CN102160270B - Dc-dc变换装置 - Google Patents

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Abstract

DC-DC变换装置具备：开关电路（10），在输入端连接有输入滤波电路；平滑滤波电路（27），与开关电路（10）的输出端连接，由电抗器（5）及电容器（6）构成；控制部（300），反馈平滑滤波电路（27）的状态量并对开关电路（10）进行导通断开控制。控制部（300）具备：阻尼控制部（40）,基于电容器（6）的电压算出用于调整平滑滤波电路（27）的状态量的阻尼操作量。

Description

DC-DC变换装置
技术领域
本发明涉及适合应用于例如电力机车（electric motor car）的DC-DC变换装置。 
背景技术
通常，电力机车采用了一种从架空线、第三轨等以集电装置集取电力，使用集电了的电力驱动电动机的结构。 
近年来，由于二次电池、双电层电容器等的蓄电元件（power storage element）的性能提高，所以在电力机车搭载这些蓄电元件，将集电了的电力在蓄电元件中积蓄，将在蓄电元件中积蓄的电力和以集电装置集取的电力一起使用来驱动电动机的***的开发正在不断进行。 
作为这样的***，例如有在下述专利文献1中示出的电力机车控制装置。在该电力机车控制装置中，为了对架空线和蓄电元件之间的电力潮流（power flow）进行控制，在集电装置和蓄电元件之间设置有DC-DC变换装置。 
再有，虽然在专利文献1示出的电力机车控制装置中没有设置，但在该种***中，在DC-DC变换装置和架空线之间设置电抗器，通过由该电抗器和输入电容器构成的LC滤波电路，进行从DC-DC变换装置向架空线侧流出的高次谐波电流的衰减。 
专利文献1：日本特开2007-274756号公报。 
发明内容
发明要解决的课题 
可是，本申请发明者发现在使DC-DC变换装置工作时，存在如下情况，即，在上述LC滤波电路中产生电振荡，输入电容器成为过电压等，不能进行DC-DC变换装置的正常的运转。
本发明正是鉴于本申请发明者的上述见解而完成的，其目的在于提供一种抑制在LC滤波电路中产生的电振荡，并能进行稳定的运转的DC-DC变换装置。 
用于解决课题的方案 
为了解决上述的课题、达到目的，本发明的DC-DC变换装置，具有由与直流电源连接的输入电抗器和输入电容器构成的输入滤波电路，将所述输入电容器的直流电压变换成任意的直流电压并输出，其特征在于，具备：开关电路，在输入端连接有所述输入滤波电路，该开关电路由上臂侧开关元件及下臂侧开关元件构成；平滑滤波电路，与所述开关电路的输出端连接；以及控制部，反馈所述平滑滤波电路的状态量，对所述开关电路进行导通断开控制，所述控制部具备：阻尼控制部，基于所述输入电容器的电压算出对所述平滑滤波电路的状态量进行调整的阻尼操作量。
发明的效果 
根据本发明，基于用于抑制在输入滤波电路中产生的电振荡的最佳的阻尼操作量来对开关电路进行控制，因此发挥能够抑制在LC输入滤波电路中产生的电振荡并能进行DC-DC变换装置的稳定的运转的效果。
附图说明
图1是表示实施方式1的DC-DC变换装置的结构例的图。 
图2是将在图1表示的主电路部简略化了的电路框图。 
图3是表示图2所示的电路的传递函数的框图。 
图4是将在图2表示的恒定功率负载置换为电阻的电路框图。 
图5是表示图4所示的电路的传递函数的框图。 
图6是表示实施方式1的阻尼控制部内部的状态量的变化及信号波形的图。 
图7是表示实施方式2的DC-DC变换装置的结构例的图。 
图8是表示实施方式2的DC-DC变换装置的其它的结构例的图。 
附图标记的说明 
1   架空线；
2   集电装置；
3   车轮；
4   轨道（rail）；
5   电抗器；
6   电容器；
7   电压检测器；
8   输入滤波电路；
10  开关电路；
11  上臂侧开关元件；
12  下臂侧开关元件；
20  平滑电抗器；
21  电流检测器；
22  平滑电容器；
23  电压检测器；
24  负载；
25  电流检测器；
26  蓄电元件；
27，27a  平滑滤波电路；
30  乘法器；
31  减法器；
32  电压控制器；
33  加法器；
34  乘法器；
35  减法器；
36  电流控制器；
37  调制电路；
40  阻尼控制部；
41  HPF（高通滤波器）；
42，43  LPF（低通滤波器）；
44  加法器；
45  除法器；
46  减法器；
47  开关；
48  平方运算器；
49  限幅器（limiter）；
50，50a  控制信号生成部；
60  电阻；
70  直流电源；
80  恒定功率负载（constant power load）；
100，100a，100b  DC-DC变换装置；
200，200a  主电路部；
300，300a，300b  控制部。
具体实施方式
以下，基于附图对本发明的DC-DC变换装置的实施方式详细地进行说明。再有，本发明不被以下表示的实施方式限定。 
实施方式1 
图1是表示本发明的实施方式1的DC-DC变换装置的结构例的图。如图1所示，DC-DC变换装置100经由集电装置2与架空线1电连接，架空线1与成为直流电源的变电所（未图示）连接。此外，DC-DC变换装置100经由成为返回电流的返回电路的车轮3与轨道4电连接，该轨道4与变电所连接。
DC-DC变换装置100构成为具备：主电路部200；以及控制部300，控制主电路部200的电力潮流。 
首先，对主电路部200的结构进行说明。在图1中，主电路部200构成为作为主要的结构部具备：输入滤波电路8、电压检测器7、开关电路10、平滑滤波电路27、电压检测器23、电流检测器21、以及蓄电元件26。开关电路10构成为具有上臂侧开关元件11以及下臂侧开关元件12，输入滤波电路8由作为输入电抗器的电抗器5以及作为输入电容器的电容器6构成，平滑滤波电路27由平滑电抗器20构成。 
接着，对构成主电路部200的各部分的概略功能进行说明。开关电路10作为从架空线1向蓄电元件26、或者从蓄电元件26向架空线1的双方向的功率变换电路（power converting circuit）发挥作用。输入滤波电路8对从开关电路10产生的高次谐波电流经由集电装置2向变电所侧流出进行抑制。电压检测器7检测电容器6的两端的电压EFC。蓄电元件26积蓄需要的电力。电压检测器23检测蓄电元件26的端子电压BFC。平滑滤波电路27进行从开关电路10产生的电流脉动的滤波。电流检测器21检测流到平滑电抗器20的电流（以下称为“平滑电抗器电流”）ISL。 
然后，对主电路部200的连接结构进行说明。开关电路10的输出侧将上臂侧开关元件11和下臂侧开关元件12的连接端（上臂侧开关元件11的一端）作为输出端，经由平滑电抗器20及电流检测器21与蓄电元件26连接。此外，开关电路10的输入端将上臂侧开关元件11的另一端作为输入端，经由输入滤波电路8及集电装置2与架空线1连接。 
再有，作为蓄电元件26，镍氢二次电池、锂离子二次电池、双电层电容器等均适合，但使用其它的蓄电元件也可。此外，作为向架空线1供给电力的直流电源，以变电所为例进行了说明，但为其它的直流电源也可。 
接着，对控制部300的结构及功能进行说明。控制部300具有控制信号生成部50及阻尼控制部40，控制信号生成部50构成为具备：乘法器34、减法器35、电流控制器36、以及调制电路37。 
乘法器34进行从上位（host）的控制***（未图示）输入的平滑电抗器电流指令ISL*和后述的阻尼操作量DAMPCN的乘法。再有，平滑电抗器电流指令ISL*是平滑电抗器电流ISL的指令值。 
减法器35从乘法器34的输出（ISL**）中减去平滑电抗器电流ISL。 
电流控制器36被输入减法器35的输出，进行比例积分控制。再有，作为电流控制器36的控制方式，比例积分控制是适合的，但比例控制也可。此外，电流控制器36无论是哪个控制方式均能以公知技术构成，因此省略在这的说明。 
调制电路37基于电流控制器36的输出、电容器6的电压EFC、以及蓄电元件26的端子电压BFC，输出对开关电路10的控制信号（以下称为“开关信号”）GSG。 
阻尼控制部40被输入电容器6的电压EFC，输出阻尼操作量DAMPCN。再有，对于阻尼控制部40的结构，和工作的说明一起在后面叙述。 
接着，对以上述方式构成的控制部300进行的主电路部200的电力潮流控制进行说明。 
平滑电抗器电流指令ISL*如上述那样是从上位的控制***（未图示）输出的平滑电抗器电流ISL的指令值。在不需要蓄电元件26的充电及放电的情况下，设ISL*=0，控制部300以没有平滑电抗器电流ISL流过的方式对主电路部200的开关电路10进行控制。 
在需要蓄电元件26的充电的情况下，将ISL*设为正值，控制部300以平滑电抗器电流ISL成为从架空线1侧向蓄电元件26侧的电力潮流的方式对主电路部200的开关电路10进行控制，进行充电工作。 
在需要蓄电元件26的放电的情况下，将ISL*设为负值，控制部300以平滑电抗器电流ISL成为从蓄电元件26侧向架空线1侧的电力潮流的方式对主电路部200的开关电路10进行控制，进行放电工作。 
也就是说，DC-DC变换装置100作为控制电流源来发挥功能，其通过从上位的控制***输出的平滑电抗器电流指令ISL*，以使平滑电抗器电流ISL成为规定的值的方式进行控制，并且其是能够实现与需要对应的任意的电力潮流的结构。 
接着，对作为本实施方式的主要部分的阻尼控制部40进行说明。 
在此，在进行图1中所示的阻尼控制部40的具体的说明之前，针对在由图1所示的主电路部200的输入滤波电路8（电抗器5及电容器6）构成的LC滤波器中产生电振荡的原因、以及成为阻尼控制部40的结构的根据的电振荡的抑制原理，参照图1~图5的各附图简单地进行说明。 
首先，对在图1表示的主电路部200的LC滤波器中产生电振荡的原因进行说明。图2是对在图1中表示的主电路部200进行简略化的电路框图。再有，在图2中省略了图1的架空线1、集电装置2、车轮3以及轨道4，并将变电所置换为直流电源70。此外，电抗器5设为由电感成分L和电阻成分R组成的结构，电容器6的静电容量设为C。 
在此，开关电路10以即使电容器6的电压EFC变动，平滑电抗器电流ISL也维持为固定的方式被控制。即，即使电容器6的电压EFC变动，由于开关电路10的输入功率PDC以不变化的方式被控制，所以相对于电容器6的电压EFC的变动成为恒定功率特性。因此，将包含开关电路10、平滑电抗器20、以及蓄电元件26的块汇总作为从LC滤波器侧看的一个负载，设为恒定功率负载80。 
在图2中，恒定功率负载80呈负电阻特性，即，在电容器6的电压EFC上升的情况下，开关电路10的输入电流IDC减少，在电容器6的电压EFC下降的情况下，开关电路10的输入电流IDC增加。再有，通常的电阻（正电阻）呈若电压上升则电流增加，若电压下降则电流减少的正电阻特性。即，在恒定功率负载80中，电流的变化相对于电压的变化是呈与通常的电阻（正电阻）相反的特性。 
因此，在图2表示的电路中，如果电容器6的电压EFC上升并且开关电路10的输入电流IDC减少的话，则变为助长电容器6的电压EFC的上升的工作，相反如果电容器6的电压EFC下降并且开关电路10的输入电流IDC增加的话，则变为助长电容器6的电压EFC的下降的工作。因此，在图2表示的电路中，相对于电容器6的电压EFC的变动，制动不奏效，并且以LC滤波器的谐振频率产生电容器6的电压EFC的电振荡，产生的电振荡的振幅扩大并持续振荡。以上是在图1表示的主电路部200以及在图2表示的电路的LC滤波器中产生电振荡的原因的定性说明。 
接着，求取在图2中表示的电路的传递函数并进行评价，进行对在上述已经定性说明的现象的定量说明。 
首先，开关电路10的输入功率PDC和开关电路10的输入电流IDC和电容器6的电压EFC的关系式为下式（1）。 
[数式1] 
Figure 2008801311674100002DEST_PATH_IMAGE002
上述（1）式是非线性的，因此谋求线性化。当将工作点的电压、电流分别设为EFC0、IDC0时，在工作点附近下式（2）成立。
[数式2] 
Figure 2008801311674100002DEST_PATH_IMAGE004
因此，在图2中表示的电路以图3中所示的框线图进行表示。图3是表示图2中所示的电路的传递函数的框图。在图3表示的传递函数框图中，从输入电压ES到电容器6的电压EFC的闭环传递函数G(s)为下式（3）。
[数式3] 
Figure 2008801311674100002DEST_PATH_IMAGE006
为了使上述（3）式的闭环传递函数G(s)表示的闭环***稳定，条件是G(s)的极全部为负。即，需要在作为G(s)的分母的下式（4）中表示的特征方程式的解全部为负。
[数式4] 
将上述（4）式的解设为α，β，并且α，β双方均为负的条件式根据解和系数的关系成为下式（5）、（6）。
[数式5] 
Figure 2008801311674100002DEST_PATH_IMAGE010
[数式6]
Figure 2008801311674100002DEST_PATH_IMAGE012
在此，求取用于使（3）式的传递函数G(s)表示的闭环***稳定的、电抗器5的电阻成分R的条件式。由于（6）式不含有有用的信息，所以在此着眼于（5）式。当对（5）式变形时，得到作为电抗器5的电阻成分R的条件式的下式（7）。
[数式7] 
Figure 2008801311674100002DEST_PATH_IMAGE014
从式（7）来看，当L越小，C越大，PDC越小，EFC0越大时，对***进行稳定化所需要的R较小即可。作为例子，当将作为一般的数值的L=12mH、C=6600μF、PDC=1000KW、EFC0=1500V的条件代入到式（7）时，能够使（3）式的传递函数G(s)表示的闭环***稳定化的电抗器5的电阻成分R的值为R>0.8（Ω）
通常，在电抗器中包含的电阻成分是微小的数十（mΩ）左右，不可能满足（7）式。因此，在图2中表示的电路的闭环***变得不稳定，以LC滤波器的谐振频率产生电振荡。也就是说，能够理解除非在图2表示的电路中附加满足（7）式的电阻，或者控制地谋求稳定化，否则电容器6的电压EFC振荡并发散。再有，实际上，由于附加电阻会使装置大型化并招致损失的增大，所以需要控制地谋求稳定化的其它的方法。
以上是以在图1中表示的主电路部200及在图2中表示的电路的LC滤波器的谐振频率产生电振荡的原因的定量说明。 
接着，针对成为本实施方式的阻尼控制部40的结构的技术上的根据的电振荡的抑制原理进行说明。 
如上所述，在图2中表示的电路的恒定功率负载80为负电阻特性，但如果该恒定功率负载为正电阻特性的话，能够使闭环***稳定化。因此，使用将在图2中表示的电路的恒定功率负载80置换为电阻的电路附图，并进行和上述相同的定量说明。 
图4是将在图2中表示的电路的恒定功率负载80置换为电阻60的电路框图。如图4所示，在图4中作为从LC滤波器侧看的负载，连接有电阻值为R0的电阻60。 
图5是表示在图4中所示的电路的传递函数的框图。根据在图5中表示的传递函数的框图，从输入电压ES到电容器的电压EFC的闭环传递函数Gp(s)为下式（8）。 
[数式8] 
Figure 2008801311674100002DEST_PATH_IMAGE016
此外，在（8）式中表示的闭环传递函数Gp(s)的特征方程式为下式（9）。
[数式9] 
Figure 2008801311674100002DEST_PATH_IMAGE018
在此，当算出在（9）式表示的特征方程式的解全部为负的条件时，电抗器5的电阻成分R的值为R≥0，且该条件总是被满足。也就是说，能够理解在如图4所示那样在从LC滤波器侧观察的负载以电阻60来构成的情况下，闭环***总是稳定。
如上所述，能够理解在与直流电源70连接的LC滤波器连接有电阻60的电路总是稳定。本实施方式表示的控制电路正着眼于该原理。即，对开关电路10进行控制，使得相对于电容器6的电压EFC的振荡成分，在图2中表示的电路的恒定功率负载80成为和正电阻特性等价的特性。 
接着，导出如下控制条件，其用于图2中表示的电路的恒定功率负载80，相对于以LC滤波器的谐振频率产生的电容器6的电压EFC的电振荡，成为和正电阻特性等价的特性。 
在图4中，在电容器6的电压为EFC、流到电阻60的电流为IDC的情况下，在电阻60的功率PR为下式（10）。 
[数式10] 
Figure 2008801311674100002DEST_PATH_IMAGE020
由于在电容器6的电压EFC变动并成为初始的n倍的情况下，流到电阻60的电流IDC也同样地成为n倍，所以此时的在电阻60的功率PRn为下式（11）。
[数式11] 
Figure 2008801311674100002DEST_PATH_IMAGE022
即，在电阻60的功率PRn与电容器6的电压EFC的变化比率的平方成比例。因此，通过以（11）式的关系成立的方式控制恒定功率负载80，能够使恒定功率负载80以相对于电容器6的电压EFC的变动呈正电阻特性的方式工作。
另一方面，在图2中，当无视开关电路10的电路损失时，开关电路10的输出功率与开关电路10的输入功率PDC相等，因此根据流过蓄电元件26的平滑电抗器电流ISL和蓄电元件26的端子电压BFC，下式（12）成立。 
[数式12] 
Figure 2008801311674100002DEST_PATH_IMAGE024
再有，蓄电元件26的端子电压BFC是根据蓄电元件26的蓄电量而变化的值。
为了使恒定功率负载80以相对于电容器6的电压EFC的变动呈正电阻特性的方式工作，在电容器6的电压EFC成为n倍的情况下的功率PDCn只要以和功率PRn满足（11）式的方式相同地，满足下式（13）的关系即可。 
[数式13] 
Figure 2008801311674100002DEST_PATH_IMAGE026
在此，LC滤波器的谐振频率通常是10Hz~20Hz，当换算成周期时，是50ms~100ms的时间。相对于此，蓄电元件26的端子电压BFC在数十秒的时间单位中能看作固定。即，在考虑LC滤波器的谐振频率的电振荡时，蓄电元件26的端子电压BFC假定成固定也可。
因此，在电容器6的电压EFC成为n倍的情况下，如果以使平滑电抗器电流ISL成为n2倍的方式控制开关电路10的话，能够使开关电路10的输入功率PDC与电容器6的电压EFC的变化比率的平方成比例变化，在图2中表示的电路的恒定功率负载80相对于以LC滤波器的谐振频率产生的电容器6的电压EFC的电振荡，成为和正电阻特性等价的特性。 
因此，通过在图1表示的控制部300中采用将电容器6的电压EFC的变动比率进行平方后的值与平滑电抗器电流指令ISL*相乘的结构，能够抑制以LC滤波器的谐振频率产生的电容器6的电压EFC的电振荡并实现稳定化。 
接着，参照图1及图6，针对实现上述的控制方法的具体的结构进行说明。再有，图6是表示实施方式1的阻尼控制部40内部的状态量的变化及信号波形的图。 
首先，对阻尼控制部40的结构，参照图1进行说明。阻尼控制部40具备：高通滤波器（以下称为“HPF”）41；低通滤波器（以下称为“LPF”）42、43；加法器44；除法器45；减法器46；开关47；平方运算器48；以及限幅器49。 
在阻尼控制部40中，输入电容器6的电压EFC，该电压分路成2个***。 
在一方串联连接有HPF41及LPF43。通过HPF41及LPF43除去包含电容器6的电压EFC的直流成分的不需要的低频率成分及不需要的高频率成分，输出仅LC滤波器的谐振频率附近被提取的谐振频率成分EFCa。例如，如图6所示，在电容器6的电压EFC以1500V作为中心，在1650V~1350V进行振荡的情况下，EFCa是在+150V～-150V的范围中以和EFC的谐振频率成分相同相位进行变动的信号。 
此外，在另一方连接有LPF42。通过LPF42仅电容器6的电压EFC的直流成分被提取的直流成分EFCd被输出。 
再有，HPF41、LPF42、LPF43是由一次延迟元件构成的一次滤波器，其结构是公知的，因此省略说明。当然，以二次以上的滤波器构成也可，但存在滤波器的结构复杂化的缺点。 
在此，对HPF41及LPF43的作用，更加详细地进行说明。 
需要LPF43的理由是为了除去在电容器的电压EFC中包含的、成为对控制***的干扰的高频率成分。但是，想除去的高频率成分的下限是数百Hz，并且和作为阻尼控制的对象的LC滤波器的谐振频带（通常10~20Hz左右）接近，所以当仅使用LPF43除去高频率成分时，使LC滤波器的谐振频率成分的相位延迟产生，是不优选的。因此，通过串联追加HPF41和LPF43组合，能一边确保和单独使用LPF43的情况相同的高频率成分除去特性，一边对LC滤波器的谐振频带的相位延迟进行补偿。再有，对于HPF41及LPF43的特性，优选增益为1的频率与LC滤波器的谐振频率（10Hz~20Hz）一致。 
加法器44在以上述方式算出的LC滤波器的谐振频带的振荡成分EFCa上加上直流成分EFCd，输出EFCad。 
除法器45通过以EFCad除以直流成分EFCd，算出在电容器6的电压EFC中包含的、LC滤波器的谐振频带的振荡成分的变动比率（以下仅称为“变动比率”）EFCfp。 
变动比率EFCfp分路成2个***，一方直接输出至开关47，另一方输出至减法器46。减法器46从规定值（在本实施方式的例中的值“2”）中减去变动比率EFCfp，将变动比率EFCfp的振荡成分的相位反转后的EFCfn输出至开关47。 
在电力潮流为从架空线1侧向蓄电元件26侧的方向的情况下，开关47上部侧（充电侧）的触点被选择，变动比率EFCfp被输入至平方运算器48。 
另一方面，在电力潮流为从蓄电元件26侧向架空线1侧的方向的情况下，开关47的下部侧（放电侧）的触点被选择，变动比率EFCfn被输入至平方运算器48。 
在此，在电力潮流为从蓄电元件26向架空线1的方向（输出侧→输入侧）时使用EFCfn的理由是因为电力潮流的方向和在从架空线1向蓄电元件26的方向（输入侧→输出侧）时的相反。此时，需要若电容器6的电压EFC增加则使功率的大小减少、若电容器6的电压EFC减少则使功率的大小增加的方向的操作，因此需要对EFCfp的相位进行反转后的EFCfn。 
平方运算器48对EFCfp或者EFCfn进行平方，并输出至限幅器49。限幅器49将从平方运算器48中输出的信号的上限、下限根据需要限制为任意的值之后，作为阻尼操作量DAMPCN输出至乘法器34。也就是说，在限幅器49中，例如在想对伴随着阻尼控制的、平滑电抗器电流ISL的瞬态变动量进行限制的情况下，只要设定限制振幅的上限值、下限值即可。 
最后，在乘法器34中将阻尼操作量DAMPCN与平滑电抗器电流指令ISL*进行相乘，生成平滑电抗器电流指令ISL**。 
通过以上述方式得到的平滑电抗器电流指令ISL**来实施平滑电抗器电流控制，由此能够抑制电容器6的电压EFC的振荡，实现DC-DC变换装置100的稳定的运转。 
如上所述，根据实施方式1的DC-DC变换装置，设置有阻尼控制部，上述阻尼控制部没有增益调整等而自动算出用于抑制在输入滤波电路产生的电振荡的最佳的阻尼操作量，DC-DC变换装置基于得到的阻尼操作量对开关电路进行控制，因此能够抑制在LC输入滤波电路中产生的电振荡，也能够实现作为控制电流源而发挥功能的DC-DC变换装置的稳定的运转。 
此外，生成包含上述的阻尼操作量的平滑电抗器电流指令，基于得到的平滑电抗器电流指令对开关电路进行控制，因此以抑制输入滤波电路的电振荡的方式最佳地控制流到平滑电抗器的电流，能够实现稳定的运转。 
此外，在阻尼控制部的结构中，通过以输入电容器的电压除以输入电容器的直流成分，算出输入电容器的电压的变动比率，因此能够进行与输入电容器的电压的变动比率对应的控制。 
此外，在阻尼控制部的结构中，利用高通滤波器使LC滤波器的谐振频率附近以上的频带通过，利用低通滤波器使LC滤波器的谐振频率附近以下的频带通过，因此不会产生LC滤波器的谐振频率附近的相位延迟，能够切除成为对控制***的干扰的不需要的高频率成分。 
此外，在阻尼控制部的结构中，将输入电容器的电压的变动比率进行平方，算出阻尼操作量，因此，能够进行与输入电容器的电压的电振荡的电平（level）匹配的平滑电抗器电流的控制。 
此外，在阻尼控制部的结构中，在最终阶段限制阻尼操作量的上限值及下限值，因此，例如，能够限制伴随着阻尼控制的、平滑电抗器电流的瞬态变动量。 
进而，因为在阻尼操作量DAMPCN的计算中不使用DC-DC变换装置的电路元件的常数，因此能够获得即使在电路元件的常数被变更的情况下，也不需要控制***的调整的优点。 
实施方式2 
在实施方式1中，在作为以使流过蓄电元件的平滑电抗器电流ISL变为规定的值的方式进行控制的控制电流源而发挥功能的结构的DC-DC变换装置中，构成有对以LC滤波器的谐振频率产生的电振荡进行抑制并能够进行稳定的运转的控制***，但在实施方式2中，在作为将蓄电元件置换为负载，以负载的电压为规定的值的方式进行控制的控制电压源来进行工作的结构的DC-DC变换装置中，构成有对以LC滤波器的谐振频率产生的电振荡进行抑制并能够进行稳定的运转的控制***。
图7是表示本发明的实施方式2的DC-DC变换装置的结构例的图。如图7所示，实施方式2的DC-DC变换装置100a构成为具备：主电路部200a；以及控制部300a，控制主电路部200的电力潮流。再有，对和实施方式1相同或者同等的结构部附加相同符号，并省略其详细的说明。 
在主电路部200a中，将实施方式1的蓄电元件26置换成负载24，并在开关电路10的负载24侧的电流检测器21的后级，具备有：平滑电容器22，和平滑电抗器20一起构成平滑滤波电路27a；以及电流检测器25，检测流到负载24的电流。通过由平滑电抗器20和平滑电容器22组成的平滑滤波器，负载24的电压被平滑。 
控制信号生成部50a在实施方式1的结构之外，还在乘法器34的前级具备有：减法器31、电压控制器32、以及加法器33。 
从上位的控制***（未图示）向控制信号生成部50a输入作为平滑电容器22的电压的指令值的平滑电容器电压指令BFC*。也就是说，实施方式2的DC-DC变换装置100a作为通过从上位的控制***输出的平滑电容器电压指令BFC*，以负载24的电压变为规定的值的方式进行控制的控制电压源来进行工作。 
减法器31从BFC*中减去平滑电容器22的电压BFC并输出。电压控制器32被输入减法器31的输出，进行比例积分控制。再有，作为电压控制器32的控制方式，优选比例积分控制、或者比例控制。此外，电压控制器32无论是哪个控制方式均能以公知技术构成，因此省略在此的说明。 
加法器33对电压控制器32的输出和负载电流ILD进行加法运算，作为平滑电抗器电流指令ISL*输出至乘法器34。 
然后，在乘法器34中阻尼操作量DAMPCN与从加法器33中输出的平滑电抗器电流指令ISL*相乘，生成平滑电抗器电流指令ISL**。 
通过根据以上述方式得到的平滑电抗器电流指令ISL**实施平滑电抗器电流控制，电容器6的电压EFC的振荡被抑制，能够实现DC-DC变换装置100a的稳定的运转。 
此外，在以图8中表示的方式构成的情况下也能够进行和在图7中表示的结构同样的控制。图8是表示本发明的实施方式2的DC-DC变换装置的其它的结构例的图。 
如图8所示，DC-DC变换装置100b的主电路部200a的结构和图7相同。在控制部300b的控制信号生成部50b中，构成为代替在图7中的加法器33的后级的乘法器34，而在减法器31的前级追加乘法器30，对平滑电容器22的电压的指令值BFC*和阻尼操作量DAMPCN进行乘法运算，生成平滑电容器电压指令BFC**，在加法器33与负载电流ILD进行加法运算，由此生成平滑电抗器电流指令ISL**。上述以外的结构和在图7中表示的结构相同，能和图7同样地得到抑制电容器6的电压EFC的振荡，并能进行DC-DC变换装置100b的稳定的运转的效果。 
此外，在图7、图8表示的结构中，因为是使用流到负载24的负载电流ILD来生成平滑电抗器电流指令ISL**的结构，所以也能对平滑电容器22的电压BFC的变动进行抑制。 
如上所述，根据实施方式2的DC-DC变换装置，设置有没有增益调整等而自动算出用于抑制在输入滤波电路中产生的电振荡的最佳的阻尼操作量的阻尼控制部，该DC-DC变换装置生成包含阻尼操作量的平滑电抗器电流指令，并基于得到的平滑电抗器电流指令对开关电路进行控制，因此能够抑制在LC输入滤波电路中产生的电振荡，也能够实现作为控制电压源而发挥功能的DC-DC变换装置的稳定的运转。 
此外，由于在阻尼操作量DAMPCN的计算中不使用DC-DC变换装置的电路元件的常数，所以能得到即使在电路元件（circuit element）的常数被变更的情况下也不需要控制***的调整的优点。 
再有，在以上的实施方式1，2中表示的结构为本发明的结构的一个例子，显然，能够和其它的公知的技术进行组合，在不脱离本发明的主旨的范围内，也能够以省略一部分等的方式进行变更构成。 
进而，在本实施方式中，将设想对电气化铁路领域的适用的DC-DC变换装置作为对象进行了发明内容的说明，但显然适用领域并不仅限于此，该装置也能向各种各样的产业应用领域进行应用。 
产业上的利用可能性 
如上所述，本发明的DC-DC变换装置作为抑制在输入滤波电路中产生的电振荡，并且能够实现稳定的运转的发明是有用的。

Claims (17)

1.一种DC-DC变换装置，具有由与直流电源（70）连接的输入电抗器（5）和输入电容器（6）构成的输入滤波电路（8），将所述输入电容器的直流电压变换成任意的直流电压并输出，其特征在于，具备：
开关电路（10），在输入端连接有所述输入滤波电路（8），该开关电路由上臂侧开关元件（11）及下臂侧开关元件（12）构成；
平滑滤波电路（27，27a），与所述开关电路（10）的输出端连接；
阻尼控制部，基于所述输入电容器的电压计算阻尼操作量；以及
控制部（300，300a），基于所述阻尼操作量对所述开关电路（10）进行导通断开控制，
所述控制部（300，300a）基于所述阻尼操作量对所述平滑滤波电路的状态量进行反馈来对所述开关电路进行导通断开控制。
2.根据权利要求1所述的DC-DC变换装置，其特征在于，
在作为所述平滑滤波电路（27，27a）是具有一端与所述开关电路（10）的输出端连接的平滑电抗器（20）的结构的情况下，所述平滑滤波电路的状态量是流过所述平滑电抗器（20）的电流。
3.根据权利要求2所述的DC-DC变换装置，其特征在于，
所述控制部（300，300a）生成反映了所述阻尼操作量（DAMPCN）的平滑电抗器电流指令（ISC*），并且基于该平滑电抗器电流指令，对所述开关电路（10）进行导通断开控制。
4.根据权利要求2所述的DC-DC变换装置，其特征在于，
所述阻尼控制部（40）通过将所述输入电容器（6）的电压除以所述输入电容器的电压的直流成分，算出所述输入电容器的电压（EFC）的变动比率（EFCfp），并算出与该变动比率对应的阻尼操作量（DAMPCN）。
5.根据权利要求2所述的DC-DC变换装置，其特征在于，
所述阻尼控制部（40）通过将从所述输入电容器的电压（EFC）中除去在所述输入电容器的电压中包含的不需要的高频率成分后的信号（EFca）和所述输入电容器的电压的直流成分（EFcd）的加法信号（EFcad）除以该直流成分，算出所述输入电容器的电压的变动比率（EFCfp），并算出与该变动比率对应的阻尼操作量（DAMPCN）。
6.根据权利要求2所述的DC-DC变换装置，其特征在于，
所述阻尼操作量是通过对所述输入电容器的电压的变动比率（EFCfp）进行平方来算出的。
7.根据权利要求2所述的DC-DC变换装置，其特征在于，
所述阻尼控制部（40），
在电力潮流为从所述开关电路（10）的输入侧向输出侧的方向的情况下，算出对所述输入电容器的电压的变动比率进行平方而得到的信号，作为阻尼操作量，
在电力潮流为从所述开关电路（10）的输出侧向输入侧的方向的情况下，算出对所述输入电容器的电压的变动比率进行平方而得到的信号的相位反转后的信号，作为阻尼操作量。
8.根据权利要求3~7的任一项所述的DC-DC变换装置，其特征在于，
所述阻尼控制部（40）以限幅器（49）限制所述阻尼操作量的上下限值并输出。
9.根据权利要求1所述的DC-DC变换装置，其特征在于，
在作为所述平滑滤波电路（27，27a）是具有一端与所述开关电路（10）的输出端连接的平滑电抗器（20）和与所述平滑电抗器的另一端连接的平滑电容器（22）的结构的情况下，
所述平滑滤波电路（27，27a）的状态量为所述平滑电抗器的电流或者所述平滑电容器的电压的任一个。
10.根据权利要求9所述的DC-DC变换装置，其特征在于，
所述控制部（300，300a）生成反映了所述阻尼操作量（DAMPCN）的平滑电抗器电流指令（ISC*），并且基于该平滑电抗器电流指令，对所述开关电路（10）进行导通断开控制。
11.根据权利要求9所述的DC-DC变换装置，其特征在于，
所述控制部（300，300a）生成反映了所述阻尼操作量的平滑电容器电压指令（BFC*），基于该平滑电容器电压指令（BFC*）生成平滑电抗器电流指令（ISC*），并且基于该平滑电抗器电流指令（ISC*），对所述开关电路进行导通断开控制。
12.根据权利要求9所述的DC-DC变换装置，其特征在于，
所述阻尼控制部（40）通过将所述输入电容器（6）的电压除以所述输入电容器的电压的直流成分，算出所述输入电容器的电压（EFC）的变动比率（EFCfp），并算出与该变动比率对应的阻尼操作量（DAMPCN）。
13.根据权利要求9所述的DC-DC变换装置，其特征在于，
所述阻尼控制部（40）通过将从所述输入电容器的电压（EFC）中除去在所述输入电容器的电压中包含的不需要的高频率成分后的信号（EFca）和所述输入电容器的电压的直流成分（EFcd）的加法信号（EFcad）除以该直流成分，算出所述输入电容器的电压的变动比率（EFCfp），并算出与该变动比率对应的阻尼操作量（DAMPCN）。
14.根据权利要求9所述的DC-DC变换装置，其特征在于，所述阻尼操作量是通过对所述输入电容器的电压的变动比率（EFCfp）进行平方来算出的。
15.根据权利要求9所述的DC-DC变换装置，其特征在于，
所述阻尼控制部（40），
在电力潮流为从所述开关电路（10）的输入侧向输出侧的方向的情况下，算出对所述输入电容器的电压的变动比率进行平方而得到的信号，作为阻尼操作量，
在电力潮流为从所述开关电路（10）的输出侧向输入侧的方向的情况下，算出对所述输入电容器的电压的变动比率进行平方而得到的信号的相位反转后的信号，作为阻尼操作量。
16.根据权利要求10~15的任一项所述的DC-DC变换装置，其特征在于，
所述阻尼控制部（40）以限幅器（49）限制所述阻尼操作量的上下限值并输出。
17.根据权利要求10或11所述的DC-DC变换装置，其特征在于，还具备：
电流检测器，对流过与所述平滑电容器并联连接的负载的负载电流进行检测，
所述平滑电抗器电流指令（ISC*）是考虑所述负载电流而算出的。
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