CN102752253A - 时频域联合处理抑制正交频分复用***子载波间干扰的方法 - Google Patents

Abstract

本发明是一种时频联合处理抑制正交频分复用***子载波间干扰的方法，具体实现方法包括：1）在OFDM信号发射设备的发射端，对用户数据进行编码，分组和分段后进行星座映射；2）对星座映射后数据进行预编码和相关编码，实现频域部分响应，3）将时域部分响应信号串并变换，利用快速傅里叶反变换IFFT调制到多个子载波上，4）对形成的OFDM时域信号加窗函数，得到的信号为频时域联合处理的结果，6）对接收到的OFDM时域信号进行数模变换和下变频变换；7）经过串并变换后去掉循环前缀，采用快速傅里叶变换FFT分别在各个子载波上解调OFDM信号；8）最后采用相关编码的逆运算解部分响应，9）解码得到发送信号。

Description

时频域联合处理抑制正交频分复用***子载波间干扰的方法

技术领域

本发明通常涉及正交频分复用(OFDM)***，更具体地说，设计OFDM***在时变信道中性能良好的子载波间干扰(ICI)消除技术。

背景技术

OFDM***是一种无线环境下的高速传输技术，它的主要思想是在频域内将给定信道分成许多正交的子信道，信号在每个子信道上使用一个子载波进行，并且各个子载波并行传输，使码元间隔变长从而抵抗无线环境中的频率选择性衰落，在无线通信领域有很大的优势，因此，OFDM技术将成为***移动通信(4G)的核心技术之一。

OFDM***的可靠性是建立在各个子载波正交的基础上的。然而实际中时变衰落信道的影响会破坏信道之间的正交性。因此OFDM***面临的一个主要问题是对频率偏移的敏感性，频率偏移将导致子载波间干扰的产生，从而大大降低***性能。为了解决这种问题，必须采取措施抑制***的子载波间干扰(ICI)。

为了达到抑制子载波间干扰的目的，通常有两种解决办法。一种有效方式是在OFDM接收机的设计中，通过估计由于信道时变引起的频率偏移，在接收端进行补偿。但是这种方法必须要求定时同步，定时的不准确将会影响对频率偏移的估计。另一种方式是设计合适的OFDM发射机，对OFDM信号进行处理来降低信号对频率偏移的敏感性。例如采用时域加窗，通过设计好的低干扰窗形与时域OFDM信号相乘，来加快各个子载波旁瓣的衰减，从而抑制干扰。但是这种方法有一定的缺陷，特别当频率偏移较大时，仅仅采用时域加窗不能很好地抑制干扰。

乃奎斯特第二准则告诉我们：人为地，有规律地在码元的抽样时刻引入码间干扰，并在接收端判决前加以消除，从而可以达到改善频谱效率，压缩传输频带，使频带利用率提高到理论上的最大值，并加速传输波形尾巴的衰减和降低对定时精度的要求的目的。通常把这种波形称为部分响应波形。最初，部分响应用在单载波***中来降低时域错误引起的码间干扰，称为时域相干编码信号。在OFDM***可以看成单载波***的扩展，也可以人为地引入各个子载波之间的相关性，并在接收端加以消除，就能使每个子载波的拖尾减小，降低子载波间干扰的影响，降低OFDM***的子载波间干扰，并且设计方法灵活。这种思想就是频域部分响应。

本发明设计的关键就是时频域联合处理的方式来抑制ICI，使***的性能改善。

发明内容

技术问题：本发明的目的是提供一种降低OFDM***对频率偏移敏感性的有效方式，降低***子载波间干扰的方法。该方法降低OFDM***对频偏的敏感性，克服频偏估计精度的要求高以及降低带宽有效性的缺点，因此，本发明提供一种在OFDM***中适用的有效抑制子载波间干扰的方法，采用时频域联合处理，降低***对频率偏移的敏感性。

技术方案：本发明的时频联合处理抑制正交频分复用***子载波间干扰的方法，采用时频域联合处理减小接收的正交频分复用OFDM信号的各个载波间干扰ICI的方法，具体包括：

采用OFDM信号发射设备，对发送信号依次通过编码调制、预编码、相关编码、串并变换、快速傅里叶反变换IFFT、并串变换、时域加窗、数模变换和上变频处理，

1)在OFDM发射端，对用户数据进行编码，分组和分段后进行星座映射；

2)对星座映射后数据进行预编码和相关编码，实现频域部分响应，具体地讲，相关编码就是将编码调制后的当前信号码元和之前的n个码元按照使频谱拖尾最小的最佳加权系数叠加，有规律地引入相邻子载波间的相关性，形成新的待发送信号码元，n称做相关编码级数；

3)将时域部分响应信号串并变换，利用快速傅里叶反变换IFFT调制到多个子载波上，形成OFDM时域信号，并采用循环前缀引导，再进行并串变换；

4)对步骤3)形成的OFDM时域信号加窗函数，得到的信号为频时域联合处理的结果，具体地讲，是将OFDM时域信号与窗函数相乘，使得旁瓣衰落加快；

5)对频时域联合处理的信号进行数模变换和上变频处理发送出去；

采用OFDM信号接收设备，包括顺序连接的模数转换电路、下变频电路、串并变换、快速傅里叶变换FFT电路、并串变换、解码解调电路，

6)对接收到的OFDM时域信号进行数模变换和下变频变换；

7)经过串并变换后去掉循环前缀，采用快速傅里叶变换FFT分别在各个子载波上解调OFDM信号；

8)最后采用相关编码的逆运算解部分响应，在解相关编码时，将当前接收到的码元和之前接收到的n个码元相减，得到所需要的信号；

9)解码得到发送信号。

所述的步骤1)对用户数据进行编码，分组和分段后进行星座映射是对每段数据进行星座映射和OFDM调制，编码后的用户数据进行分组和分段，每段数据采用星座映射，分段数据长度取决于星座映射方式，每组数据将分别调制到步骤3)的各个子载波上。

所述步骤2)相关编码加权系数为一个对称矩阵R_n的最小特征值所对应的特征向量，其中R_n的形式为： $R_n=\left(\begin{array}{ccccc}0& \frac{1}{2}& \frac{1}{8}& \mathrm{\Λ}& \frac{1}{2{(n-1)}^2}\\ \frac{1}{2}& 0& \frac{1}{2}& \mathrm{\Λ}& \frac{1}{2{(n-2)}^2}\\ \frac{1}{8}& \frac{1}{2}& 0& \mathrm{\Λ}& \frac{1}{2{(n-3)}^2}\\ M& M& M& O& M\\ \frac{1}{2{(n-1)}^2}& \frac{1}{2{(n-2)}^2}& \frac{1}{2{(n-3)}^2}& \mathrm{\Λ}& 0\end{array}\right),$ n是相关编码级数。

对星座映射后数据进行预编码和相关编码，是对星座映射后的数据进行差分编码，抵抗由于采用部分响应引入的码元间相关性导致解码的差错传播。

利用快速傅里叶反变换IFFT调制到多个子载波上，形成OFDM时域信号的方法为：将相关编码以后的信号分成N组，在N个相互正交的子信道上独立传输；用IFFT实现OFDM，使OFDM的最低子载波频率为0，为了得到所需的最终已调信号的频率位置，用上变频的方法将所得OFDM信号的频谱搬到指定的高频上。

所述的OFDM信号由循环前缀引导是：循环前缀的实现方式是估计码元的最大时间弥散量，将每个数据码元的最后一段比特重复添加到每个码元的前面，重复码元的比特数必须大于码元的最大时间弥散量，以抵抗信号码元之间的干扰。

所述的将OFDM时域信号与窗函数相乘，是窗形满足乃奎斯特准则，窗口函数大于N，窗口选择可能符合大量备选方案中的一个，窗口函数为一阶阶跃函数，它以一个阶跃函数开始，所述阶跃函数从最小值增加到一个中间值，该窗口函数在第一时间段保持为中间值，然后再用另一个阶跃函数从中间值增加到最大值，在第二时间段保持最大值；然后采用阶跃函数从最大值减小到中间值，在第三时间段保持中间值，然后再由阶跃函数由中间值减小到最小值；窗口滚降系数大小根据实际需求而定，或根据窗口形状选择窗口大小。

有益效果：从上述技术方案看出，本发明具有以下有益效果：

1.本发明提供的这种消除基于OFDM***的子载波间干扰的方法，降低了由于时变衰落信道造成的ICI干扰带来的***性能损失。

2.本发明提供的这种消除基于OFDM***的子载波间干扰的方法，实现时频域联合处理改善OFDM***对频偏的敏感性。

附图说明

通过下面结合附图并进行的详细描述，本发明的上述和其它目的、特点和优点将变得更加清楚，其中；

图1示出了用于实现消除基于OFDM***的子载波间干扰的结构框图。

图2示出了部分响应实现方式。

图3示出了传统OFDM***和本文提出的时频域联合处理OFDM***的频谱。

图4对比了传统OFDM***和本文提出的时频域联合处理OFDM***的载干比。

图5对比了传统OFDM***和本文提出的时频域联合处理OFDM***的误比特率。

具体实施方式

本发明的目的是提供一种时频联合处理抑制OFDM***子载波间干扰的方法，通过时频域联合处理，使得OFDM发送信号频谱旁瓣快速衰减，降低对相邻子载波干扰的方法，该方法包括：

用时频域联合处理减小接收的正交频分复用OFDM信号的各个载波间干扰ICI的方法，具体包括：

采用OFDM信号发射设备，对发送信号依次通过编码调制、预编码、相关编码、串并变换、快速傅里叶反变换IFFT、并串变换、时域加窗、数模变换和上变频处理，

1)在OFDM发射端，对用户数据进行编码，分组和分段后进行星座映射；

2)对星座映射后数据进行预编码和相关编码，实现频域部分响应，具体地讲，相关编码就是将编码调制后的当前信号码元和之前的n个码元按照使频谱拖尾最小的最佳加权系数叠加，有规律地引入相邻子载波间的相关性，形成新的待发送信号码元，n称做相关编码级数；

3)将时域部分响应信号串并变换，利用快速傅里叶反变换IFFT调制到多个子载波上，形成OFDM时域信号，并采用循环前缀引导，再进行并串变换；

4)对步骤3)形成的OFDM时域信号加窗函数，得到的信号为频时域联合处理的结果，具体地讲，是将OFDM时域信号与窗函数相乘，使得旁瓣衰落加快；

5)对频时域联合处理的信号进行数模变换和上变频处理发送出去；

采用OFDM信号接收设备，包括顺序连接的模数转换电路、下变频电路、串并变换、快速傅里叶变换FFT电路、并串变换、解码解调电路，

6)对接收到的OFDM时域信号进行数模变换和下变频变换；

7)经过串并变换后去掉循环前缀，采用快速傅里叶变换FFT分别在各个子载波上解调OFDM信号；

8)最后采用相关编码的逆运算解部分响应，在解相关编码时，将当前接收到的码元和之前接收到的n个码元相减，就能得到所需要的信号；

9)解码得到发送信号。

对每段数据进行星座映射和OFDM调制，就是对步骤1)编码后的用户数据进行分组和分段，每段数据采用星座映射，分段数据长度取决于星座映射方式，每组数据将分别调制到步骤3)的各个子载波上。

步骤2)相关编码加权系数为一个对称矩阵R_n的最小特征值所对应的特征向量，其中R_n的形式为： $R_n=\left(\begin{array}{ccccc}0& \frac{1}{2}& \frac{1}{8}& \mathrm{\Λ}& \frac{1}{2{(n-1)}^2}\\ \frac{1}{2}& 0& \frac{1}{2}& \mathrm{\Λ}& \frac{1}{2{(n-2)}^2}\\ \frac{1}{8}& \frac{1}{2}& 0& \mathrm{\Λ}& \frac{1}{2{(n-3)}^2}\\ M& M& M& O& M\\ \frac{1}{2{(n-1)}^2}& \frac{1}{2{(n-2)}^2}& \frac{1}{2{(n-3)}^2}& \mathrm{\Λ}& 0\end{array}\right),$ n是相关编码级数。

在相关编码前采用预编码操作，具体地讲，是对星座映射后的数据进行差分编码，抵抗由于采用部分响应引入的码元间相关性导致解码的差错传播。

利用快速傅里叶反变换IFFT将每组信号调制到多个子载波上，形成OFDM时域信号，其方法为：将相关编码以后的信号分成N组，在N个相互正交的子信道上独立传输。为了用IFFT实现OFDM，可以使OFDM的最低子载波频率为0，为了得到所需的最终已调信号的频率位置，可以用上变频的方法将所得OFDM信号的频谱搬到指定的高频上。

OFDM信号由循环前缀引导。循环前缀的实现方式是估计码元的最大时间弥散量，将每个数据码元的最后一段比特重复添加到每个码元的前面，重复码元的比特数必须大于码元的最大时间弥散量，以抵抗信号码元之间的干扰。

对OFDM时域信号加窗函数，实现方法是将OFDM时域信号与窗函数相乘。窗形满足乃奎斯特准则，窗口函数大于N。窗口选择可能符合大量备选方案中的一个，窗口函数为一阶阶跃函数，它以一个阶跃函数开始，所述阶跃函数从最小值增加到一个中间值，该窗口函数在第一时间段保持为中间值，然后再用另一个阶跃函数从中间值增加到最大值，在第二时间段保持最大值。然后采用阶跃函数从最大值减小到中间值，在第三时间段保持中间值，然后再由阶跃函数由中间值减小到最小值。窗口滚降系数大小根据实际需求而定，或根据窗口形状选择窗口大小。

(1)在OFDM***发送端，对二进制数据进行编码映射。

(2)对信号进行部分响应处理，也就是说，对信号按照一定的规则实现相关编码。

(3)对相关编码后的信号分别调制到各个子载波上，更具体地说，利用IFFT变换得到时域OFDM信号。

(4)对时域OFDM信号加窗，例如升余弦窗、改进的升余弦窗等。

(5)将步骤(4)得到的信号并串频域变换后发射出去。

(6)在OFDM的接收端经过解调和解码得到发射数据。

步骤(1)中，信号的调制方式可以有很多种，比如BPSK、QPSK和M-QAM等。

步骤(2)中，对调制信号进行部分响应处理是指在信号之间引入相关性，使得当前发射信号是它与前面几个信号的线性组合。可以表示为：

其中a_k为调制信号，经过相关编码后得到序列b_k，c_i为响应的加权系数。组合个数越多，部分响应级数越高，***性能越好但是复杂度也越高。部分响应级数的高低，是对***性能和复杂度要求折中考虑决定的。另一方面，由于在信号之间引入了相关性，为了防止接收端解码时的错误传播，可以在信号调制(上述步骤(1))之前之前对信号进行预编码。

步骤(3)中，将编码以后的信号分组，这样，信号被分成N组，在N个相互正交的子信道上独立传输。为了用IFFT实现OFDM，可以使OFDM的最低子载波频率为0，为了得到所需的最终已调信号的频率位置，可以用上变频的方法将所得OFDM信号的频谱搬到指定的高频上。

步骤(4)中，对时域OFDM信号加窗。窗口可能是大量备选方案中的一个。例如，在一些备选实施例中，窗口函数为一阶阶跃函数，它以一个阶跃函数开始，所述阶跃函数从最小值增加到一个中间值，该窗口函数在第一时间段保持为中间值，然后再用另一个阶跃函数从中间值增加到最大值，在第二时间段保持最大值。然后采用阶跃函数从最大值减小到中间值，在第三时间段保持中间值，然后再由阶跃函数由中间值减小到最小值。

结合(2)和(4)两种处理方式，可以得到多种OFDM***基带发射机的设计方案，能够满足各种性能需求。

因此，一种所述的改善OFDM***子载波间干扰的发射信号处理电路，包括顺序连接的编码调制电路、相关编码电路、串并变换电路、IFFT变换电路、并串电路和时域加窗电路、数模变换电路和上变频电路。其特征在于在IFFT之前加入了相关编码电路，在IFFT之后加入了时域加窗电路。所述相关编码电路时对基带调制信号进行相关编码，人为加入子载波间干扰是信号频谱的旁瓣衰减增快。时域加窗电路是对整个OFDM时域信号加窗。所述的窗形满足乃奎斯特准则，并且窗形频谱的旁瓣衰减越快越好。例如，矩形窗的旁瓣以f^-1衰减，升余弦窗的旁瓣以f^-2衰减，该进的升余弦窗旁瓣则以f^-3衰减，窗形频谱旁瓣衰减越快，它对OFDM***子载波间干扰的抑制作用越好。同时一种所述的改善OFDM***子载波间干扰的接收信号处理电路，包括顺序连接的模数转换电路、下变频电路、FFT变换电路、解码解调电路。上述解码电路需要对相关编码和基带调制分别进行解调。

为使本发明的目的，技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例子，并参照附图，对本发明进一步详细说明。

本发明提出的消除OFDM***子载波间干扰的方法，是通过理论分析和结合OFDM***仿真进行的。通过时间域和频率域相结合的方法对子载波间干扰进行消除和抑制，以有效降低频率偏移对***性能的恶化。

本发明提供消除OFDM***子载波间干扰的***结构图，该方法包括：在频率域上采用部分响应，人为引入子载波之间的相关性，并在接收端判决前加以消除，从而加速传输波形尾巴的衰减来抑制子载波间的干扰。以及同时在频率域上选择尾巴振荡幅度小、收敛快的窗形来进一步优化***性能。

下面参照图1所示，在选择的窗形的基础上研究OFDM信号部分响应处理过程。信号处理过程包括以下步骤：

1.对输入信号进行编码调制。

2.本发明采用频域部分响应，也就是说对调制信号进行相关编码。

因此，需要选择一类相关编码类型。假设相关编码之前的信号记为a_k，k＝1，2......N，k为子载波的序号，N为总子载波数。相关编码后形成信号b_k，得到：

解码时根据

就可以得到响应的信号。但是部分响应引入了信号之间的相关性，为了避免解码时的差错传播，本发明对调制之前的二进制信号进行了预编码。作为示例，以第四类部分响应为例。预编码可以采用将a_k变成差分码。这样解码就变成了模二运算。

图2是产生部分响应信号的一种方法。离散时间序列a_k通过一个离散时间滤波器，其系数是c_i＝c(i/2w)，i＝0，1，...n-1，该滤波器的输出序列为b_k。

上述中，

对序列a_k滤波的结果使得b_k产生相关性，事实上，b_k的自相关函数为：

当输入序列是零均值且为白时，E(a_k-ia_k+m-l)＝δ_m+i-l，若E(a_k ²)＝1，b_k的自相关函数为其频谱表示为：

且T＝1/2w。因此这种部分响应的设计提供了第子载波间干扰的传输信号谱。

3.类似传统的OFDM***，将相关编码后的信号调制到各个子载波上传输。

本发明采用IFFT变换得到OFDM时域信号。将编码以后的信号分组，这样，信号被分成N组，在N个相互正交的子信道上独立传输。为了用IFFT实现OFDM，可以使OFDM的最低子载波频率为0，为了得到所需的最终已调信号的频率位置，可以用上变频的方法将所得OFDM信号的频谱搬到指定的高频上。

此外，在所述的OFDM信号由循环前缀前导，它包括：估计所述子载波k通过信道的时间弥散量，调节成下文所述窗口大小，使它大于IFFT点数N但是不会大到所述信道的时间弥散影响的循环前缀的一部分中。

4.对时域OFDM信号加窗。

通过窗口函数应用于多接收OFDM信号以产生所选加权样本的集合，来获得表示在时间t上载第k个子载波上接受的信号的项，其中：在OFDM信号上发送的符号由N个样本表示，窗口函数大小不小于N，窗口函数为乃奎斯特函数。窗口选择可能符合大量备选方案的人一个，窗口滚降系数大小可以根据实际需求而定，也可以根据窗口形状选择窗口大小。

作为示例，本发明采用以下两种窗形作为比较。

第一种窗形为传统的矩形窗，具体的说，就是在IFFT之后不额外加窗。第二种窗形是在升余弦窗基础上的改进，这里称为BTRC窗。两种窗形都是乃奎斯特窗，时域和频域形式可以表示成：

(1)矩形窗

P_r(t)＝1/T，|t|≤T/2  P_r(f)＝sin c(fT)

(2)改进的升余弦窗，本发明中称为(BTRC窗)

$P_{\mathrm{btrc}}\left(f\right)=\sin c\left(\mathrm{fT}\right)\frac{1}{{(\mathrm{\π\αfT}/\ln 2)}^2+1}[2\mathrm{\π\α}\mathrm{fT}\sin \left(\mathrm{\π\αfT}\right)/\ln 2+2\cos \left(\mathrm{\π\αfT}\right)-1]$

其中改进的升余弦窗尾巴振荡幅度小、收敛快，在抑制子载波间干扰特性上性能改进的升余弦窗更好。

需要说明的是，这种窗形只是本发明的一个实施例，实际中，可以根据对***性能的需求采用不同的窗形。

发送端后续的操作与传统OFDM***类似。

5.通过信道接收信号。通过信道以后，接受到的信号产生了频率偏移，存在子载波间干扰(ICI)，将接收信号简化后可以表示为

$r_k=\frac{1}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}\exp (-j2\mathrm{\π\Δft})\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_{l}p\left(t\right)\exp \left(j2\mathrm{\π}{f}_{l}t\right)\exp \left(j2\mathrm{\π}{f}_{k}t\right)\mathrm{dt}$

$=b_{k}s\left(0\right)+\underset{\underset{l\≠k}{l=0}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_{l}s(l-k)=C_k+I_k$

上式中第一部分C_k为有用信号，第二部分I_k为子载波间干扰。通过部分响应而降低的子载波间干扰功率可以表示为如下式的形式：

并且上式最小值就是最佳频域部分响应所达到的有易效果。其中，

分析上式，最终得到的最佳频域部分响应的加权系数为实对称矩阵R_n的最小特征值对应的特征向量。R_n表示为：

$R_n=\left(\begin{array}{ccccc}0& \frac{1}{2}& \frac{1}{8}& \mathrm{\Λ}& \frac{1}{2{(n-1)}^2}\\ \frac{1}{2}& 0& \frac{1}{2}& \mathrm{\Λ}& \frac{1}{2{(n-2)}^2}\\ \frac{1}{8}& \frac{1}{2}& 0& \mathrm{\Λ}& \frac{1}{2{(n-3)}^2}\\ M& M& M& O& M\\ \frac{1}{2{(n-1)}^2}& \frac{1}{2{(n-2)}^2}& \frac{1}{2{(n-3)}^2}& \mathrm{\Λ}& 0\end{array}\right)$

例如： $C_n=\left\{\begin{array}{cc}[0.7071-0.7071]& n=2\\ [-\mathrm{0.4775,0.7376},-0.4775]& n=3\\ [-\mathrm{0.3501,0.6144},-\mathrm{0.6144,0.3501}]& n=4\\ [0.2666,-\mathrm{0.5062,0.5876},-\mathrm{0.5062,0.2666}]& n=5\end{array}\right.$

另一方面，本发明实施案例中的ICI消除由下式来确定：

来确定，上述中min(λ_n)是矩阵R_n的最小特征值。可见窗口形状的选取以及实现部分响应的相关编码系数的选择都能影响***子载波间干扰性能。

6.接收端解码。

接收端下变频之后仍然利用采用FFT解调，得到的信号再根据式就可以得到相关编码之前的信号。

另外，由于相关编码引入了码元之间的相关性，采用上述方法在接收端接收时难以避免差错传播。根据不同的相关编码方式，可以采用预编码避免这种错误，可以在步骤1之前引入预编码操作。作为一个具体实施例，第四类部分响应预编码为差分编码，这样解码时，只要使FFT之后的信号模二处理就能代替上述

的处理。有效抑制了差错传播的影响。

图3、图4图5是本发明实施例(OFDM***，子载波数量为200，FFT点数为512)的仿真比较结果：图3表示OFDM信号的频谱，横坐标为归一化频率，纵坐标为功率。其中(a)为传统OFDM信号，(b)为采用时频域联合处理的OFDM信号。图4比较了传统OFDM***和时频域联合处理***的载干比特性。观察图3发现，传统OFDM***在不同的频偏下，CIR最低，采用本文研究的时频域联合处理的OFDM***载干比有明显提升，再一次证明了时频域联合处理的优势。同时，随着频域部分响应子载波个数(即部分响应级数n)的增加，CIR逐渐变大。图5通过计算机对OFDM***的仿真，比较了传统OFDM与本文时频联合处理的***误比特率。再一次证明了本文采用的时频域联合处理方式能有效抑制OFDM***的ICI，降低***对频偏的敏感性。

以上所述的具体实施例，对发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不限制于本发明，凡在本发明精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种时频联合处理抑制正交频分复用***子载波间干扰的方法，其特征在于采用时频域联合处理减小接收的正交频分复用OFDM信号的各个载波间干扰ICI；

具体实现方法包括：

1)在OFDM信号发射设备的发射端，对用户数据进行编码，分组和分段后进行星座映射；

2)对星座映射后数据进行预编码和相关编码，实现频域部分响应，具体地讲，相关编码就是将编码调制后的当前信号码元和之前的n个码元按照使频谱拖尾最小的最佳加权系数叠加，引入相邻子载波间的相关性，形成新的待发送信号码元，n称做相关编码级数；

3)将时域部分响应信号串并变换，利用快速傅里叶反变换IFFT调制到多个子载波上，形成OFDM时域信号，并采用循环前缀引导，再进行并串变换；

4)对步骤3)形成的OFDM时域信号加窗函数，得到的信号为频时域联合处理的结果，具体地讲，是将OFDM时域信号与窗函数相乘，使得旁瓣衰落加快；

5)对频时域联合处理的信号进行数模变换和上变频处理发送出去；

6)对接收到的OFDM时域信号进行数模变换和下变频变换；

7)经过串并变换后去掉循环前缀，采用快速傅里叶变换FFT分别在各个子载波上解调OFDM信号；

8)最后采用相关编码的逆运算解部分响应，在解相关编码时，将当前接收到的码元和之前接收到的n个码元相减，得到所需要的信号；

9)解码得到发送信号。

2.如权利要求1所述的时频联合处理抑制正交频分复用***子载波间干扰的方法，其特征在于所述的步骤1)对用户数据进行编码，分组和分段后进行星座映射是对每段数据进行星座映射和OFDM调制，编码后的用户数据进行分组和分段，每段数据采用星座映射，分段数据长度取决于星座映射方式，每组数据将分别调制到步骤3)的各个子载波上。

3.如权利要求1所述的时频联合处理抑制正交频分复用***子载波间干扰的方法，其特征在于所述步骤2)中的加权系数为一个对称矩阵R_n的最小特征值所对应的特征向量，其中R_n的形式为： $R_n=\left(\begin{array}{ccccc}0& \frac{1}{2}& \frac{1}{8}& \mathrm{\Λ}& \frac{1}{2{(n-1)}^2}\\ \frac{1}{2}& 0& \frac{1}{2}& \mathrm{\Λ}& \frac{1}{2{(n-2)}^2}\\ \frac{1}{8}& \frac{1}{2}& 0& \mathrm{\Λ}& \frac{1}{2{(n-3)}^2}\\ M& M& M& O& M\\ \frac{1}{2{(n-1)}^2}& \frac{1}{2{(n-2)}^2}& \frac{1}{2{(n-3)}^2}& \mathrm{\Λ}& 0\end{array}\right);$ n是相关编码级数。

4.如权利要求1所述的时频联合处理抑制正交频分复用***子载波间干扰的方法，其特征在于对星座映射后数据进行预编码和相关编码，是对星座映射后的数据进行差分编码，抵抗由于采用部分响应引入的码元间相关性导致解码的差错传播。

5.如权利要求1所述时频联合处理抑制正交频分复用***子载波间干扰的方法，其特征在于，利用快速傅里叶反变换IFFT调制到多个子载波上，形成OFDM时域信号的方法为：将相关编码以后的信号分成N组，在N个相互正交的子信道上独立传输；用IFFT实现OFDM，使OFDM的最低子载波频率为0，为了得到所需的最终已调信号的频率位置，用上变频的方法将所得OFDM信号的频谱搬到指定的高频上。

6.如权利要求1所述的时频联合处理抑制正交频分复用***子载波间干扰的方法，其特征在于所述的OFDM信号由循环前缀引导是：循环前缀的实现方式是估计码元的最大时间弥散量，将每个数据码元的最后一段比特重复添加到每个码元的前面，重复码元的比特数必须大于码元的最大时间弥散量，以抵抗信号码元之间的干扰。

7.如权利要求1所述的时频联合处理抑制正交频分复用***子载波间干扰的方法，其特征在于所述的将OFDM时域信号与窗函数相乘，是窗形满足乃奎斯特准则，窗口函数大于N，窗口选择可能符合大量备选方案中的一个，窗口函数为一阶阶跃函数，它以一个阶跃函数开始，所述阶跃函数从最小值增加到一个中间值，该窗口函数在第一时间段保持为中间值，然后再用另一个阶跃函数从中间值增加到最大值，在第二时间段保持最大值；然后采用阶跃函数从最大值减小到中间值，在第三时间段保持中间值，然后再由阶跃函数由中间值减小到最小值；窗口滚降系数大小根据实际需求而定，或根据窗口形状选择窗口大小。

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