JP2013183564A

JP2013183564A - 電源装置

Info

Publication number: JP2013183564A
Application number: JP2012046737A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Ito; 伊藤　　弘之; Tomoki Nishijima; 与貴西嶋; Mamoru Sakamoto; 守坂本; Junichi Ishii; 潤一石井
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2012-03-02
Filing date: 2012-03-02
Publication date: 2013-09-12

Abstract

【課題】交流負荷としてインバータ負荷等の定電力負荷が接続されている場合でも、コンデンサの電圧振動を確実に抑制可能とした電源装置を提供する。
【解決手段】直流電源１に接続されたリアクトル２及びコンデンサ３と、インバータ４と、二次側に第１巻線６ｂ及び第２巻線６ｃを備えたトランス６と、整流回路８と、チョッパ９と、ＬＣフィルタ１０とを備え、交流負荷７及び直流負荷１１に給電可能な電源装置において、インバータ制御ブロックは、交流電圧指令値と検出値との偏差を入力としてインバータ用駆動信号を生成するための自動電圧調整器を備え、チョッパ制御ブロックは、コンデンサ３の電圧と直流電源電圧との偏差に応じた電圧補正量ΔＶを生成するダンピング制御部と、チョッパ９の直流電圧指令値と検出値との偏差と電圧補正量ΔＶとの加算値を入力としてチョッパ用駆動信号を生成するための自動電圧調整器とを備える。
【選択図】図３

Description

本発明は電源装置に関し、例えば、直流電気車に搭載される補助電源装置の入力電圧の振動抑制技術に関するものである。

図３は、この種の補助電源装置の主回路構成を示している。
図３において、直流電源１の両端にフィルタリアクトル２とフィルタコンデンサ３との直列回路が接続され、フィルタコンデンサ３の両端にはインバータ４が接続されている。このインバータ４の交流出力側は、第１のＬＣフィルタ５を介してトランス６の一次巻線６ａに接続されている。

トランス６の二次側には第１巻線６ｂ及び第２巻線６ｃが設けられており、第１巻線６ｂの出力は交流負荷７に供給され、第２巻線６ｃの出力は整流回路８に供給されている。この整流回路８により交流電圧を変換して得た直流電圧は、後段のチョッパ９によって降圧される。そして、チョッパ９の出力電圧は、第２のＬＣフィルタ１０を介して直流負荷１１に供給される。

ここで、インバータ４は、例えばＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子をブリッジ接続して構成された三相インバータである。また、整流回路８はダイオードをブリッジ接続して構成され、チョッパ９は、例えばＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子及び還流ダイオードによって構成されている。
更に、交流負荷７や直流負荷１１は、電気車駆動用のモータ以外の、照明装置や空調装置、表示装置等の負荷である。

図４及び図５は、図３に示した補助電源装置の制御ブロック図であり、図４はインバータ制御ブロック、図５はチョッパ制御ブロックである。
図４に示すインバータ制御ブロックは、交流電圧指令値とインバータ４の交流電圧検出値（前記トランス６の二次側第１巻線６ｂの電圧検出値）との偏差にダンピング制御部３０の出力である電圧補正量ΔＶを加算する加減算器２１と、その出力信号が入力される自動電圧調整器（ＡＶＲ）２２と、を備えている。ここで、ダンピング制御部３０は、コンデンサ３の電圧と入力電圧（直流電源１の電圧）との偏差を求める減算器３１と、その偏差が入力されて電圧補正量ΔＶを出力するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３２と、から構成されている。
そして、ＡＶＲ２２の出力に基づいてインバータ４のスイッチング素子の駆動信号（ゲート信号）を生成してインバータ４を動作させ、交流負荷７に所定の交流電圧を供給している。

一方、図５に示すチョッパ制御ブロックは、直流電圧指令値とチョッパ９の出力側の直流電圧検出値（直流負荷１１の入力電圧検出値）との偏差を求める減算器４１と、その出力信号が入力されるＡＶＲ４２と、を備えており、ＡＶＲ４２の出力に基づいてチョッパ９のスイッチング素子の駆動信号（ゲート信号）を生成してチョッパ９を動作させ、直流負荷１１に所定の直流電圧を供給している。

次に、図３に示した補助電源装置におけるコンデンサ電圧の振動抑制動作について説明する。
図３において、直流電源１の電圧急変時や負荷電流の変動時に、フィルタリアクトル２とフィルタコンデンサ３とによって決まる固有振動数の共振によってコンデンサ３の電圧が振動する場合がある。この場合、従来技術においては、図４に示したインバータ制御ブロックのダンピング制御部３０により、コンデンサ３の電圧から直流電源１の電圧を減算し、その結果（共振周波数帯域の電圧値）をＢＰＦ３２に通して得た電圧補正量ΔＶを交流電圧指令値と交流電圧検出値との偏差に加算する。
従来技術では、上記のような方法でインバータ４の出力電圧指令値を調節することで、フィルタリアクトル２とフィルタコンデンサ３との間に生じた共振エネルギーを交流負荷７によって消費させ、コンデンサ３の電圧振動を抑制している。

なお、上記と同様の原理によるインバータの入力電圧，入力電流の振動抑制技術が、特許文献１に開示されている。

特開平９-１４０１５０号公報（段落[０００６]，[０００７]、図１等）

前述した従来技術では、交流負荷７を抵抗負荷と同等と見なしてコンデンサ３の電圧振動を抑制している。しかし、交流負荷７が定電力負荷として動作するインバータ負荷などの場合、コンデンサ３の電圧振動時においてインバータ４の出力電圧指令値にダンピング制御部３０からの電圧補正量ΔＶを加算して振動を抑制するようにインバータ４を制御しても、交流負荷７の定電力特性によりインバータ４の出力電力が一定になるように調整されてしまう。
その結果、インバータ４の出力電圧が電圧補正量ΔＶに応じて変化できなくなり、コンデンサ３の電圧振動を抑制することが困難になるという問題があった。

そこで、本発明の解決課題は、交流負荷としてインバータ負荷等の定電力負荷が接続されている場合でも、コンデンサの電圧振動を確実に抑制可能とした電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、直流電源の両端に接続されたリアクトルとコンデンサとの直列回路と、前記コンデンサの両端に接続されたインバータと、前記インバータの交流出力電圧を変圧し、二次側の第１巻線及び第２巻線からそれぞれ交流電圧を出力するトランスと、前記第２巻線に接続された整流回路と、前記整流回路の直流出力電圧を所定の大きさの直流電圧に変換するチョッパと、前記チョッパの出力側に接続されたＬＣフィルタと、を備え、
前記第１巻線から交流負荷に交流電力を供給し、かつ、前記チョッパから前記ＬＣフィルタを介して直流負荷に直流電力を供給する電源装置において、
前記インバータの制御ブロックは、
前記インバータに対する交流電圧指令値と交流電圧検出値との偏差を入力として調節動作する第１の電圧調整手段と、
第１の電圧調整手段の出力に基づいて前記インバータの半導体スイッチング素子の駆動信号を生成する手段と、を備え、
前記チョッパの制御ブロックは、
前記コンデンサの電圧と前記直流電源の電圧との偏差に応じた電圧補正量を生成するダンピング制御部と、
前記チョッパの出力側の直流電圧指令値と直流電圧検出値との偏差と、前記電圧補正量との加算値を入力として調節動作する第２の電圧調整手段と、
第２の電圧調整手段の出力に基づいて前記チョッパの半導体スイッチング素子の駆動信号を生成する手段と、を備えたものである。

本発明によれば、従来、インバータ制御部に設けられていたダンピング制御部をチョッパ制御部内に設け、インバータの入力側のコンデンサの電圧変動に基づく電圧補正量を用いてチョッパの直流出力電圧を調整することにより、電源装置として新たな回路を付加せずに、交流負荷の特性に関わらず、上記コンデンサの電圧の振動を抑制することができる。

本発明の実施形態におけるインバータ制御ブロックの構成図である。本発明の実施形態におけるチョッパ制御ブロックの構成図である。補助電源装置の主回路構成図である。図３におけるインバータ制御ブロックの構成図である。図３におけるチョッパ制御ブロックの構成図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。なお、この実施形態に係る電源装置は、例えば直流電気車に搭載される補助電源装置として使用されるものであり、その主回路の構成は前述した図３と同様であるため説明を省略し、ここでは、インバータ制御ブロック（図３におけるインバータ４の制御ブロック）及びチョッパ制御ブロック（同じくチョッパ９の制御ブロック）の構成について説明する。

図１は、インバータ制御ブロックの構成を示しており、交流電圧指令値とインバータ４の出力側の交流電圧検出値（図３におけるトランス６の二次側第１巻線６ｂの電圧検出値）との偏差を求める減算器５１と、その出力信号が入力される第１の電圧調整手段としての自動電圧調整器（ＡＶＲ）５２と、を備えている。そして、このＡＶＲ５２の出力に基づいてインバータ４のスイッチング素子の駆動信号（ゲート信号）を生成し、インバータ４を運転して交流負荷７に所定の交流電圧を供給するようになっている。

また、図２は、チョッパ制御ブロックの構成を示しており、直流電圧指令値と図３のチョッパ９の出力側の直流電圧検出値（直流負荷１１の入力電圧検出値）との偏差に、ダンピング制御部３０から出力される電圧補正量ΔＶを加算する加減算器６１と、その出力信号が入力される第２の電圧調整手段としての自動電圧調整器（ＡＶＲ）６２と、を備えている。なお、ダンピング制御部３０は、図４と同様に、図３のコンデンサ３の電圧と直流電源１による入力電圧との偏差を求める減算器３１と、その偏差が入力されて電圧補正量ΔＶを出力するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３２と、から構成されている。
このチョッパ制御ブロックでは、ＡＶＲ６２の出力に基づいてチョッパ９のスイッチング素子の駆動信号（ゲート信号）を生成し、チョッパ９を運転して直流負荷１１に所定の直流電圧を供給するようになっている。

すなわち、この実施形態が図４，図５に示した従来技術と相違するのは、ダンピング制御部３０がインバータ制御ブロックではなくチョッパ制御ブロックに設けられており、ダンピング制御部３０から出力される電圧補正量ΔＶをＡＶＲ６２の入力側に加算している点である。

次に、この実施形態における電圧振動の抑制動作について説明する。
図３において、直流電源１の電圧急変時や負荷電流の変動時に、フィルタリアクトル２とフィルタコンデンサ３とによって決まる固有振動数の共振によってコンデンサ３の電圧が振動した場合、図２のチョッパ制御部において、ダンピング制御部３０により求めた電圧補正量ΔＶをＡＶＲ６２の入力側に加算する。
これにより、コンデンサ３の電圧の振動に応じてＡＶＲ６２の入力信号ひいてはその出力信号も変動してチョッパ９の出力電圧を変動させるが、チョッパ９の後段のＬＣフィルタ１０により直流電圧の変動が抑制されて直流負荷１１に供給されることになる。
従って、コンデンサ３の電圧の振動はチョッパ９及びＬＣフィルタ１０の動作によって減衰し、やがて一定値に収束する。

一方、図１のインバータ制御部では、コンデンサ３の電圧の振動は影響せず、言い換えればダンピング制御部３０の動作の影響を受けず、ＡＶＲ５２は交流電圧検出値が交流電圧指令値に一致するように動作してインバータ用駆動信号を生成するので、インバータ４の出力電圧は一定値に制御される。
このため、交流負荷７がインバータ負荷のような定電力負荷であったとしても、インバータ４の出力電力が調整されることはなく、何ら支障はないものである。

本発明は、直流電気車の補助電源装置ばかりでなく、インバータの交流出力電圧を交流負荷に供給する機能と、インバータの交流出力電圧を整流したうえチョッパにより所定の直流電圧に変換して直流負荷に供給する機能と、を備えた各種の電源装置に利用可能である。

１：直流電源
２：フィルタリアクトル
３：フィルタコンデンサ
４：インバータ
５：ＬＣフィルタ
６：トランス
６ａ：一次巻線
６ｂ：二次側第１巻線
６ｃ：二次側第２巻線
７：交流負荷
８：整流回路
９：チョッパ
１０：ＬＣフィルタ
１１：直流負荷
３０：ダンピング制御部
３１：減算器
３２：バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
５１：減算器
５２：自動電圧調整器（ＡＶＲ）
６１：加減算器
６２：自動電圧調整器（ＡＶＲ）

Claims

直流電源の両端に接続されたリアクトルとコンデンサとの直列回路と、前記コンデンサの両端に接続されたインバータと、前記インバータの交流出力電圧を変圧し、二次側の第１巻線及び第２巻線からそれぞれ交流電圧を出力するトランスと、前記第２巻線に接続された整流回路と、前記整流回路の直流出力電圧を所定の大きさの直流電圧に変換するチョッパと、前記チョッパの出力側に接続されたＬＣフィルタと、を備え、
前記第１巻線から交流負荷に交流電力を供給し、かつ、前記チョッパから前記ＬＣフィルタを介して直流負荷に直流電力を供給する電源装置において、
前記インバータの制御ブロックは、
前記インバータに対する交流電圧指令値と交流電圧検出値との偏差を入力として調節動作する第１の電圧調整手段と、
第１の電圧調整手段の出力に基づいて前記インバータの半導体スイッチング素子の駆動信号を生成する手段と、
を備え、
前記チョッパの制御ブロックは、
前記コンデンサの電圧と前記直流電源の電圧との偏差に応じた電圧補正量を生成するダンピング制御部と、
前記チョッパの出力側の直流電圧指令値と直流電圧検出値との偏差と、前記電圧補正量との加算値を入力として調節動作する第２の電圧調整手段と、
第２の電圧調整手段の出力に基づいて前記チョッパの半導体スイッチング素子の駆動信号を生成する手段と、
を備えたことを特徴とする電源装置。