图解的SPC 205-211的输出。

y＝[y₀y₁…y_M-1]    (1)

伪逆矩阵产生器507计算x_S的伪逆(x_S ^Hx_S)^-1x_S ^H。

矩阵乘法器511将y乘以(x_S ^Hx_S)^-1x_S ^H，由此产生信道估计，如在下面的方程(2)中所示，它包括N×M×L个信道估计值。在方程(2)中，N是发送天线的数量，M是接收天线的数量，L是多个路径的数量。

$\hat{h}={\left(x_S^H{x}_S\right)}^{-1}{x}_S^{H}y---\left(2\right)$

FFT处理器513通过的A点FFT处理来获得频域信道估计具体上，A点FFT 513 FFT处理L个信道估计值，并且输出A个信道估计值(或副载波信道值)，并且将这个操作重复N×M次。因此，FFT 513最终输出N×M×A个多路径信道估计值。其后，向均衡器219-221提供

以用于信道补偿。

根据使用什么信道估计方法，所述信道估计可以通过乘以伪逆矩阵来计算，或在频域中被计算，在本发明中，使用利用伪逆矩阵相乘的ML(最大似然性)方法。本发明使用N_S来计算多小区前置码矩阵x_S。

图6是图解在图5中所示的节点B数量确定器503的详细方框图。如上所述，因为前置码长度被限制于OFDM码元的长度、即A，因此可信道估计的节点B的数量也受限。而且，本发明采用诸如MIMO信道(或多小区)环境之类的具有多路径的信道环境。因此，考虑到这些条件，通过方程(3)来计算N_S，

其中，A是IFFT尺寸，即前置码长度，L是多个路径的数量，即循环前缀长度，N是发送天线的数量，N_B是服务节点B加上其相邻节点B的数量。

表示可信道估计的节点B的数量，L表示最大延迟扩展或最大信道长度的L被计算为在从最早路径到达的时间和从最后路径到达的时间之间的差，以采样的数量来表示它。

在所述OFDM***中，通常使用最大延迟扩展来确定被表示为采样数量的CP长度。本发明也假定L是以采样数量表示的CP长度。

可以从方程(3)注意到，当N_B小于时，N_B是N_S。但是，当N_B大于

时，是N_S。可以在图6中图解的硬件中实现这种计算。

参见图6，乘法器601将L乘以N。除法器603将A除以L×N的乘积。弱取整运算器(floor operator)605仅仅输出的整数部分，删除分数部分。较小值选择器607选择弱取整操作器605的输出和N_B中的较小者来作为N_S。

图7是图解在图5中所示的多小区前置码矩阵产生器505的详细方框图。参见图7，节点B#0(服务节点B)前置码矩阵产生器701使用与节点B#0的所有发送天线相关联的已知频域前置码信息X₀ ⁽⁰⁾，...，X_N-1 ⁽⁰⁾——将在下面参见图8来更详细地说明——来产生节点B#0的前置码矩阵， $x^{\left(0\right)}=[x_0^{\left(0\right)}{x}_1^{\left(0\right)}...x_{N-1}^{\left(0\right)}].$

节点B圳的前置码矩阵产生器703使用与节点B#1的所有发送天线相关联的已知频域前置码信息X₀ ⁽¹⁾，...，X_N-1 ⁽¹⁾来产生节点B#1的前置码矩阵 $x^{\left(1\right)}=[x_0^{\left(1\right)}{x}_1^{\left(1\right)}...x_{N-1}^{\left(1\right)}].$

类似地，节点B#(N_S-1)的前置码矩阵产生器705产生节点B#(N_S-1)的前置码矩阵 $x^{(N_S-1)}=[x_0^{(N_S-1)}{x}_1^{(N_S-1)}...x_{N-1}^{(N_S-1)}],$ 并且，节点B#(N_B-1)的前置码矩阵产生器709产生节点B#(N_B-1)的前置码矩阵 $x^{(N_B-1)}=[x_0^{(N_B-1)}{x}_1^{(N_B-1)}...x_{N-1}^{(N_B-1)}].$

为了提高信道估计性能，执行信道估计的节点B必须具有比其他节点B大的功率。因此，以在方程(4)中所示而表达的顺序来对于节点B加索引。在上面的示例中，在接收功率上，节点B#0最高，节点B#(N_B-1)最低。

$p^{\left(0\right)}\≥p^{\left(1\right)}\≥...\≥p^{(N_B-1)}---\left(4\right)$

可容纳的节点B矩阵产生器711然后从节点B数量确定器503接收N_S，并且选择N_S个节点B前置码矩阵，由此产生多小区前置码矩阵

$x_S=[x^{\left(0\right)}{x}^{\left(1\right)}...x^{(N_S-1)}].$

图8是图解在图7中所示的节点B#0的前置码矩阵产生器701的详细方框图。参见图8，对于节点B#0(服务节点B)，A点IFFT 801通过IFFT处理发送天线#0的前置码信号X₀ ⁽⁰⁾而产生时域信号x_0.0 ⁽⁰⁾。x_0.0 ⁽⁰⁾被输入到天线#0的前置码矩阵产生器825和循环移位器807至811。

循环移位器807例如将x_0.0 ⁽⁰⁾循环移位一次，并且向天线#0的前置码矩阵产生器825输出产生的信号x_0.1 ⁽⁰⁾。循环移位器809例如将x_0.0 ⁽⁰⁾循环移位两次，并且向天线#0的前置码矩阵产生器825输出产生的信号x_0.2 ⁽⁰⁾。最后，循环移位器811将x_0.0 ⁽⁰⁾循环移位(L-1)次，并且向天线#0的前置码矩阵产生器825输出产生的信号x_0.(L-1) ⁽⁰⁾。因此，对于天线#0的所有路径产生前置码信号。

天线#0的前置码矩阵产生器825通过组合IFFT处理器801和循环移位器807-811的输出而产生天线#0的前置码矩阵，

$x_0^{\left(0\right)}=[x_{\mathrm{0,0}}^{\left(0\right)}{x}_{0,1}^{\left(0\right)}...x_{0,(L-1)}^{\left(0\right)}]$

在方程(5)中示出了天线#0的前置码矩阵

$x_0^{\left(0\right)}=[x_{\mathrm{0,0}}^{\left(0\right)}{x}_{0,1}^{\left(0\right)}...x_{0,(L-1)}^{\left(0\right)}]$

其中，x_i ^(j)(k)是从第j个节点B的第i个天线发送的前置码的第k个采样值。

类似地，天线#1的前置码矩阵产生器827产生天线#1的前置码矩阵 $x_1^{\left(0\right)}=[x_{\mathrm{1,0}}^{\left(0\right)}{x}_{\mathrm{1,1}}^{\left(0\right)}...x_{1,(L-1)}^{\left(0\right)}],$ 并且将其输出到天线前置码矩阵组合器831。天线#(N-1)的前置码矩阵产生器829产生天线#(N-1)的前置码矩阵 $x_{N-1}^{\left(0\right)}=[x_{N-\mathrm{1,0}}^{\left(0\right)}{x}_{N-\mathrm{1,1}}^{\left(0\right)}...x_{N-1,(L-1)}^{\left(0\right)}],$ 并且将其输出到天线前置码矩阵组合器831。

天线前置码矩阵组合器831通过组合从N个天线前置码矩阵产生器825到829接收的N个天线前置码矩阵来产生节点B#0的前置码矩阵 $x^{\left(0\right)}=[x_0^{\left(0\right)}{x}_1^{\left(0\right)}...x_{N-1}^{\left(0\right)}].$ 如图7中所示的其他节点B的前置码矩阵产生器703-709以相同的方式来产生相应节点B的前置码矩阵。在图8中图解的节点B的前置码矩阵产生器在产生节点B的前置码矩阵中涉及多径传播。在节点B的前置码矩阵产生器的实际实现中，UE预先在存储器中存储节点B的前置码采样数据，并且当需要时循环移位所述前置码采样数据，由此产生节点B的前置码矩阵。

为了更好地理解本发明。下面将提供例证应用。

图9图解了当N_B＝2并且N＝4时每个节点B的前置码序列发送规则。参见图9，服务节点B 901(节点B#0)被提供四个前置码序列产生器903-905。前置码序列产生器903-905以预定方法来产生前置码序列。所述预定方法可以向不同的发送天线分配不同的副载波。

节点B 907(节点B#1)被提供四个前置码序列产生器908-910和4个16个相位移相器909-911。前置码序列产生器908-910产生与在节点B#0中相同的四个前置码序列。所述16移相器909-911将前置码序列移相16°，由此产生最后的前置码序列。移相器的使用是用于使得节点B#1的前置码与节点B#0的前置码正交的公知技术。

如上所述，本发明的说明基于使用移相器的假设，即使可以以不同的方式来产生所述前置码序列。

图10图解了在图9中图解的16移相器907-911的工作原理。参见图10，在16移相后，在频域中对频域信号[X₀，X₀，...，X₁₂₇]移相。如果所述移相的信号被IFFT处理为时域信号，则它是循环移位的信号。因为在IFFT循环移位信号之间保证正交性，因此，通常，在产生前置码序列的过程中，在频域中使用移相器，或在时域中使用循环移位器。

图11图解了当A＝128、N＝4、L＝16并且N_B＝2时节点B数量确定器503的操作。如上所述，因为不能精确地测量L，因此L被确定为CP长度。

在上述的条件下，使用方程(6)来计算N_S。

可以从方程(6)注意到，当2(＝N_B)小于

时，N_S＝2。但是当2(＝N_B)大于时，N_S是优选的是，通过在图11中图解的硬件来实现这种计算。

参见图11，乘法器1101将16(＝L)乘以4(＝N)。除法器1103将128(＝A)除以16×4(＝L×N)的乘积。弱取整运算器1105对于除法器1103的输出执行弱取整运算(floor operation)。较小值选择器107将作为弱取整运算器1105的输出的2与2(＝N_B)相比较，并且输出2来作为N_S。

图12图解了当N＝4、N_B＝2并且N_S＝2时的多小区前置码矩阵产生器505的操作。参见图12，节点B#0(服务节点B)前置码矩阵产生器1201使用与节点B#0的四个天线相关联的已知频域前置码信息X₀ ⁽⁰⁾，...，X₃ ⁽⁰⁾——这将下面参见图13更详细地说明——来产生节点B#0的前置码矩阵 $x^{\left(0\right)}=[x_0^{\left(0\right)}{x}_1^{\left(0\right)}...x_3^{\left(0\right)}].$

节点B#1的前置码矩阵产生器1203通过使用与节点B#1的所有发送天线相关联的已知频域前置码信息X₀ ⁽¹⁾，...，X₃ ⁽¹⁾而产生节点B#1的前置码矩阵 $x^{\left(1\right)}=[x_0^{\left(1\right)}{x}_1^{\left(1\right)}...x_3^{\left(1\right)}].$

为了提高信道估计性能，执行了信道估计的节点B必须具有比其他节点B更大的功率。因此，以在方程(7)中表达的顺序来对于节点B加索引。

p⁽⁰⁾≥p⁽¹⁾                (7)

节点B矩阵产生器1205通过按照来自节点B数量确定器503的N_S(＝2)组合来自前置码矩阵产生器1201和1203的两个节点B前置码矩阵而产生多小区前置码矩阵x_S＝[x⁽⁰⁾x⁽¹⁾]。

图13图解了当A＝128、N＝4并且L＝16时节点B#0的前置码矩阵产生器701的操作。参见图13，128点IFFT 1301通过IFFT处理发送天线#0的前置码信号X₀ ⁽⁰⁾来产生时域信号x_0.0 ⁽⁰⁾。x_0.0 ⁽⁰⁾被输入到天线#0的前置码矩阵产生器1325和循环移位器1307-1311。移位器1307-1311用于获得多径信号，所述多径不包括来自最早的路径的信号。因此，循环移位器的数量比L小1。所述多径信号可以像在这种情况下那样使用多个循环移位器同时被获得，或可以使用单个循环移位器、改变移位的数量来依序被获得。

循环移位器1307将x_0.0 ⁽⁰⁾循环移位一次，并且向天线#0的前置码矩阵产生器1325输出产生的信号x_0.1 ⁽⁰⁾。循环移位器1309将x_0.0 ⁽⁰⁾循环移位二次，并且向天线#0的前置码矩阵产生器1325输出产生的信号x_0.2 ⁽⁰⁾。最后，循环移位器1311将x_0.0 ⁽⁰⁾循环移位15次，并且向天线#0的前置码矩阵产生器1325输出产生的信号x_0.15 ⁽⁰⁾。

天线#0的前置码矩阵产生器1325通过组合IFFT处理器1301和循环移位器1307-1311的输出产生天线#0的前置码矩阵 $x_0^{\left(0\right)}=[x_{0.0}^{\left(0\right)}{x}_{0.1}^{\left(0\right)}...x_{0.15}^{\left(0\right)}].$ 天线#0的前置码矩阵被示出在方程(8)中。

$x_0^{\left(0\right)}=[x_{0.0}^{\left(0\right)}{x}_{0.1}^{\left(0\right)}...x_{0.15}^{\left(0\right)}]$

类似地，天线#1的前置码矩阵产生器1327产生天线#1的前置码矩阵 $x_1^{\left(0\right)}=[x_{1.0}^{\left(0\right)}{x}_{1.1}^{\left(0\right)}...x_{1.15}^{\left(0\right)}],$ 天线#2的前置码矩阵产生器(未示出)产生天线2的前置码矩阵 $x_2^{\left(0\right)}=[x_{2.0}^{\left(0\right)}{x}_{2.1}^{\left(0\right)}...x_{2.15}^{\left(0\right)}],$ 天线#3的前置码矩阵产生器1305产生天线#3的前置码矩阵 $x_3^{\left(0\right)}=[x_{3.0}^{\left(0\right)}{x}_{3.1}^{\left(0\right)}...x_{3.15}^{\left(0\right)}].$

天线前置码矩阵组合器1331通过组合从四个天线前置码矩阵产生器1325-1329接收的四个天线前置码矩阵而产生节点B#0的前置码矩阵 $x^{\left(0\right)}=\left[x_0^{\left(0\right)}{x}_1^{\left(0\right)}{x}_2^{\left(0\right)}{x}_3^{\left(0\right)}\right].$ 在图7中图解的其他节点B的前置码矩阵产生器703-709以相同的方式来产生相应节点B的前置码矩阵。因此，在产生节点B的前置码矩阵中考虑多径传播。

图14是图解按照本发明的一个实施例的在OFDM通信***中使用N个发送天线的发送器的操作的流程图。参见图14，发送器在步骤1403产生要通过N个发送天线发送的B×N个码元，并且通过以预定的编码方法编码所述B×N个码元而产生N个数据信号。所述B×N个码元是通过以预定的编码和调制方案对信息比特流进行编码和调制而产生的信号。

在步骤1405，发送器确定是否是发送前置码序列的时间。如果是发送前置码序列的时间，则发送器在所述N个信号和所述N个前置码序列之间选择所述N个预定的前置码序列。但是，如果不是发送前置码序列的时间，则发送器在步骤1409选择所述N个数据信号。

在步骤1411和1413，发送器通过N个天线发送所述N个数据信号或所述N个前置码信号。具体上，发送器IFFT处理要通过天线#0发送的信号，串行转换所述IFFT信号，将所述串行信号转换为模拟信号，RF处理所述模拟信号，并且通过天线#0来发送所述RF信号。另外，所述发送器IFFT处理要通过天线#1发送的信号，串行转换所述IFFT信号，将所述串行信号转换为模拟信号，RF处理所述模拟信号，并且通过天线#1来发送所述RF信号。相应地，发送器IFFT处理要通过所述N个相应的天线发送的每个信号，串行转换所述IFFT信号，将所述串行信号转换为模拟信号，RF处理所述模拟信号，并且通过对应的天线来发送所述RF信号。

图15是图解按照本发明的一个实施例的在OFDM通信***中使用M个接收天线的接收器的操作的流程图。参见图15，接收器在步骤1503通过下述方式来获得M个时域输入信号：通过RF处理通过M个天线接收的信号，将其转换为数字信号，并且并行转换所述数字信号。

在步骤1505，接收器确定是否是接收前置码信号的时间。如果是接收前置码序列的时间，则接收器对于所述M个输入信号执行多小区信道估计。所产生的信道估计被提供到相应天线的均衡器，以用于解调所述输入信号。

但是，如果不是接收前置码序列的时间，则接收器在步骤1509 FFT处理所述M个输入信号，使用所述信道估计来信道补偿所述FFT信号并且以预定的方法解码所述M个信道补偿的信号，由此产生一个信号流。接收器然后通过串行化所述天线信号并且解调所述串行信号而恢复原始信息比特流。

图16是图解在图15中图解的多小区估计步骤1507的详细流程图。参见图16，接收器在步骤1603计算可容纳节点B的最大数量N_S，在服务节点B及其相邻节点B的已知前置码矩阵当中按照接收功率来选择N_S个前置码矩阵，并且使用所述N_S个前置码矩阵来产生多小区前置码矩阵x_S。

在步骤1605，接收器计算x_S的伪逆(x_S ^Hx_S)^-1x_S ^H。接收器在步骤1607通过组合通过所述M个天线y₀ ，y₁，...y_M-1而接收的M个信号而产生所接收信号矩阵y。

在步骤1609，接收器将y乘以(x_S ^Hx_S)^-1x_S ^H，由此产生信道估计

接收器在步骤1611通过A点FFT处理

而产生频域信道估计

图17是图解在图16中图解的多小区前置码矩阵产生步骤1603的详细流程图。参见图17，在步骤1703，接收器使用与节点B#0相关联的已知频域前置码信息来产生节点B#0的前置码矩阵x⁽⁰⁾。因此，接收器产生节点B#1到#(N_B-1)的时域前置码矩阵。

在步骤1705，接收器在所述N_B个节点B前置码矩阵之中按照接收功率来选择N_S个节点B前置码矩阵，并且产生多小区前置码矩阵x_S。

图18是图解在图17中图解的节点B前置码矩阵产生步骤1703的详细流程图。参见图18，在步骤1803，接收器通过IFFT处理发送天线#0的已知前置码信号X₀ ⁽⁰⁾来产生时域信号x_0.0 ⁽⁰⁾，然后通过将x_0.0 ⁽⁰⁾循环移位一次到(L-1)次来产生(L-1)个时域信号。在步骤1805，接收器通过将X_0.0 ⁽⁰⁾与(L-1)个循环移位的信号组合来产生节点B#0的前置码矩阵。类似地，对于其他节点B产生前置码矩阵。

现在，在下面的图示中评估按照本发明的多小区信道估计器的性能。

图19是图解按照服务节点B及其相邻节点B的总数在SCMLE(单个小区最大似然性估计器)和MCMLE(多小区最大似然性估计器)之间在性能方面的一个比较的图。所述SCMLE表示传统使用的单个小区最大似然性估计器，而MCMLE表示多小区最大似然性估计器。当节点B的数量从1向2和4变化时，在使用128个副载波的***中评估按照本发明的MCMLE的性能。

可以从图19注意到，当在参见图3和4所述的规程中产生前置码时，即当使用正交前置码时，SCMLE和MCMLE都等同地执行。在给出非正交前置码的情况下，当节点B的数量增加时，观察到性能变差。对于传统的SCMLE，严重的蜂窝之间的干扰大大地增加了MSE(均方误差)，而虽然蜂窝之间的干扰增加了，但是MCMLE具有相同的性能。但是，如果N_B小于N_S，则示出不同的趋势。

图20是图解按照服务节点B及其相邻节点B的总数在SCMLE和MCMLE之间在性能方面的另一比较的图。在图20中，可容纳节点B的数量是4，它小于服务节点B及其相邻节点B的数量(为6)。6个前置码中的4个是正交的，而其他2个前置码是非正交的，由此引起干扰。如图20中所示，SCMLE显著地受到干扰的影响，而MCMLE胜过SCMLE。

按照如上所述的本发明，消除蜂窝之间干扰的多小区估计方法的使用使得能够在OFDM通信***中进行更精确的信道估计，并且也提高了数据解调性能。

虽然已经参照本发明的特定优选实施例示出和说明了本发明，但是本领域的技术人员会明白，在不脱离所附的权利要求所限定的本发明的精神和范围的情况下，可以进行形式和细节上的各种改变。

Claims (14)

1.一种在宽带无线通信***中的用户设备(UE)中、通过使用从服务节点B和多个相邻节点B接收的前置码信号来进行信道估计的装置，其中在所述宽带无线通信***中，每个节点B通过N个天线来发送信号，而UE通过M个天线来接收信号，其中N、M≥1，所述装置包括：

节点B数量确定器，用于使用前置码长度、在每个节点B中的天线的数量、多个路径的数量、和服务节点B加上其相邻节点B的数量来计算可信道估计的节点B的最大数量N_S；

多小区前置码矩阵产生器，用于通过下述方式来产生多小区前置码矩阵x_S：通过对于所述服务节点B和所述多个相邻节点B的每一个产生节点B前置码矩阵，并且在所产生的节点B前置码矩阵当中按照接收功率由高到低依次选择N_S个节点B前置码矩阵；以及

信道估计器，用于使用所述多小区前置码矩阵x_S和在前置码接收时段期间通过M个天线接收的M个信号来执行信道估计，

其中，所述信道估计器包括：

第一矩阵产生器，用于通过组合对于所述前置码接收时段通过M个天线接收的M个信号而产生接收信号矩阵y；

第二矩阵产生器，用于产生所述多小区前置码矩阵x_S的伪逆；

矩阵乘法器，用于通过将所述接收信号矩阵y乘以所述多小区前置码矩阵x_S的伪逆而计算时域信道估计

以及

快速傅立叶变换(FFT)处理器，用于通过FFT处理所述时域信道估计而计算频域信道估计

2.按照权利要求1的装置，其中，通过来计算可信道估计的节点B的最大数量N_S，其中，A是前置码长度，L是多个路径的数量，N是在每个节点B中的天线的数量，N_B是服务节点B和所述多个相邻节点B的数量。

3.按照权利要求1的装置，其中，多个路径的数量L等于循环前缀(CP)采样的数量。

4.按照权利要求1的装置，其中，所述前置码长度等于正交频分复用(OFDM)码元的采样的数量。

5.按照权利要求1的装置，其中，x_S的伪逆是

6.按照权利要求1的装置，其中，所述多小区前置码矩阵产生器包括：

多个节点B前置码矩阵产生器，用于借助多径传播使用所述服务节点B和所述多个相邻节点B的已知前置码信息来产生所述服务节点B和所述多个相邻节点B的节点B前置码矩阵；以及

可容纳的节点B矩阵产生器，用于通过在所产生的节点B前置码矩阵中按照接收功率来选择N_S个节点B前置码矩阵而产生多小区前置码矩阵x_S。

7.按照权利要求6的装置，其中，每个节点B前置码矩阵产生器包括：

逆快速傅立叶变换(IFFT)单元，用于通过IFFT处理与节点B的天线相关联的已知前置码信号而产生时域信号；

循环移位单元，用于在一次到多个路径的数量-1次的范围内将IFFT单元的输出的每个循环移位；

天线前置码矩阵产生单元，用于通过按照相应的发送天线组合IFFT单元的输出与循环移位单元的输出来产生天线前置码矩阵；以及

天线前置码矩阵组合器，用于通过组合所述天线前置码矩阵而产生节点B前置码矩阵。

8.一种在宽带无线通信***中的用户设备(UE)中、通过使用从服务节点B和多个相邻节点B接收的前置码信号来进行信道估计的方法，其中在所述宽带无线通信***中，每个节点B通过N个天线来发送信号，而UE通过M个天线来接收信号，其中N、M≥1，所述方法包括步骤：

使用前置码长度、在每个节点B中的天线的数量、多个路径的数量、和服务节点B加上其相邻节点B的数量来计算可信道估计的节点B的最大数量N_S；

按照所述服务节点B和所述多个相邻节点B的接收功率由高到低依次选择N_S个节点B；

产生相应的所选择的N_S个节点B的节点B前置码矩阵；

通过组合所述N_S个节点B前置码矩阵而产生多小区前置码矩阵x_S，并且

使用所述多小区前置码矩阵x_S和在前置码接收时段期间通过M个天线接收的M个信号来执行信道估计，

其中，执行信道估计的是步骤包括步骤：

通过组合在所述前置码接收时段期间通过M个天线接收的M个信号而产生接收信号矩阵y；

计算所述多小区前置码矩阵x_S的伪逆；

通过将所述接收信号矩阵y乘以所述多小区前置码矩阵x_S的伪逆而计算时域信道估计

以及

通过FFT处理所述时域信道估计

而计算频域信道估计

9.按照权利要求8的方法，其中，通过

来计算可信道估计的节点B的最大数量N_S，其中，A是前置码长度，L是多个路径的数量，N是在每个节点B中的天线的数量，N_B是所述服务节点B和所述多个相邻节点B的数量。

10.按照权利要求8的方法，其中，多个路径的数量L等于循环前缀(CP)采样的数量。

11.按照权利要求8的方法，其中，所述前置码长度等于正交频分复用(OFDM)码元的采样的数量。

12.按照权利要求8的方法，其中，x_S的伪逆是

13.按照权利要求8的方法，其中，产生多小区前置码矩阵的所述步骤包括步骤：

按照所述服务节点B和所述多个相邻节点B的接收功率来选择N_S个节点B；

借助多径传播使用N_S个节点B的已知前置码信息来产生N_S个节点B的节点B前置码矩阵；并且

通过组合所述N_S个节点B前置码矩阵来产生多小区前置码矩阵x_S。

14.按照权利要求13的方法，其中，产生节点B前置码矩阵的所述步骤包括步骤：

通过IFFT处理与所述N_S个节点B的每个的天线相关联的已知前置码信号而产生时域信号；

通过在一次到多个路径的数量-1次的范围中将所述N_S×N个时域信号的每个循环移位而产生多径信号；

通过按照相应的发送天线组合所述N_S×N个时域信号与所述多径信号来产生天线前置码矩阵；并且

通过按照相应的节点B组合所述天线前置码矩阵而产生N_S个节点B前置码矩阵。

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