CN102263713B - 一种基于变换域滤波的二维ofdm信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于移动通信技术领域，涉及一种基于变换域滤波的二维OFDM信道估计方法，包括下列步骤：对输入数据***导频并发送；接收端接收到数据后，提取导频位置的数据，得到导频位置处的信道响应，称之为导频响应；对含有导频的OFDM数据进行频率方向的插值和滤波：对每个子载波，运用线性插值的原理，在时间方向上插值，实现二维OFDM信道估计。本发明能够滤除大部分信道和接收机中加性高斯白噪声，提高了信道估计的精度，同时，实现简单，大大降低了算法的复杂度。

Description

一种基于变换域滤波的二维OFDM信道估计方法

技术领域

本发明涉及一种OFDM信道估计方法，具体涉及一种无线衰落信道的二维信道估计算法。

背景技术

随着信息化的进一步发展，未来移动通信***需要用更有限的频谱资源来提供更多的通信业务、更高的通信速率和更好的通信质量，而传输速率的提高又给常规单载波***带来了符号间干扰(ISI)和频率选择性衰落的问题。OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)技术是解决这些问题的有效的方法之一。它是一种特殊的多载波通信方案，它可以在无线信道中实现高速数据传输。它将单个用户的高速率信息流经过串/并变换为多个低速率码流，每个码流都用一个子载波发送，各个子载波之间相互正交。

OFDM与普通的频分复用(FDM)技术相比，具有较高的频谱利用率，可以有效地避免各个子载波上的符号间干扰(ISI)，通过使用快速傅立叶算法(FFT)，使得OFDM接收机的实现变得非常简单。OFDM技术作为一种高效的调制技术，以及它在对抗多径衰落方面的明显优势，在许多4G蜂窝***方案中都考虑选择OFDM技术作为其空中接口技术。OFDM技术已经被公认为下一代蜂窝通信***的核心技术。

对于OFDM***，在相同误码率的要求下，采用差分解调比采用相干解调的信噪比要高3-4dB；此外，差分解调比较适合用在低数据率的***，而对于更高数据率传输率和高频谱要求的OFDM***，相干解调更适合。但是相干解调必须对频率选择性无线多径信道进行实时跟踪，估计信道参数。

基于导频的信道估计通常分为两个步骤：首先利用各种数学运算准则得到导频位置处的信道响应，然后通过各种插值运算得到所有数据的信道响应。插值方法中最佳滤波器是维纳滤波器(Wiener filter)，然而，维纳滤波信道估计方法需要使用复杂矩阵运算，不利于硬件实时实现。线性插值方法实现简单，性能不够好，为此，出现了一种在***复杂度和性能之间均衡的信道估计算法，即基于FFT的信道估计方法。考虑到噪声的影响。文献1(Y Zhao，A Huang.A novel channel estimation methods for OFDM mobile communicationsystems based on pilot signals and transform domain processing[C]//Proc.IEEE 47th Vehicular TechnologyConference.Phoenix，USA，May 1997，3：2089～2093.)提出了一种基于导频辅助和变换域的一维信道估计方法。它首先将LS准则下的导频处的响应值经过离散傅里叶变换(DFT)变换到变换域，然后在对变换域信号进行分析仿真其特性后，对信号进行滤波，再对滤波后信号补零，最后对该补零后的变换域信号作离散傅里叶逆变换(IDFT)转换到频域，得到的结果就是整个信道的传输函数了。该文献所述信道估计方法的流程如图1所示，M为导频数目，N为子载波数目，从图中可以看到，该方法采用了一种叫变换域滤波的滤波技术，这样可以将位于全频带的加性高斯白噪声的高频部分滤除，提高了算法信道估计性能。这种滤波技术是使用变换域内对应“高频”置为0，“低频”部分置为1干扰。但该文献并没有具体说明是如何实现这种滤波技术的。

由于多载波***的信号分布在时域和频域内，对于时变信道的跟踪，二维信道估计是必需的。对于二维导频符号辅助的信道估计而言，最佳滤波器是二维维纳滤波器(Wiener filter)，复杂度较高。一般工程应用中常采用两个级联的一维插值法实现二维的信道估计。大量中英文文献中都提出过二维级联信道估计算法。文献2(M.Julia.DFT-based Channel Estimation in 2D-Pilot-Symbol-Aided OFDM WirelessSystems[C]//Proc.IEEE 53rd Vehicular Technology Conference，Rhodes，May，2001，2：810～814.)提出在频率方向上进行FFT时域插值，在时间方向上进行线性插值的二维信道估计方法。但是在频率方向中由于没有考虑噪声的影响，性能仍然不够好，文献3(Amir H.Khanshan，HamidrezaAmindavar.Performance evaluation oftwo-dimensional interpolations on OFDM channel estimation[C]，//Proc.IEEE Telecommunication Networks andApplications Conference，Australasian，2007，pp：460～464)提出将线性插值，Cubic插值等插值方法分别运用在频率和时间方向上的方法，但是这些二维信道估计方法忽略了噪声的干扰，性能不够好。

发明内容

基于以上考虑，为了缩小信道估计值与真实信道频响间的差异，本发明提供一种基于变换域的二维信道估计方法。本发明提出的二维信道估计方法，针对高斯白噪声存在的情况，将变换域滤波的环节融入频率方向上的插值算法中，同时在时间方向上运用线性插值，完成全部时刻的信道响应的估计，这种二维信道估计方法可以将接收机中的高斯白噪声大部分滤除，使得信道估计更精确，与实际信道更接近。为此，本发明采用如下的技术方案：

一种基于变换域滤波的二维OFDM信道估计方法，包括下列步骤：

(1)对输入数据进行星座图映射；

(2)***导频

1)采用矩形导频方式，在频率方向和时间方向上分别按照设定的间隔***导频；

2)对最后一个OFDM符号，按照与步骤1)相同的频率间隔***导频；

(3)利用快速傅立叶逆变换方法对***导频后的数据进行OFDM调制；

(4)加入保护间隔或者循环前缀，将数据由并变串；并由发送天线发送；

(5)接收端接收到数据后，首先由串变并，去除保护间隔或循环前缀，然后由快速傅立叶变换来实现OFDM的解调制；

(6)提取导频位置的数据，得到导频位置处的信道响应，称之为导频响应；

(7)接收端按照下列的步骤对含有导频的OFDM数据进行频率方向的插值和滤波：

1)对导频响应进行快速傅立叶变换，得到变换域G；

2)计算G中所有样点总能量值EH；

3)初始化：设p1＝3，p2＝M-GI，其中，M为每个OFDM符号中导频的数量，GI为保护间隔的长度；

4)计算G中序列号从p1到p2的样点的能量Enoise；

5)设噪声占总能量的比值R＝0.3×snr，其中，snr为噪信比，并设Q＝Enoise/EH；

7)比较Q与R的大小，如果Q＜R，则p2的值加1，回到第4)步；

8)反复比较Q与R的大小关系，直到Q＞R，停止循环；

9)将G中序列号从p1到p2的元素值置为0，得到向量H_FFT；

10)在H FFT中间补零，使其长度与总子载波数相等；

11)进行快速傅立叶逆变换，得到频域值，并添加补偿系数；

(8)对每个子载波，运用线性插值的原理，在时间方向上插值，实现二维OFDM信道估计。

本发明的有益结果是，滤除了大部分信道和接收机中加性高斯白噪声，提高了信道估计的精度，同时，运用两个一维的插值算法，完成全部时刻信道响应的估计，这种方法的矩阵运算非常少，实现简单，大大降低了算法的复杂度。

附图说明

图1是文献1的信道估计算法的实现框图。

图2是本发明的信道估计算法的实现框图。

图3是本发明导频设计图案。

图4是二维插值实现过程图。

图5是5dB信噪比下导频响应的变换域特性。

图6是经过滤波后的导频响应的变换与特性。

图7是本发明方法和其他二维插值信道估计算法RMSE比较。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明提出的信道估计方法进行具体的描述如下。

本发明所述的是一种基于变换域滤波的二维信道估计方法，这是一种导频辅助信道估计方法，图2表示的是本发明信道估计算法的框图。该示意图给出了由接收机接受的信号在频域中和时域中经过一系列变换之后，精确的估计出了信道的频率响应。

为了实现本方法，需要在发送信号中***导频。图3表示的是本发明的导频设计方案，导频采用矩形***方式。按照图3所示，这种导频设计的方案的导频开销为25％，即，频率方向上间隔为2，时间方向上间隔为2，导频间隔可以为其他的值，只要满足时间方向上的导频间隔

其中fd_max是最大多普勒频移，Tf是OFDM的符号周期，频率方向上的导频间隔

τ_max是信道的最大延迟，Δdf为载波间频率间隔。导频采用随机导频。需要注意的是，需要以同样的频率间隔给最后一个符号***导频。

1.接收机利用导频序列计算信道频域响应的最小平方(LS)估计。在OFDM***中，调用算法模块，建立矩阵P，P中只有导频位置有值，为发送的导频，其他位置的值为0，求出该矩阵的逆矩阵P^-1，该矩阵与接收矩阵Y_p(只有导频位置有值，其值为接收机接收到的数据)相乘为信道在导频位置的频域响应的最小二乘LS估计H_N＝P^-1Y_p，其中Y_p是N*NL的接收频域信号矩阵，P是发送的N×NL的由导频组成的矩阵，(*)^-1表示矩阵求逆，NL是发送的OFDM符号数，N是OFDM***中的子载波数目，也是离散傅里叶变换和离散傅里叶逆变换的运算点数。

2.对导频响应矩阵作二维插值变换，如图4所示。具体插值过程分成两个一维内插，分别为频率方向上的FFT插值和时间方向上的线性内插，步骤如下：

◆频率方向上的滤波及插值。使所有的含有导频的OFDM符号经过下面步骤(1)(2)(3)(4)(5)的变换，直至所有含导频的符号的全部频率方向上的位置的信道响应都估计出值。

(1)对第p个OFDM符号频率响应是矩阵中的N×1向量，提取出导频处频率响应估计值放在一个向量中，记为H_M，p，H_M，p中元素为去除未知位置的导频响应矩阵，前后相邻位置不变，导频的个数为M＝N/interval_f，其中N为子载波个数，interval_f为导频频率方向上的间隔，那么，H_M，p为M×1的向量。

(2)对H_M，p作DFT变换，这里的DFT可以利用现有各种离散傅里叶逆变换的快速算法FFT实现，即利用IFFT变换将导频的频率响应转变到变换域得到导频处的变换域响应G_M，p＝FH_M，p。其中DFT变换矩阵F＝[r_m，n]， $r_{m,n}=\frac{1}{\sqrt{N}}\exp [-j2\mathrm{\π}(m-1)(n-1)/N],$ (1≤m，n≤N)，(*)^H表示矩阵的共轭转置。

图5表示信噪比为5dB时导频响应的变换域特性。

(3)对第(2)步的结果进行滤波。滤波过程如下：

(i)计算G_M，p中所有样点总能量值EH。

(ii)初始化：设p1＝3，p2＝M-GI，GI为保护间隔的长度。

(iii)计算G_M，p中序列号从p1到p2的样点的能量Enoise。

(iv)设噪声占总能量的比值R＝0.3×snr，其中，snr为噪信比，并设M＝Enoise/EH；

(v)比较M与R的大小。如果M＜R，则p2的值加1，回到第(iii)步。

(vi)反复比较M与R的大小关系，直到M＞R，停止循环。

(vii)将G_M，p中序列号从p1到p2的元素值置为0，得到向量H_FFT；H_FFT的特性如图6所示

(4)对H_FFT进行中间补零操作，得到向量

设置一长度和子载波的数量N一致向量

该向量前M/2元素用H_FFT中的M/2个元素代替，后M/2个元素用H_FFT中的后M/2个元素代替。可用如下矩阵来表示补零的过程： ${\hat{G}}_{N,p}=\left[\begin{array}{ccc}H\_\mathrm{FFT}(1:M/2)& 0& H\_\mathrm{FFT}(M/2+1:M)\end{array}\right],$ 其中0为(N-M)×1的全零向量。

(5)对

作离散傅里叶变换IDFT，这个IDFT也是使用离散傅里叶逆变换的快速算法IFFT，即利用IFFT将向量变回频域，

得到向量

将向量

作为列向量放在receiv_h矩阵中，其中receiv_h是一个N×NL的矩阵，是存放最后估计结果的矩阵，即信道频率响应的矩阵，a为变换补偿系数，根据N和M的值变化而变化，NL为OFDM符号数。

◆时间方向上，对所有子载波进行下面的内插变换。对每个子载波即receiv_h的行向量运用线性插值的插值方法，根据时间方向上已知位置的信道响应，线性内插，可以得到处于两个已知数据之间的位置的信道响应。

经过上述变换和计算，就得到了OFDM的信道估计值，采用这种方法对OFDM***进行信道估计，滤除了大部分高斯白噪声，并且消除了部分由于插值所造成的误差噪声，有效的估计了信道的频率响应。为了对本发明方法与传统的二维线性插值算法的性能进行具体比较说明，在以下测试平台对两种信道估计方法与真实信道的信道响应的归一化均方误差(RMSE)进行比较：

1.搭建OFDM***平台。

2.测试信道为COST207典型城区(TU)信道，采用6径信道，最大多普勒频移为100Hz，对应移动速度为108km/h。

3.发射端调制OFDM信号的子载波数为128，OFDM符号数任意，这里为了测试取80，循环前缀的长度为32。

4.星座图映射方式为QPSK。

5.导频的设计为在频率方向上为2，在时间方向上为2，对最后一个符号作处理后导频开销大致为25％。

6.抽样间隔为1μs。

7.信道信噪比取5dB，10dB，15dB，20dB，25dB，30dB，35dB，40dB这几个数。

图7是在上述测试平台上本发明方法与其他两种二维插值信道估计算法的归一化均方误差(RMSE)的比较图。linear-linear代表的信道估计法在时间和频率方向上都采用线性插值的方式，DFT-linear代表的信道估计法在频率方向上采用基于DFT的时域插值法，在时间方向上采用线性插值法。由图中可以看出，本发明方法与linear-linear相比，在信噪比低时有大约3dB的性能增益，并随着信噪比的增大，本发明算法的优势越来越大；与DFT-linear相比，本发明算法在低信噪比下的性能要优于DFT-linear算法，大约有4-5dB的增益。

本发明利用将FFT变换域插值及滤波，线性插值结合起来，形成了一种基于变换域滤波的二维信道估计方法。使用本方法，能有效的减小接收机中噪声对信道估计的影响，获得很好的估计效果。本发明方法简单易行，矩阵运算少，易于软件实现，而且快速傅里叶变换(FFT)和快速傅里叶逆变换(IFFT)的使用也使得复杂度上减小了很多，易于操作，因此本发明具有很好的应用前景。

以上所述仅为本发明的最佳实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何本领域技术人员在本发明所披露的技术范围内，可以轻易想到的变换或替换，都应包含在本发明的保护范畴之内，因此，本发明的保护范围应以权利要求的范围为准。

Claims (1)

1.一种基于变换域滤波的二维OFDM信道估计方法，包括下列步骤：

（1）对输入数据进行星座图映射；

（2）***导频

1）采用矩形导频方式，在频率方向和时间方向上分别按照设定的间隔***导频；

2）对最后一个OFDM符号，按照与步骤1）相同的频率间隔***导频；

（3）利用快速傅立叶逆变换方法对***导频后的数据进行OFDM调制；

（4）加入保护间隔或者循环前缀，将数据由并变串；并由发送天线发送；

（5）接收端接收到数据后，首先由串变并，去除保护间隔或循环前缀，然后由快速傅立叶变换来实现OFDM的解调制；

（6）提取导频位置的数据，得到导频位置处的信道响应，称之为导频响应；

（7）接收端按照下列的步骤对含有导频的OFDM数据进行频率方向的插值和滤波：

1）对导频响应进行快速傅立叶变换，得到变换域响应G；

2）计算G中所有样点总能量值EH；

3）初始化：设p1=3，p2=M-GI，其中，M为每个OFDM符号中导频的数量，GI为保护间隔的长度；

4）计算G中序列号从p1到p2的样点的能量Enoise；

5）令Esig=EH-Enoise，设噪声能量与有用信号能量的比值R=0.3×snr，其中，0.3为经验值，snr为噪信比，并设Q=Enoise/Esig；

6）比较Q与R的大小，如果Q<R，则p2的值加1，回到第4）步，直到Q>R，停止循环；

7）将G中序列号从p1到p2的元素值置为0，得到向量H_FFT；

8）在H_FFT中间补零，使其长度与总子载波数相等；

9）进行快速傅立叶逆变换，得到频域值，并添加补偿系数；

（8）对每个子载波，运用线性插值的原理，在时间方向上插值，实现二维OFDM信道估计。

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