CN101494528B - 发射分集块传输***的训练序列设计及其信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于训练序列的发射分集块传输***的训练序列设计和信道估计方法及其传输***，包括：根据传输信道特征选择空时、空频、空码或其组合设计对应各天线的训练序列；发端将所述训练序列与待传输数据通过多个天线发送；收端利用接收信号构建所述训练序列和所述发端到所述收端信道冲击响应的循环卷积；根据训练序列特征估计所述发端到所述收端的信道冲激响应或信道频率响应并进行后处理。本发明提出的训练序列设计方法简单、信道估计方法复杂度低、且具有信道自适应等特点。

Description

发射分集块传输***的训练序列设计及其信道估计方法

技术领域

本发明属于数字信息传输技术领域，特别涉及一种在无线通信***中基于训练序列的发射分集块传输***的训练序列设计和信道估计方法及其传输***。其中训练序列设计包括多种训练序列设计方法，块传输技术包括训练信息携带技术、块调制技术、保护间隔填充技术或前导序列技术。

背景技术

宽带无线传输必须面对信道时延扩展引入的ISI(Inter SymbolInterference，符号间干扰)或频率选择性衰落问题。两种块传输技术：OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)和SC-FDE(Single-Carrier Freuqency Domain Equlization，单载波频域均衡)技术可以在频率选择性衰落信道中可靠地实现高速率传输，且具有实现简单等优点，并已广泛应用于如无线局域网、固定无线接入、数字音频和视频广播等无线通信***中。OFDM技术是一种有效的块传输技术，其技术核心是将待传输符号映射为子载波组成频域数据块的块调制技术。OFDM块调制首先将待传输符号组合成频域数据块，经过离散傅立叶反变换后得到时域数据块。时域数据块和频域数据块是数据块的两种表现形式，二者互为离散傅立叶变换或反变换。针对OFDM技术峰均比高、对频偏敏感等缺点，近年来提出的SC-FDE技术是一种新的块传输技术，其技术核心是接收端在频域完成信道均衡，大大降低了***复杂度。

通常在复杂的传输环境中，为了对抗时延扩展引入的数据块间干扰并保证通信***的可靠性和高效性，通信***采用的方法是传输一段训练信息。根据块传输***训练信息在帧结构中的位置和形式，存在多种训练信息携带技术。在基于训练序列的发射分集块传输***中，训练序列作为一段已知信息与数据在时域上互不重叠地传输，并且训练序列也可作为传输数据块间的保护间隔和帧同步，收端还可以利用训练序列进行接收机同步和信道估计等。块传输***中，训练序列信息携带技术包括但不限于独立的训练信号帧、保护间隔填充的训练序列、或作为前导序列的训练序列。

此外，信号在无线传输***中传输时会遇到各种衰落和噪声，当信道处于深度衰落中时，数据传输可能失败，分集技术是克服频率和时间选择性衰落的有效技术，其目标是将相同信息经过多个相互独立的衰落信道分别传输，收端采用适当的合并方法进行合成以获得分集增益。分集方法包括时间分集、频率分集和空间分集等。空间分集方法在无需增加频谱资源和天线发送功率的情况下，可以使信道容量成倍提高，并且还可以提高***可靠性，降低误码率，提高频谱利用率。对于带宽受限的高速无线通信***，由于空间分集不降低频谱效率，空间分集方法是提高***性能较好的方法，因此成为无线通信领域的热点，如MIMO(多输入多输出)***。空间分集又分为接收分集和发射分集，相对于需要多接收天线和射频前端的接收分集技术，发射分集在不明显增加接收端成本和复杂度情况下，同样能获得较好的性能增益，因此特别适合于广播***并受到广泛关注。

但是，目前对发射分集***的研究主要集中在数据分集方法上，并通常假设接收端能得到理想的信道估计。实际应用中，信道估计是很困难的，并且可能误差很大，特别是多天线***，不仅存在噪声的干扰和信道的影响，还存在其它天线的同频同时干扰。因此接收机的信道估计是发射分集传输***需要面对的挑战，基于训练序列的块传输***携带的训练序列或前导序列能够有效地辅助接收机完成信道估计。根据块传输***训练序列的设计方法不同，如空时、空频、空码或其组合，可以适应不同信道传输环境。若发端是多种设计方法组合，收端依据多种训练序列的特征还可以得到多个信道估计，并根据信道特点通过选择或合并的方法得到合适的信道估计，具有信道自适应特点。

发明内容

本发明需要解决的技术问题是，在基于训练序列的发射分集块传输***中，收端接收信号是各发端信号经过各自信道的叠加，收端需区分并合并不同发端的发射信号，因此需要得到准确的信道估计以解调接收信号。

本发明的目的就是提供一种基于训练序列的发射分集块传输***的训练序列设计和信道估计方法，发送端利用空时、空频、空码及其组合设计训练序列，接收端根据训练序列特征进行信道估计，包括步骤如下：

步骤A.根据传输信道特征选择空时、空频、空码或其组合设计对应各天线的训练序列；

步骤B.发送端将所述训练序列与待传输数据组帧，并通过多个天线发送；

步骤C.接收端利用接收信号构建所述多天线训练序列和不同发送端到所述接收端信道冲击响应的循环卷积之和；

步骤D.接收端根据训练序列特征计算所述发送端到所述接收端的信道估计结果；

步骤E.对信道估计结果进行后处理。

所述训练序列满足空时编码关系，具体包括：

不同天线相邻时刻发送的所述训练序列满足空时编码关系，包括但不限于Alamouti编码方法和沃尔什编码方法；

假设同一天线相邻时刻发送的训练序列经历相同的信道冲击响应，并根据此假设和训练序列的特征计算信道估计结果。

所述训练序列满足空频编码关系，具体包括：

不同天线同一时刻发送的所述训练序列在离散傅立叶变换域的相邻子载波满足空频编码关系，包括但不限于Alamouti编码方法和沃尔什编码方法；

假设不同天线同一时刻发送的训练序列相邻子载波经历相同的信道频率响应，并根据此假设和训练序列的特征计算信道估计结果。

所述训练序列满足空码编码关系，具体包括：

同天线同一时刻发送的所述训练序列的时域是循环移位的关系，且训练序列具有好的自相关特性，训练序列包括但不限于m序列、勒让德序列和BAP序列。

假设不同发送端到所述接收端的信道冲击响应时延均不超过训练序列循环移位，并根据此假设和训练序列的特征计算信道估计结果。

所述步骤B中训练序列信息的携带技术包括但不限于独立的训练信号帧、保护间隔填充的训练序列或作为前导序列的训练序列。

所述待传输数据可以是OFDM调制或单载波调制。

所述信道估计结果后处理的具体操作包括但不限于：

根据信道冲击响应长度有限的特性，对信道冲击响应结果进行时域滤波；根据信道冲击响应稀疏的特性，对信道估计结果进行限幅去噪；根据信道冲激响应变化缓慢的特性，对已有信道估计结果和当前信道估计结果进行加权平均，对信道估计结果进行时域或频域平滑。

若发送端是多种设计方法组合，所述信道估计结果后处理的具体操作还包括：接收端依据多种训练序列的特征得到多个信道估计，并根据信道特征通过选择或合并的方法得到合适的信道估计。

本发明进一步提出用于一种用于发射分集***训练序列设计与信道估计的通信***，包括发送端及接收端，其中，

发送端进一步包括：

训练序列选择单元，根据传输信道特征选择空时、空频、空码或其组合设计对应各天线的训练序列的单元；

帧结构填充单元，根据选定的训练序列，选择适当的帧结构，将训练序列与待传输数据块依次组帧后传递给发端后处理单元；

发端后处理单元，将训练序列与传输数据块依次组帧和后端处理后得到基带信号，基带信号经过射频调制后通过天线发射；

接收端进一步包括：

收端预处理单元，接收经信道传输的发射信号，并通过射频解调后转化为数字基带或低中频信号，进行接收端同步，包括帧同步、定时同步和载波同步；分离数据和训练序列，重构多个天线的训练序列与信道冲击响应的循环卷积之和，并传递给信道估计单元；

信道估计单元，根据训练序列特征估计不同发送端到接收端的信道估计结果，并传递给信道估计后处理单元；

信道估计后处理单元，对信道估计结果进行时域滤波、限幅去噪、或平滑去噪等后处理，得到最后的信道估计输出，并传递给选择合并单元；

选择合并单元，若发送端是多种设计方法组合，则根据多种训练序列的特征得到多个信道估计，并根据信道特征通过选择或合并的方法得到合适的信道估计。

本发明提出的技术方案将训练序列按照空时、空频、空码或其组合进行设计，其有益效果是训练序列设计方法简单、信道估计方法复杂度低、且具有信道自适应等特点。

附图说明

图1是基于训练序列的发射分集块传输***的信道估计流程图；

图2是一种时域同步块传输***帧结构示意图；

图3是一种SC-FDE***的帧结构示意图；

图4是一种TDS-OFDM***的帧结构示意图；

图5是一种无导频CP-OFDM***的帧结构示意图；

图6是一种循环后缀OFDM***的帧结构示意图；

图7是本发明实施例提供的基于双天线发射分集的TDS-OFDM***结构图；

图8是基于训练序列的发射分集块传输***的的信道估计实现装置框图；

图9是本发明实施例二提供的QPSK调制的基于空时编码训练序列发射分集***的误符号率性能曲线；

图10是本发明实施例二提供的16QAM调制的基于空时编码训练序列发射分集***的误符号率性能曲线；

图11是本发明实施例四提供的QPSK调制的基于空码编码训练序列发射分集***在时延扩展信道下的误符号率性能曲线；

图12是本发明实施例四提供的16QAM调制的基于空码编码训练序列发射分集***在时延扩展信道下的误符号率性能曲线；

图13是本发明实施例五提供的QPSK调制的基于空时频编码训练序列发射分集***在时延扩展信道I下的误符号率性能曲线；

图14是本发明实施例五提供的QPSK调制的基于空时频编码训练序列发射分集***在时延扩展信道II下的误符号率性能曲线；

图15是本发明实施例六提供的QPSK调制的基于空时码编码训练序列发射分集***在时延扩展信道I下的误符号率性能曲线；

图16是本发明实施例六提供的QPSK调制的基于空时码编码训练序列发射分集***在时延扩展信道II下的误符号率性能曲线。

具体实施方式

以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

参见图1，显示了本发明实施提供的训练序列设计和信道估计方法的流程。如图所示，包括以下步骤：

步骤11、根据传输信道特征选择空时、空频、空码或其组合设计对应各天线的训练序列；

步骤12、发送端将所述训练序列与待传输数据组帧，并通过多个天线发送；

步骤13、接收端利用接收信号构建所述多天线训练序列和不同发送端到所述接收端信道冲击响应的循环卷积之和；

步骤14、接收端根据训练序列特征计算所述发送端到所述接收端的信道估计结果；

步骤15、对信道估计结果进行后处理。其中，若发端是多种设计方法组合，所述信道估计结果后处理的具体操作还包括：收端依据多种训练序列的特征得到多个信道估计，并根据信道特征通过选择或合并的方法得到合适的信道估计。

下面简单介绍下本发明涉及的信号及其表述方法：

假设第i(1≤i≤N_T)发端天线在时刻m发送长度为N的训练序列表示为c_i(m，n)，0≤n＜N。收端Rx收到信号后，根据同步后获得的训练序列的位置，提取填充的所述多天线训练序列和相应发端到收端的信道冲激响应的线性卷积之和，并循环重构所述训练序列和所述信道冲击响应的循环卷积之和。对于时刻m，收端经过循环重构后的时域信号为：

$y_j(m,n)=\underset{i=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{c}_i(m,n)\⊗h_{\mathrm{ij}}(m,n)+w_j(m,n)---\left(1\right)$

其中w_j(m，n)是等效高斯噪声，h_ij(m，n)(i＝1，2，…，N_T)为第i发端天线到收端的信道冲击响应，对上述循环卷积进行离散傅立叶变换得到其频域形式

$Y_j[m,k]=\underset{i=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{C}_i[m,k]H_{\mathrm{ij}}[m,k]+W_j[m,k]---\left(2\right)$

其中Y_j[m，k]、C_i[m，k](i＝1，2，…，N_T)、H_ij(k)(i＝1，2，…，N_T)和W_j[m，k]分别为y_j(m，n)、c_i(m，n)(i＝1，2，…，N_T)、h_ij(m，n)(i＝1，2，…，N_T)和w_j(m，n)的离散傅立叶变换(DFT)。据此，根据接收信号Y_j[m，k]与已知训练序列C_i[m，k](i＝1，2，…，N_T)求解信道估计结果H_ij(k)(i＝1，2，…，N_T)，但需要精心设计训练序列C_i[m，k]，以减小其它天线的同频同时干扰并有效抑制噪声影响。

实施例一：双天线发射分集***中基于空时(Alamouti码)的训练序列设计与信道估计方法

步骤101、相邻两个时刻两天线发送的训练序列离散傅立叶变换域满足Alamouti空时编码关系，即

$\left\{\begin{array}{c}{C}_1[m+1,k]=-C_2^{*}[m,k]\\ C_2[m+1,k]=C_1^{*}[m,k]\end{array}\right.---\left(3\right)$

由于训练序列离散傅立叶变换域满足式(3)，则训练序列时域满足：

$\left\{\begin{array}{c}{c}_1(m+1,n)=c_2(m,{\left((-n)\right)}_N)\\ c_2(m+1,n)=-c_1(m,{\left((-n)\right)}_N)\end{array}\right.---\left(4\right)$

其中((·))_N表示余N运算。特别地，如果序列c₁(m，n)是m序列，则序列c₂(m+1，n)也是m序列，反之亦然，此时，该通信***符合TDS-OFDM***传输帧结构。

步骤102、参照图3，表示实施例之一，一种SC-FDE***的帧结构示意图。第i(i＝1，2)天线发端的第m帧待传输时域符号为x_i(m，n)，可以选择任意符号调制技术，如QAM。待传输时域符号组成长度为N_s的时域数据块

时域数据块之间的保护间隔填充长度为N的已知训练序列{c_i(m，n)}_n＝0 ^N-1及其长度为N_G的循环前缀

时域数据块(帧体)和保护间隔(帧头)一起组成信号帧。

步骤103、由于发送训练序列受其循环前缀保护，当信道的最大时延小于N_G，则接收到信号为发送训练序列和相应发端到收端的信道冲激响应的循环卷积之和并叠加噪声干扰，即

$y_j(m,n)=\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{c}_i(m,n)\⊗h_{\mathrm{ij}}(m,n)+w_j(m,n)---\left(5\right)$

步骤104、收端根据训练序列是空时编码的特征进行信道估计。式(5)的N点离散傅立叶变换为

$Y_j[m,k]=\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{C}_i[m,k]H_{\mathrm{ij}}[m,k]+W_j[m,k]---\left(6\right)$

假设第m+1帧不同天线所传输的训练序列与第m帧对应天线经历相同的信道冲击响应或信道频率响应，即

$Y_j[m+1,k]=\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{C}_i[m+1,k]H_{\mathrm{ij}}[m,k]+W_j[m+1,k]---\left(7\right)$

由(3)、(6)、(7)可得，在最小二乘准则(Least Squared，LS)下信道的频域响应为

$\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}_{1j}[m,k]\\ {\hat{H}}_{2j}[m,k]\end{array}\right]=\frac{\left[\begin{array}{cc}{C}_1^{*}[m,k]& -C_2[m,k]\\ C_2^{*}[m,k]& C_1[m,k]\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{Y}_j[m,k]\\ Y_j[m+1,k]\end{array}\right]}{{\left|C_1\right[m,k\left]\right|}^2+{\left|C_2\right[m,k\left]\right|}^2}---\left(8\right)$

步骤105、信道估计结果后处理。信道频率响应估计结果的离散傅立叶反变换就是信道冲击响应估计结果，根据信道冲击响应长度有限的特征，对信道冲击响应结果进行时域滤波，例如将信道冲击响应结果截断至已知长度。

实施例二：双天线发射分集***中基于空时(Walsh码)的训练序列设计与信道估计方法

步骤201、相邻两个时刻两天线发送的训练序列离散傅立叶变换域满足Walsh(沃尔什)空时编码关系，即

$\left\{\begin{array}{c}{C}_2[m,k]=C_1[m,k]\\ C_2[m+1,k]=-C_1[m+1,k]\end{array}\right.---\left(9\right)$

则训练序列时域满足关系

$\left\{\begin{array}{c}{c}_2(m,n)=c_1(m,n)\\ c_2(m+1,n)=-c_1(m+1,n)\end{array}\right.---\left(10\right)$

特别地，如果序列c₁(m，n)是m序列，则序列c₂(m+1，n)也是m序列，反之亦然，此时，该传输***符合TDS-SC-FDE***传输帧结构。

步骤202、参照图4，表示实施例二，一种TDS-OFDM***的帧结构示意图。第i帧待传输频域符号为X_i[m，k]，可以选择任意符号调制技术，如QAM和PSK调制。待传输频域符号组成长度为N_S的频域数据块

不包括导频或虚拟子载波。频域数据块

经离散傅立叶反变换后得到时域数据块

时域数据块之间的保护间隔填充长度为N的已知训练序列{c_i(m，n)}_n＝0 ^N-1及其长度为N_G的循环前缀

时域数据块(帧体)和保护间隔(帧头)一起组成信号帧。

步骤203、由于发送训练序列受其循环前缀保护，当信道的最大时延小于N_G，则接收信号为发送训练序列和相应发端到收端的信道冲激响应的循环卷积之和并叠加噪声干扰。

步骤204、收端根据训练序列是空时编码的特征进行信道估计。假设第m+1帧不同天线所传输的训练序列与第m帧对应天线经历相同的信道冲击响应或信道频域响应。由(9)、(6)、(7)可知，在最小二乘准则(Least Squared，LS)下信道的频率响应为

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{H}}_{1j}[m,k]=\frac{Y_j[m,k]}{2C_2[m,k]}-\frac{Y_j[m+1,k]}{2C_2[m+1,k]}\\ {\hat{H}}_{2j}[m,k]=\frac{Y_j[m,k]}{2C_2[m,k]}+\frac{Y_j[m+1,k]}{2C_2[m+1,k]}\end{array}\right.---\left(11\right)$

步骤205、信道估计结果后处理。信道频率响应估计结果的离散傅立叶反变换就是信道冲击响应估计结果，根据信道冲击响应稀疏的特性，对信道估计结果进行限幅去噪。例如，根据当前接收信号信噪比信息，设定信道幅度门限，将信道冲击响应结果幅度低于信道幅度门限的位置设置为零。

针对例2的TDS-OFDM***，对本发明提出的用于OFDM***的信道估计方法进行了计算机仿真，主要仿真参数如表1所示，两种信道模型如表2所示。其中，所示信道I和信道II是巴西场地测试使用的信道模型A和B。

表1

符号率	7.56M符号/秒
		子载波符号调制	QPSK，16QAM
OFDM子载波数	3780
		保护间隔长度	420
保护间隔填充	PN420(长度255的m序列循环扩展)
		最大多普勒扩散	20Hz

表2

参照图9，表示QPSK符号调制的TDS-OFDM***在多径信道下的SER(Symbol Error Rate，误符号率)仿真曲线图。此外，单天线***，双天线接收分集，双天线发射分集，双天线接收分集的SER曲线均给出作为比较。图中横轴为接收信号的SNR(Signal-to-Noise Ratio，信噪比)。可以看出，在信道I和信道II下，采用本实施例提供的信道估计方法是有效的，相对于单天线的TDS-OFDM***的误码性能有显著提高。参照图10，表示16-QAM符号调制的TDS-OFDM***在多径信道下的SER仿真曲线图，由图中可以得到类似于QPSK***的结论。

实施例三：双天线发射分集***中基于空频(Alamouti码)的训练序列设计与信道估计方法

步骤301、不同天线同一时刻发送的所述训练序列在离散傅立叶变换域的相邻两个子载波满足空频编码

$\left\{\begin{array}{c}{C}_1[m,k+1]=-C_2^{*}[m,k]\\ C_2[m,k+1]=C_1^{*}[m,k]\end{array}\right.---\left(12\right)$

其中0≤k＜N，且k为偶数。

步骤302、参照图5，表示实施例三，一种无导频CP-OFDM***的帧结构示意图。第i(i＝1，2)天线发端的第m帧待传输频域符号为X_i[m，k]，可以选择任意符号调制技术，如QAM和PSK调制。待传输频域符号和虚拟子载波一起组成长度为N_S的频域数据块

不包括导频。频域数据块

经离散傅立叶反变换后得到时域数据块

时域数据块之前的保护间隔填充长度为N_G的时域数据块循环前缀。时域数据块(帧体)和循环前缀(帧头)一起组成信号帧。多个训练信号帧和一组数据信号帧构成一个完整的时隙。训练信号帧和数据信号帧的结构相同，但是训练信号帧的训练数据块(即训练序列){c_i(m，n)}_n＝0 ^N-1为已知。

步骤303、由于发送训练数据块受其循环前缀保护，当信道的最大时延小于N_G，则接收到信号为发送训练信号帧的训练数据块和相应发端到收端的信道冲激响应的循环卷积之和并叠加噪声干扰。接收信号的DFT变换满足：

$Y_j[m,k]=\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{C}_i[m,k]H_{\mathrm{ij}}[m,k]+W_j[m,k]---\left(13\right)$

步骤304、收端根据训练序列是空频编码的特征进行信道估计。假设同一天线第k+1个子载波所传输的训练序列与第k个子载波经历相同的信道冲击响应或信道频率响应，即

$Y_j[m,k+1]=\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{C}_i[m,k+1]H_{\mathrm{ij}}[m,k]+W_j[m,k+1]---\left(14\right)$

由(12)、(13)、(14)可知，在最小二乘准则下信道的频域响应为

$\left[\begin{array}{c}{\tilde{H}}_{1j}[m,k]\\ {\tilde{H}}_{2j}[m,k]\end{array}\right]=\frac{\left[\begin{array}{cc}{C}_1^{*}[m,k]& -C_2[m,k]\\ C_2^{*}[m,k]& C_1[m,k]\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{Y}_j[m,k]\\ Y_j[m,k+1]\end{array}\right]}{{\left|C_1\right[m,k\left]\right|}^2+{\left|C_2\right[m,k\left]\right|}^2}---\left(15\right)$

步骤305、信道估计结果后处理。信道频率响应估计结果的离散傅立叶反变换就是信道冲击响应估计结果。根据信道冲激响应变化缓慢的特性，将已有信道估计结果和当前信道估计结果进行加权平均，对信道估计结果进行时域或频域平滑。

实施例四：双天线发射分集***中基于空码的训练序列设计与信道估计方法

步骤401、不同天线同一时刻发送的所述训练序列在满足空码关系，即第二个天线是第一个天线的循环移位：

c₂(m，n)＝D^Mc₁(m，n)  (16)

即c₂(m，：)＝[c₁(m，N-m)，…c₁(m，N-1)，c₁(m，0)，…c₁(m，N-m-1)]，同时序列c₁(m，n)具有良好的自相关特性，即

$c_1(m,n)\⊗c_1(m,{\left((-n)\right)}_N)\≈\mathrm{N\δ}\left(n\right)---\left(17\right)$

其中δ(n)为离散狄拉克函数。常见的m序列、勒让得序列、BAP序列都满足这一特性。

步骤402、参照图6，表示实施例之四，一种循环后缀OFDM***的帧结构示意图。第i(i＝1，2)发端的第m帧待传输频域符号为X_i[m，k]，可以选择任意符号调制技术。N_S-N个待传输频域符号和N个数据依赖的导频符号一起组成长度为N_S的频域数据块

频域数据块经离散傅立叶反变换后得到时域数据块

其中时域数据块的最后N个符号是固定已知训练序列{c_i(m，n)}_n＝0 ^N-1(即循环后缀)。数据依赖的导频符号由待传输频域符号和固定已知训练序列计算得到，目的是得到时域数据块的固定的已知循环后缀。一个时域数据块就是一个信号帧，上一信号帧的最后N个符号可以看成当前信号帧的循环前缀。

步骤403、由于发送训练序列是固定序列，可参照文献[S.Tang；K.Peng；K.Gong；J.Song；C.Pan；Z.Yang，“Novel Decision-AidedChannel Estimation for TDS-OFDM Systems，”in Proc.IEEE ICC’08，19-23 May 2008，pp：946-950]中的方法对接收信号进行训练序列循环重构。接收信号为：

$y_j(m,n)=\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{c}_i(m,n)\⊗h_{\mathrm{ij}}(m,n)+w_j(m,n)---\left(18\right)$

步骤404、收端根据训练序列是空时编码的特征进行信道估计。由于第二发端传输训练序列是第一发端传输训练序列的循环移位，且序列具有良好的自相关特性，则

$c_2(m,n)\⊗c_1(m,{\left((-n)\right)}_N)\≈\mathrm{N\δ}(n-M)---\left(19\right)$

则接收信号与本地序列的循环卷积满足：

$y_j(m,n)\⊗c_1(m,{\left((-n)\right)}_N)$

$=[\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{c}_i(m,n)\⊗h_{\mathrm{ij}}(m,n)+w_j(m,n)]\⊗c_1(m,n)---\left(20\right)$

$\≈N(h_{1j}(m,n)+h_{2j}(m,n)\mathrm{\δ}(n-M)).$

若信道时延长度L≤M且L≤N-M，则式(20)中两天线的信道估计冲击响应互不重叠，可以通过简单分割得到各自的信道估计结果，但此时信道的最大时延仅为原来一半，即L≤N/2。

步骤405、信道估计结果后处理。可结合前述三实施例方法，对信道估计结果进行后处理。

针对例4的发射分集***，对本发明提出的用于OFDM***的信道估计方法进行了计算机仿真，主要仿真参数如表3所示，信道模型是表2所示的信道I和信道II，即巴西场地测试使用的信道模型A和B。

表3

符号率	7.56M符号/秒
		子载波符号调制	QPSK，16QAM
OFDM子载波数	3780
		保护间隔长度	420
保护间隔填充	PN420(长度255的m序列循环扩展)
		最大多普勒扩散	10/20/40Hz

参照图11，表示QPSK符号调制的***在多径信道下的SER(Symbol Error Rate，误符号率)仿真曲线图。此外，单天线***的SER曲线也给出作为比较。图中横轴为接收信号的SNR(Signal-to-Noise Ratio，信噪比)。可以看出，在多径信道下，采用本实施例提供的基于空码训练序列的信道估计方法，得到的发射分集***的误码性能在多种不同时变环境下均工作良好。参照图12，表示16-QAM符号调制的***在多径信道下的SER仿真曲线图，由图中可以得到类似于QPSK***的结论。

实施例五：双天线发射分集***中基于空时频的训练序列设计与信道估计方法

步骤501、相邻两个时刻两天线发送的训练序列同时满足空时和空频编码关系，即

$\left\{\begin{array}{c}{C}_1[m+1,k]=-C_2^{*}[m,k]\\ C_2[m+1,k{]=C}_1^{*}[m,k]\end{array}\right.,0\&le;k<N---\left(21\right)$

且

$\left\{\begin{array}{c}{C}_1[m,k+1]=-C_2^{*}[m,k]\\ C_2[m,k+1]=C_1^{*}[m,k]\end{array}\right.,$ 0≤k＜N且k为偶数  (22)

步骤502、参照图4，表示实施例之五，一种TDS-OFDM***的帧结构示意图。***的帧结构与实施例之一相同。

步骤503、由于发送训练序列受其循环前缀保护，当信道的最大时延小于N_G，则接收到信号为发送训练序列和相应发端到收端的信道冲激响应的循环卷积之和并叠加噪声干扰。

步骤504、收端根据训练序列是空时频编码特征进行信道估计。按照空时编码特征计算信道估计结果，可参照实施例一获得信道估计结果，参见式(8)；按照空频编码特征计算信道估计结果，可参照实施例三获得信道估计结果，参见式(15)。

步骤505、信道估计结果后处理。信道频率响应估计结果的离散傅立叶反变换就是信道冲击响应估计结果。可结合前述实施例方法，对信道估计结果进行后处理。

此外，由于发端是多种设计方法组合，收端依据多种训练序列的特征可得到多个信道估计。依据空时编码的信道估计方法假设同一天线相邻时刻发送的训练序列经历相同的信道冲击响应，因此不适用于时间选择性较强信道；依据空频编码的信道估计方法假设不同天线同一时刻发送的训练序列相邻子载波经历相同的信道频率响应，因此不适用于频率选择性较强信道。根据信道特征，收端可通过选择或合并的方法得到合适的信道估计。

针对例5的TDS-OFDM***，对本发明提出的用于OFDM***的信道估计方法进行了计算机仿真，主要仿真参数如表4所示，两种信道模型如表2所示。其中，所示信道I和信道II是巴西场地测试使用的信道模型A和B。

表4

符号率	7.56M符号/秒
		子载波符号调制	QPSK
OFDM子载波数	3780
		保护间隔长度	420
保护间隔填充	长度256的BAP序列循环扩展
		最大多普勒扩散	20/40/60Hz

参照图15，表示QPSK符号调制的TDS-OFDM***在信道I下的SER(Symbol Error Rate，误符号率)仿真曲线图，图中横轴为接收信号的SNR(Signal-to-Noise Ratio，信噪比)。此时发端是两种设计方法组合，收端依据两种训练序列的特征得到两个信道估计结果。可以看出，在信道I和信道II下，采用本实施例提供的信道估计方法是有效的。信道I是一个频率选择性较弱信道，此时依据空频特征计算的信道估计结果可以获得较好的***性能，且随着时间选择性的增强(最大多普勒扩散增加)，依据空频特征与依据空时特征计算的信道估计结果对***性能影响逐步增加。对参照图16，表示QPSK符号调制的TDS-OFDM***在多径信道II下的SER仿真曲线图，由于该信道频域选择性较强，依据空频特征计算的信道估计结果大大降低***性能，而此时依据空时特征计算的信道估计结果依然工作良好。据此收端可根据信道特征，通过选择或合并的方法得到适合当前传输信道的信道估计结果。

实施例六：双天线发射分集***中基于空时码的训练序列设计与信道估计方法

步骤601、相邻两个时刻两天线发送的训练序列同时满足空时和空码编码关系，即

$\left\{\begin{array}{c}{c}_1(m+1,n)=c_2(m,{\left((-n)\right)}_N)\\ c_2(m+1,n)=-c_1(m,{\left((-n)\right)}_N)\end{array}\right.---\left(23\right)$

且

$\left\{\begin{array}{c}{c}_2(m,n)=D^M{c}_1(m,n)\\ c_1(m+1,n)=-D^M{c}_2(m+1,n)\end{array}\right.---\left(24\right)$

步骤602、参照图4，表示实施例之六，一种TDS-OFDM***的帧结构示意图。***的帧结构与实施例二一致。

步骤603、由于发送训练序列受其循环前缀保护，当信道的最大时延小于N_G，则接收到信号为发送训练序列和相应发端到收端的信道冲激响应的循环卷积之和并叠加噪声干扰

步骤604、收端根据训练序列是空时码编码的特征进行信道估计。

按照空时编码特征计算信道估计，结果分别为：

$y_j(m,n)\&CircleTimes;c_1(m,{\left((-n)\right)}_N)-y_j(m+1,n)\&CircleTimes;c_2(m,n)$

$\&ap;N(h_{1j}(m,n)+h_{2j}(m,n)\mathrm{\&delta;}(n-M))-N(-h_{1j}(m,n)+h_{2j}(m,n)\mathrm{\&delta;}(n-M))---\left(25\right)$

$=2N\&CenterDot;h_{1j}(m,n)$

$y_j(m,n)\&CircleTimes;c_2(m,{\left((-n)\right)}_N)+y_j(m+1,n)\&CircleTimes;c_1(m,n)$ (26)

$\&ap;2N\&CenterDot;h_{2j}(m,n)$

按照空码编码特征计算信道估计结果，第m帧为：

$y_j(m,n)\&CircleTimes;c_1(m,{\left((-n)\right)}_N)$

$=[\underset{i=1}{\overset{2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_i(m,n)\&CircleTimes;h_{\mathrm{ij}}(m,n)+w_j(m,n)]\&CircleTimes;c_1(m,n)---\left(27\right)$

$\&ap;N(h_{1j}(m,n)+h_{2j}(m,n)\mathrm{\&delta;}(n-M)).$

同理第m+1帧为：

$y_j(m+1,n)\&CircleTimes;c_2(m+1,{\left((-n)\right)}_N)$

$=y_j(m+1,n)\&CircleTimes;c_1(m,n)---\left(28\right)$

$\&ap;N(-h_{1j}(m+1,n)\mathrm{\&delta;}(n-M)+h_{2j}(m+1,n)).$

由于循环相关时域硬件实现复杂度太大，本发明给出一种利用基2的快速傅里叶变换/反变换(FFT/IFFT)的实现方法。例如计算{y_j(m，n)}_n＝0 ^N-1与{c₁(m，((-n))_N)}_n＝0 ^N-1的循环相关，可通过计算 ${\left\{p\left(n\right)\right\}}_{n=0}^{2N+1}=[{\left\{y_j(m,n)\right\}}_{n=0}^{N-1},{\left\{y_j(m,n)\right\}}_{n=0}^{N-1},\mathrm{0,0}]$ 与 ${\left\{q\left(n\right)\right\}}_{n=0}^{2N+1}=[c_1(m,0),0_{(N+2)\&times;1},{\left\{c_1(m,n)\right\}}_{n=N-1}^1]$ 循环卷积的前N项获得，其中0_(N+2)×1表示(N+2)×1的零矩阵，则所述循环相关结果为

${\{y_j(m,n)\&CircleTimes;c_1(m,{\left((-n)\right)}_N)\}}_{n=0}^{N-1}$ (29)

步骤605、信道估计结果后处理。可结合前述三个实施例方法，对信道估计结果进行后处理。

此外，由于发端是多种设计方法组合，收端依据多种训练序列的特征可得到多个信道估计。依据空时编码的信道估计方法假设同一天线相邻时刻发送的训练序列经历相同的信道冲击响应，因此不适用于时间选择性较强信道；依据空码编码的信道估计方法假设所述不同发端到所述收端的信道冲击响应时延均不超过训练序列循环移位，适用的信道时延扩展减小，因此不适用于频率选择性较强信道。根据信道特征，收端可通过选择或合并的方法得到适合当前传输信道的信道估计。

针对实施例六的TDS-OFDM***，对本发明提出的用于OFDM***的信道估计方法进行了计算机仿真，主要仿真参数如表5所示，两种信道模型如表2所示。其中，所示信道I和信道II是巴西场地测试使用的信道模型A和B。

表5

符号率	7.56M符号/秒
		子载波符号调制	QPSK
OFDM子载波数	3780
		保护间隔长度	420
保护间隔填充	长度255的m序列循环扩展
		最大多普勒扩散	20/40/60Hz

参照图15，表示QPSK符号调制的TDS-OFDM***在信道I下的SER(Symbol Error Rate，误符号率)仿真曲线图，图中横轴为接收信号的SNR(Signal-to-Noise Ratio，信噪比)。此时发端是多种设计方法组合，收端依据两种训练序列的特征得到两个信道估计结果。可以看出，在信道I和信道II下，采用本实施例提供的信道估计方法是有效的。信道I是一个频率选择性较弱信道，此时依据空码特征计算的信道估计可以获得较好的***性能，且随着时间选择性的增强(最大多普勒扩散增加)，依据空码特征与依据空时特征计算的信道估计结果对***性能影响逐步增加。对参照图16，表示QPSK符号调制的TDS-OFDM***在多径信道II下的SER仿真曲线图，由于该信道频域选择性较强，依据空码特征计算的信道估计结果大大降低***性能，而此时依据空时特征计算的信道估计结果依然工作良好。据此收端可根据信道特征，通过选择或合并的方法得到适合当前传输信道的信道估计结果。

实施例七：四天线发射分集***中基于空时频码的训练序列设计与信道估计方法

步骤701、相邻两个时刻四天线发送的训练序列同时满足空时、空频和空码编码关系，参照表6

表6

	时刻m	时刻m+1
			发端1	c1(m，n)	-c2(m，((-n))N)
发端2	c2(m，n)	c1(m，((-n))N)
			发端3	DMc1(m，n)	-DMc2(m，((-n))N)
发端4	DMc2(m，n)	DMc2(m，((-n))N)

步骤702、参照图4，表示实施例之七，一种TDS-OFDM***的帧结构示意图。***的帧结构与实施例二一致。

步骤703、由于发送训练序列受其循环前缀保护，当信道的最大时延小于N_G，则接收到信号为发送训练序列和相应发端到收端的信道冲激响应的循环卷积之和并叠加噪声干扰

步骤704、收端根据训练序列是空时频码编码的特征进行信道估计。具体计算方法与前述实施例类似，这里不再累述。

步骤705、信道估计结果后处理。信道频率响应估计结果的离散傅立叶反变换结果就是信道冲击响应估计结果。可结合前述实施例方法，对信道估计结果进行后处理。

图7是本发明实施例提供的基于双天线发射分集的TDS-OFDM***结构图；参照图8，本发明进一步提出了一种用于发射分集***训练序列设计与信道估计的传输***，包括：训练序列选择单元、帧结构填充单元、发端后处理单元、收端预处理单元、信道估计单元和信道估计后处理单元。

训练序列选择单元：根据传输信道特征选择空时、空频、空码或其组合设计对应各天线的训练序列的单元；

帧结构填充单元：根据选定的训练序列，选择适当的帧结构，将训练序列与待传输数据块依次组帧后传递给发端后处理单元；

发端后处理单元：将训练序列与传输数据块依次组帧和后端处理后得到基带信号，基带信号经过射频调制后通过天线发射；

收端预处理单元：发射信号经信道传输后，收端使用天线接收，并通过射频解调后转化为数字基带或低中频信号，进行同步，包括校正定时和载波偏差；分离数据和训练序列，重构多个天线的训练序列与信道估计的循环卷积之和，并传递给信道估计单元；

信道估计单元：根据训练序列的设计方法估计所述不同发端到所述收端的信道估计结果，并传递给信道估计后处理单元；

信道估计后处理单元：对信道估计结果进行时域滤波、限幅去噪、或平滑去噪等后处理，得到最后的信道估计输出，并传递给选择合并单元；

选择合并单元：若发端是多种设计方法组合，多种训练序列的特征得到多个信道估计，并根据信道特征通过选择或合并的方法得到合适的信道估计。

本发明实施例提供的发射分集块传输***的训练序列设计和信道估计方法及其传输***结合空时、空频、空码或其组合提供灵活的训练序列设计方法，以适应不同信道传输环境。当发端训练序列是多种设计方法的组合时，收端还可依据组合训练序列的特征得到多个信道估计，并可根据信道特征通过选择或合并的方法得到合适的信道估计。本发明提出的训练序列设计方法简单、信道估计方法复杂度低、且具有信道自适应等特点。

以上为本发明的最佳实施方式，依据本发明公开的内容，本领域的普通技术人员能够显而易见地想到一些雷同、替代方案，均应落入本发明保护的范围。

Claims (9)

1.一种基于训练序列的发射分集块传输***的训练序列设计和信道估计方法，其特征在于，发送端利用空时、空频、空码的组合设计训练序列，接收端根据训练序列特征进行信道估计，包括步骤如下：

步骤A.根据传输信道特征选择空时、空频、空码的组合设计对应各天线的训练序列；

步骤B.发送端将所述训练序列与待传输数据组帧，并通过多个天线发送；

步骤C.接收端利用接收信号构建所述多天线训练序列和不同发送端到所述接收端信道冲击响应的循环卷积之和；

步骤D.接收端根据训练序列特征计算所述发送端到所述接收端的信道估计结果；

若发送端是多种设计方法组合，则所述信道估计结果后处理的步骤还包括：接收端依据多种训练序列的特征得到多个信道估计，并根据信道特征通过选择或合并的方法得到合适的信道估计。

2.如权利要求1所述的训练序列设计及其信道估计方法，其特征在于，所述训练序列满足空时编码关系，具体包括：

步骤A中不同天线相邻时刻发送的所述训练序列满足空时编码关系；

步骤D中假设同一天线相邻时刻发送的训练序列经历相同的信道冲击响应，并根据此假设和训练序列的特征计算信道估计结果。

3.如权利要求1所述的训练序列设计及其信道估计方法，其特征在于，所述训练序列满足空频编码关系，具体包括：

步骤A中不同天线同一时刻发送的所述训练序列在离散傅立叶变换域的相邻子载波满足空频编码关系；

步骤D中假设不同天线同一时刻发送的训练序列相邻子载波经历相同的信道频率响应，并根据此假设和训练序列的特征计算信道估计结果。

4.如权利要求1所述的训练序列设计及其信道估计方法，其特征在于，所述训练序列满足空码编码关系，具体包括：

步骤A中不同天线同一时刻发送的所述训练序列的时域是循环移位的关系，且训练序列具有好的自相关特性；

步骤D中假设不同发送端到所述接收端的信道冲击响应时延均不超过训练序列的循环移位，并根据此假设和训练序列的特征计算信道估计结果。

5.如权利要求1所述的训练序列设计与信道估计方法，其特征在于，所述步骤B中训练序列信息的携带技术包括：独立的训练信号帧、保护间隔填充的训练序列、或作为前导序列的训练序列。

6.如权利要求1～5任一项所述的训练序列设计与信道估计方法，其特征在于，所述步骤B中待传输数据为OFDM调制或单载波调制。

7.如权利要求1～5任一项所述的训练序列设计与信道估计方法，其特征在于，所述步骤D之后还包括信道估计结果后处理步骤：

根据信道冲击响应长度有限的特性，对信道冲击响应结果进行时域滤波；

或，根据信道冲击响应稀疏的特性，对信道估计结果进行限幅去噪；

或，根据信道冲激响应变化缓慢的特性，对已有信道估计结果和当前信道估计结果进行加权平均，对信道估计结果进行时域或频域平滑。

8.一种基于训练序列的发射分集块传输***，包括发送端及接收端，其特征在于，

所述发送端进一步包括：

训练序列选择单元，根据传输信道特征选择空时、空频、空码的组合设计对应各天线的训练序列；

帧结构填充单元，根据选定的训练序列，选择适当的帧结构，将训练序列与待传输数据块依次组帧后传递给发端后处理单元；

发端后处理单元，将组帧获得的数据进行后端处理后得到基带信号，基带信号经过射频调制后通过天线发射；

所述接收端进一步包括：

收端预处理单元，接收经信道传输的发射信号，并通过射频解调后转化为数字基带或低中频信号，进行接收端同步，包括帧同步、定时同步和载波同步；分离数据和训练序列，重构多个天线的训练序列与信道冲击响应的循环卷积之和，并传递给信道估计单元；

信道估计单元，根据训练序列特征估计所述不同发送端到所述接收端的信道估计结果，并传递给信道估计后处理单元；

选择合并单元，若发端是多种设计方法组合，则根据多种训练序列的特征得到多个信道估计，并根据信道特征通过选择或合并的方法得到合适的信道估计。

9.如权利要求8所述基于训练序列的发射分集块传输***，其特征在于，还包括：

信道估计后处理单元，对信道估计结果进行时域滤波、限幅去噪、或平滑去噪后处理，得到最后的信道估计输出，并传递给选择合并单元。

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