CN104218658A - 一种微电网混合储能***控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种微电网混合储能***控制方法，对微电网混合储能***中的buck/boost功率变化器，选取电感电流i_L和电容电压u_c为状态变量，储能单元电压u_i和负载电流i_Load为输入变量，建立了基于PWM互补控制的buck/boost功率变换器的小信号模型，并分别设计了蓄电池和超级电容器的控制电路，采用单电流环控制蓄电池的充放电，平抑综合负荷中的低频分量；超级电容器平抑综合负荷功率与蓄电池功率的差额，在电压-电流双闭环控制中增加了功率前馈，抑制了直流母线电压的波动。综合考虑微电网中各个负荷功率，采用多种控制方式平抑功率的高频波动，抑制直流母线电压的波动，维持了直流母线电压工作的稳定。

Description

一种微电网混合储能***控制方法

技术领域

本发明涉及一种微电网控制方法，特别涉及一种微电网混合储能***控制方法。

背景技术

为了保证微电网运行的稳定性，保持实时功率供电平衡，需对混合储能***加以合理的控制。微电网功率分布如图1所示。***中储能单元(蓄电池和超级电容器)均通过buck/boost功率变换器与直流母线相连，实现功率的双向流动。

目前，国内外对微电网储能***的控制策略展开了研究。陈益哲提出了基于短期负荷预测的微电网储能***主动控制策略，在考虑蓄电池容量、充放电次数限制的情况下，根据负荷预测的结果，主动的控制蓄电池的充放电，优化蓄电池的充放电曲线。张国驹等采用超级电容器作为微电网的储能单元，建立了互补PWM控制的小信号等效模型，应用双闭环控制和功率前馈环节实现了直流母线电压的稳定。但是单一的储能单元往往不能很好的兼顾微电网对于能量和功率的要求。Dougal R A等提出了蓄电池-超级电容器混合储能的概念，并从理论上证明了混合储能***在性能上的优越性。戴咏喜等针对脉冲型负载，设计了一种有源式混和储能连接方式，优化了蓄电池的放电状态。王虹富等采用蓄电池-超级电容器混和储能***，蓄电池和超级电容器根据各自特性分别平抑低频和高频的功率波动，平滑了并网的风光有功功率，提高了并网的电能质量。现有对混合储能的研究，主要集中于平抑并网功率的控制策略，而对独立运行微电网的电量实时平衡和电压稳定的研究较少。

发明内容

本发明是针对独立运行微电网的电量实时平衡、电压稳定的问题，提出了一种微电网混合储能***控制方法，基于互补PWM小信号模型，分别给蓄电池和超级电容器设计了控制电路，蓄电池采用单电流环很好的平抑了功率的低频波动，超级电容器采用带前馈的双环控制，平抑功率的高频波动，并有效的维持了直流母线电压的稳定。

本发明的技术方案为：一种微电网混合储能***控制方法，对微电网混合储能***中的buck/boost功率变化器，选取电感电流i_L和电容电压u_c为状态变量，储能单元电压u_i和负载电流i_Load为输入变量，建立了基于PWM互补控制的buck/boost功率变换器的小信号模型，并分别设计了蓄电池和超级电容器的控制电路，采用单电流环控制蓄电池的充放电，平抑综合负荷中的低频分量；超级电容器平抑综合负荷功率与蓄电池功率的差额，在电压-电流双闭环控制中增加了功率前馈，抑制了直流母线电压的波动。

所述基于PWM互补控制的buck/boost功率变换器的小信号模型为：

采用PWM互补控制，直流母线两端并联电容C和两串联的MOS管S1、S2，两MOS管S1、S2上各反并联快恢复二极管D1、D2，两MOS管S1、S2串联连接点通过电感L接储能电源正极，储能电源负极接直流母线负极，设MOS管与二极管s₂/d₂导通时间比为d，s₁/d₁导通的时间比为1-d，设电感电流i_L，直流母线电容电压u_C为状态变量；设储能电源电压u_i和负载电流i_Load为输入变量，i_o为经晶体管升压后的电流，设i_L、u_c、u_i、i_load、i_o、d对应的稳态分量为I_L、U_C、U_I、I_O、I_Load、D；

在稳态工作点处对***添加扰动：u_C＝U_C+Δu_C，i_L＝I_L+Δi_L，i_load＝I_Load+Δi_load，d＝D+Δd，u_i＝U_I+Δu_i忽略二阶分量，且考虑I_O＝I_Load，线性化后可得小信号模型：

${\mathrm{\Δi}}_o=\frac{U_I-{2r}_L{I}_L}{U_C}{\mathrm{\Δi}}_L+\frac{I_L}{U_C}{\mathrm{\Δu}}_i-\frac{I_{\mathrm{Load}}}{U_C}{\mathrm{\Δu}}_C.$

所述蓄电池的控制电路设计：

采用单电流环控制，蓄电池电流跟踪目标电流值变化，根据参考充放电电流指令i_{bat_ref}来控制蓄电池的充放电，抑制综合负荷的低频波动；

G_c(s)为电流环补偿网络传递函数，G_pwm(s)为PWM脉宽调制器传递函数，G_id(s)为buck/boost功率变化器占空比至输出电流的传递函数，H(s)为电流采样传递函数，输出电流通过H(s)与i_{bat_ref}求差经过串联的G_c(s)、G_pwm(s)、G_id(s)后输出；

其中电流环补偿网络传递函数G_c(s)采用极零点补偿模型为：

$G_c\left(s\right)=G_{\mathrm{CO}}\frac{(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{z1}})(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{z2}})}{s(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{p1}})(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{p2}})}$

式中G_CO为直流增益；ω_z1、ω_z2为补偿零点；ω_p1、ω_p2为补偿零点。

所述带功率前馈的超级电容器控制电路设计：超级电容器采用基于功率前馈电压外环加电流内环双环控制；

电流内环传递函数为：

${\mathrm{\Δi}}_L=\frac{G_{\mathrm{iC}}{G}_{\mathrm{pwm}}[(1-D)I_L+{\mathrm{CU}}_{c}s]{\mathrm{\Δi}}_{L\_\mathrm{ref}}+{\mathrm{Cs\Δu}}_i+(1-D){\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{load}}}{G_{\mathrm{iC}}{G}_{\mathrm{pwm}}[(1-D)I_L+{\mathrm{CU}}_{c}s]H_i+[{\mathrm{LCs}}^2+r_L\mathrm{Cs}+{(1-D)}^2]}$

为控制至电感电流的传递函数；为输入电压至电感电流的传递函数；为负载电流至电感电流的传递函数，H_v(s)为电压外环采样传递函数，G_ic(s)为电流内环补偿网络函数，G_vc(s)为电压外环补偿传递函数，G_ic(s)和G_vc(s)均采用PI补偿控制；

基于功率前馈的电压外环传递函数：

${\mathrm{\Δu}}_c=\frac{G_{\mathrm{vc}}K\frac{(U_I-{2r}_L{I}_L)}{U_C}{\mathrm{\Δu}}_{c\_\mathrm{ref}}+({\mathrm{KK}}_1-1){\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{load}}+({\mathrm{KK}}_2\frac{I_L}{U_C}-\frac{I_L}{U_C}){\mathrm{\Δu}}_i}{G_{\mathrm{vc}}K\frac{(U_I-{2r}_L{I}_L)}{U_C}{H}_v+\frac{I_{\mathrm{Load}}}{U_C}+\mathrm{Cs}}.$

本发明的有益效果在于：本发明微电网混合储能***模糊控制方法，综合考虑微电网中各个负荷功率，采用多种控制方式平抑功率的高频波动，抑制直流母线电压的波动，维持了直流母线电压工作的稳定。

附图说明

图1为微电网功率分布图；

图2为本发明buck/boost功率变换器结构图；

图3为本发明蓄电池控制框图；

图4为本发明超级电容器控制框图；

图5为本发明基于功率前馈的超级电容器控制框图；

图6为本发明混和储能***仿***体结构图；

图7为本发明蓄电池控制电路补偿前开环传递函数伯德图；

图8为本发明蓄电池控制电路补偿后开环传递函数伯德图；

图9为本发明超级电容器控制***的开环频率特性图；

图10为本发明有功功率曲线图；

图11为本发明直流母线电压曲线图。

具体实施方式

独立微网中混合储能的控制针对buck/boost功率变化器，选取电感电流i_L和电容电压u_c为状态变量，储能单元电压u_i和负载电流i_Load为输入变量，建立了基于PWM互补控制的buck/boost功率变换器的小信号模型，并分别设计了蓄电池和超级电容器的控制电路，采用单电流环控制蓄电池的充放电，平抑综合负荷中的低频分量，超级电容器平抑综合负荷功率与蓄电池功率的差额，在电压-电流双闭环控制中增加了功率前馈，抑制了直流母线电压的波动。

一、控制***设计

buck/boost双向变换器承担了蓄电池和超级电容器的充放电任务，双向状态切换频繁，在对蓄电池和超级电容器进行控制设计前，需获得buck/boost双向变换器和PWM调节器的传递函数。本发明建立了基于互补PWM控制的双向变换器小信号模型，在此基础上设计了储能单元的控制***。

1、基于互补PWM控制的开关变换器小信号模型

为避免频繁切换开关造成的大量开关损耗以及实现电感电流的平滑稳定控制，本发明采用PWM互补控制。图2中，直流母线两端并联电容C和两串联的MOS管S1、S2，两MOS管S1、S2上各反并联快恢复二极管D1、D2，两MOS管S1、S2串联连接点通过电感L接储能电源正极，储能电源负极接直流母线负极。设MOS管与二极管s₂/d₂导通时间比为d，s₁/d₁导通的时间比为1-d。设电感电流i_L，直流母线电容电压u_C为状态变量；设储能电源电压u_i和负载电流i_Load为输入变量。其中s₁与s₂可以为金属氧化物半导体场效晶体管MOSFET或绝缘栅双极型晶体管IGBT。

列写状态方程如下：

当s₂/d₂导通时状态方程为：

$\left\{\begin{array}{c}C\frac{{\mathrm{du}}_c}{\mathrm{dt}}=-i_{\mathrm{load}}\\ L\frac{{\mathrm{di}}_L}{\mathrm{dt}}=-r_L{i}_L+u_i\end{array}\right.---\left(12\right)$

式中：r_L为升压电感等效电阻

写成矩阵的形式整理为：

令

当s₁/d₁导通时状态方程为：

$\left\{\begin{array}{c}C\frac{{\mathrm{du}}_c}{\mathrm{dt}}=i_L-i_{\mathrm{load}}\\ L\frac{{\mathrm{di}}_L}{\mathrm{dt}}=-r_L{i}_L-u_C+u_i\end{array}\right.---\left(14\right)$

写成矩阵的形式整理为：

令

运用状态空间平均法：

A＝DA+(1-D)A   (16)

B＝DB+(1-D)B  (17)

$\stackrel{.}{x}=\mathrm{Ax}+\mathrm{By}---\left(18\right)$

式中：D为晶体管的导通占空比。

联立式(15)、(16)、(17)解得：

代入静态工作点状态方程0＝Ax+By，设i_L、u_c、u_i、i_load、i_o、d对应的稳态分量为I_L、U_C、U_I、I_O、I_Load、D。其中i_o为经晶体管升压后的电流，由附图2可知，i₀≈i_load，得到：

解得静态工作点为：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_C=\frac{1}{1-D}{U}_I-\frac{r_L}{{(1-D)}^2}{I}_{\mathrm{Load}}\\ I_L=\frac{1}{1-D}{I}_{\mathrm{Load}}\end{array}\right.---\left(21\right)$

由式(21)可知：

当U_I-(1-D)U_C＞0时：I_L＞0，故DC/DC功率变换器工作在放电状态(boost)。

当U_I-(1-D)U_C＜0时：I_L＜0，故DC/DC功率变换器工作在充电状态(buck)。

当U_I-(1-D)U_C＝0时：I_L＝0，故DC/DC功率变换器工作在零功率交换状态。

由上式也可以看出，调节占空比D的大小即可控制电感电流。

在稳态工作点处对***添加扰动：u_C＝U_C+Δu_C，i_L＝I_L+Δi_L，i_load＝I_Load+Δi_load，d＝D+Δd，u_i＝U_I+Δu_i忽略二阶分量，且考虑I_O＝I_Load，线性化后可得小信号模型。

解得：

通过拉普拉斯变换为：

又因为功率平衡有：

$u_i\·i_L-r_L\·i_L^2=u_C\·i_o---\left(25\right)$

代入小扰动得：

${\mathrm{\Δi}}_o=\frac{U_I-{2r}_L{I}_L}{U_C}{\mathrm{\Δi}}_L+\frac{I_L}{U_C}{\mathrm{\Δu}}_i-\frac{I_{\mathrm{Load}}}{U_C}{\mathrm{\Δu}}_C---\left(26\right)$

Δi_o是i_o的小扰动，状态平均法常用于DC/DC变换器的动态建模。

2、蓄电池的控制电路设计：

蓄电池在***中主要承担综合负荷的低频波动，本发明采用单电流环控制，蓄电池电流跟踪目标电流值变化，根据参考充放电电流指令i_{bat_ref}来控制蓄电池的充放电。蓄电池的控制框图如图3所示，G_c(s)为电流环补偿网络传递函数，可用式(28)所示的极零点补偿控制实现；G_pwm(s)为PWM脉宽调制器传递函数，可由式(27)求得；G_id(s)为buck/boost功率变化器占空比至输出电流的传递函数；H(s)为电流采样传递函数。图4中，蓄电池电流实测值i_bat与参考电流i_{bat_ref}之间的差值，通过极零点补偿调节器产生电压控制量u，电压控制量与PWM控制器的锯齿波幅值作比较，产生占空比δ触发buck/boost双向变换器桥臂上的开关S1或S2，控制蓄电池电流。

G_id(s)为占空比至输出电流的传递函数，

由式(24)求得： $G_{\mathrm{id}}\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\Δi}}_L}{\mathrm{\Δd}}=(1-D)I_L+{\mathrm{CU}}_{C}s$

$G_{\mathrm{pwm}}\left(s\right)=\frac{1}{V_M}---\left(27\right)$

式中：V_M为PWM调制波三角波幅值。

电流环补偿网络传递函数G_c(s)采用极零点补偿模型如式(28)所示。

$G_c\left(s\right)=G_{\mathrm{CO}}\frac{(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{z1}})(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{z2}})}{s(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{p1}})(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{p2}})}---\left(28\right)$

式中：G_CO为直流增益；ω_z1、ω_z2为补偿零点；ω_p1、ω_p2为补偿零点；

3、带功率前馈的超级电容器控制电路设计

超级电容器响应速度快，提供综合负荷功率与蓄电池功率的差额功率，并维持***直流母线电压的稳定，使得蓄电池始终处于优化充放电状态，延长蓄电池的使用寿命。本文超级电容器采用电压外环-电流内环双环控制，超级电容器控制框图如图4所示。图中H_i(s)为电流内环采样网络函数、H_v(s)为电压外环采样传递函数、G_ic(s)为电流内环补偿网络函数、G_vc(s)为电压外环补偿传递函数，G_ic(s)和G_vc(s)均采用PI补偿控制。

由图6建立电流内环传递函数：

${\mathrm{\Δi}}_L=\frac{C_{\mathrm{iC}}{G}_{\mathrm{pwm}}{G}_{i_{L}d}{\mathrm{\Δi}}_{L\_\mathrm{ref}}+G_{i_L{u}_i}{\mathrm{\Δu}}_i+G_{i_L{i}_{\mathrm{load}}}{\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{load}}}{1+G_{\mathrm{iC}}{G}_{\mathrm{pwm}}{G}_{i_{L}d}{H}_i}---\left(29\right)$

式中：

为控制至电感电流的传递函数；

为输入电压至电感电流的传递函数；

为负载电流至电感电流的传递函数。

$G_{i_{L}d}\left(s\right)=i_L\left(s\right)/d\left(s\right)=\frac{(1-D)I_L+{\mathrm{CU}}_{C}s}{{\mathrm{LCs}}^2+r_L\mathrm{CS}+{(1-D)}^2}---\left(30\right)$

$G_{i_L{u}_i}\left(s\right)=i_L\left(s\right)/u_i\left(s\right)=\frac{\mathrm{Cs}}{{\mathrm{LCs}}^2+r_L\mathrm{CS}+{(1-D)}^2}---\left(31\right)$

$G_{i_L{u}_{\mathrm{load}}}\left(s\right)=i_L\left(s\right)/u_{\mathrm{load}}\left(s\right)=\frac{\mathrm{Cs}}{{\mathrm{LCs}}^2+r_L\mathrm{CS}+{(1-D)}^2}---\left(32\right)$

把式(30)、(31)、(32)代入式(29)中得

${\mathrm{\Δi}}_L=\frac{G_{\mathrm{iC}}{G}_{\mathrm{pwm}}[(1-D)I_L+{\mathrm{CU}}_{c}s]{\mathrm{\Δi}}_{L\_\mathrm{ref}}+{\mathrm{Cs\Δu}}_i+(1-D){\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{load}}}{G_{\mathrm{iC}}{G}_{\mathrm{pwm}}[(1-D)I_L+{\mathrm{CU}}_{c}s]H_i+[{\mathrm{LCs}}^2+r_L\mathrm{Cs}+{(1-D)}^2]}---\left(23\right)$

由于电感L和电容C的数值很小，一般为10^-3数量级，D为占空比，1-D介于0和1之间。Δi_load和Δu_i的系数相对Δi_{L_ref}而言可以忽略不计，故可以忽略Δi_load和Δu_i对电流环的影响。在忽略***延时的情况下电流环可以等效为比例环节K＝1/H_i。

又由图6可知电压外环传递函数：

${\mathrm{\Δu}}_c=\frac{G_{\mathrm{vc}}K(U_I-{2r}_L{I}_L){\mathrm{\Δu}}_{c\_\mathrm{ref}}+I_L{\mathrm{\Δu}}_i-U_C{\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{load}}}{G_{\mathrm{vc}}K(U_I-{2r}_L{I}_L)H_v+I_{\mathrm{Load}}+\mathrm{Cs}}---\left(34\right)$

对于电压外环，在采用恒压控制有：

Δu_{c_ref}＝0    (35)

将式(35)代入(34)得：

${\mathrm{\Δu}}_c=\frac{I_L{\mathrm{\Δu}}_i-U_C{\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{load}}}{G_{\mathrm{vc}}K(U_I-{2r}_L{I}_L)H_v+I_{\mathrm{Load}}+\mathrm{Cs}}---\left(36\right)$

由式(36)可以看出，在恒压控制策略下，直流母线电压的波动主要由电源电压Δu_i和负载电流Δi_load波动引起。为了有效的抑制直流母线电压的波动，本发明引入功率前馈控制。引入前馈控制后，超级电容器控制框图如图5所示。

由图7可建立基于功率前馈的电压外环传递函数：

${\mathrm{\Δu}}_c=\frac{G_{\mathrm{vc}}K\frac{(U_I-{2r}_L{I}_L)}{U_C}{\mathrm{\Δu}}_{c\_\mathrm{ref}}+({\mathrm{KK}}_1-1){\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{load}}+({\mathrm{KK}}_2\frac{I_L}{U_C}-\frac{I_L}{U_C}){\mathrm{\Δu}}_i}{G_{\mathrm{vc}}K\frac{(U_I-{2r}_L{I}_L)}{U_C}{H}_v+\frac{I_{\mathrm{Load}}}{U_C}+\mathrm{Cs}}---\left(37\right)$

K为比例环节系数，K₁和K₂分别为电流前馈环和电压前馈环的补偿系数。

由式(37)可知在恒压控制下，只要KK₁-1＝0和KK₂-1＝0，从理论上便可消除负载电流和输入电压波动对***产生的影响，直流母线保持暂态稳定。

二、算例分析

1、仿真参数

为验证上述控制策略的正确性，在matlab/simulink中搭建混和储能仿真模型进行仿真，仿***体结构如图6所示。蓄电池容量4×320Ah，额定电压220V，额定电流100A；超级电容器容量63F、额定电压100V。

其它相关参数为：蓄电池支路电感5mH，内阻0.3Ω；超级电容器支路电感5mH，0.3Ω；稳压电容5mF；直流母线额定电压400V；buck/boost双向变换器开关频率10kHz。蓄电池的荷电状态区间为[0.35，0.9]，超级电容器的荷电状态区间为[0.5，0.95]，蓄电池和超级电容器的荷电状态初值均设为0.5，低通滤波器的初始时间常数T设为50s，即综合负荷功率中频率低于0.02Hz的功率，分配给蓄电池，而高于0.02Hz的高频功率分配给超级电容器。

2、控制电路补偿函数的求取

1)首先计算蓄电池和超级电容器控制电路的补偿网络G_c(s)和G_ve(s)。

由图3可知，蓄电池控制回路补偿前***开环传递函数为：

$T_b\left(s\right)=G_{\mathrm{id}}\left(s\right)G_{\mathrm{pwm}}\left(s\right)H\left(s\right)=\frac{(1-D)I_L+{\mathrm{CU}}_{C}s}{{\mathrm{LCs}}^2+r_L\mathrm{CS}+{(1-D)}^2}\·\frac{1}{V_M}---\left(38\right)$

代入相关参数，取PWM脉宽调制器得三角波的峰值为V_M＝10V，反馈网络传递函数H(s)＝1计算得到：

$T_b\left(s\right)=\frac{0.2s+5.5}{2.5\×{10}^{-5}{s}^2+1.5\×{10}^{-3}s+0.3}---\left(39\right)$

由图7可知，补偿前开环伯德图低频段较为平坦，稳态误差较大。采用极零点补偿控制，其传递函数为：

$G_c\left(s\right)=G_{\mathrm{CO}}\frac{(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{z1}})(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{z2}})}{s(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{p1}})(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{p2}})}---\left(40\right)$

补偿网络G_c(s)两个零点频率设计为与原始回路函数T_b(s)两个相近极点频率相等，这样使得在高于双重极点频率的频段，开环传递函数是以-20dB/dec下降。即

$f_{p0}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{LC}}}=16\mathrm{Hz}---\left(41\right)$

f_z1＝f_z2＝f_p0＝16Hz  (42)

用f_p1抵消原始传递函数零点出现的最低频率，即：

f_p1＝f_z0＝27.5Hz  (43)

将f_p2置于稍高于穿越频率处，以减小输出高频开关纹波。即：

f_p2≥1.5f_c＝3000Hz  (44)

求得补偿网络传递函数为：

$G_c\left(s\right)=100\frac{(1+\frac{s}{100})(1+\frac{s}{100})}{s(1+\frac{s}{180})(1+\frac{s}{18000})}---\left(45\right)$

补偿后***开环传递函数为：

T′_b(s)＝G_c(s)·G_id(s)·G_pwm(s)·H(s)  (46)

代入相关参数，伯德图如图8所示。补偿后开环传递函数的相角裕度为41.7°。穿越频率为1.55kHz，低频段得到明显改善，消除了稳态误差，满足***稳定性要求。

由前面分析可知，超级电容控制电路中，电流环可以看做是比例环节，系数为K＝1/H_i，又取K₁＝K₂＝1/K＝1。

补偿前电压外环的开环传递函数为：

$T\left(s\right)=K\·\frac{U_I-{2r}_L{I}_L}{U_C}\·\frac{1}{\mathrm{CS}}---\left(47\right)$

设电压外环PI控制补偿传递函数为：

$G_{\mathrm{vc}}\left(s\right)=20(1+\frac{1}{2s})---\left(48\right)$

超级电容器控制电路的开环传递函数频率特性伯德图如图9。补偿后提高了穿越频率，提高了***的响应速度。补偿后***的相位裕度为90°，穿越频率为1.6kHz，满足***设计要求。

3、仿真结果分析

某日综合负荷功率以及储能单元的出力如图10所示，由于分布式电源发电的随机性，综合负荷功率波动较为剧烈。综合负荷功率为正，表示发电功率有不足，缺额功率由储能单元补偿；综合负荷功率为负，表示功率有盈余，多余的电量存储在蓄电池和超级电容器之间。可以看出，蓄电池的充放功率较为平缓，有效的抑制了综合负荷功率的低频部分，而超级电容器充放电功率波动剧烈，充放电切换频繁，有效的抑制了综合负荷电流的高频波动，超级电容器的投入使得蓄电池工作在优化的充放电状态下，延长了其使用寿命。

图11所示为引入功率前馈前后的直流母线电压曲线，在引入功率前馈前，直流母线的电压波动较大，尤其是当综合负荷功率在正负之间转换时，直流母线电压存在剧烈的波动；在引入功率前馈后，前馈环减小了电源电压和负荷波动对直流母线的影响，直流母线电压更为稳定，使得直流母线电压的波动维持在5％的范围内，满足***可靠性要求。

Claims (4)

1.一种微电网混合储能***控制方法，其特征在于，对微电网混合储能***中的buck/boost功率变化器，选取电感电流i_L和电容电压u_c为状态变量，储能单元电压u_i和负载电流i_Load为输入变量，建立了基于PWM互补控制的buck/boost功率变换器的小信号模型，并分别设计了蓄电池和超级电容器的控制电路，采用单电流环控制蓄电池的充放电，平抑综合负荷中的低频分量；超级电容器平抑综合负荷功率与蓄电池功率的差额，在电压-电流双闭环控制中增加了功率前馈，抑制了直流母线电压的波动。

2.根据权利要求1所述微电网混合储能***控制方法，其特征在于，所述基于PWM互补控制的buck/boost功率变换器的小信号模型为：

采用PWM互补控制，直流母线两端并联电容C和两串联的MOS管S1、S2，两MOS管S1、S2上各反并联快恢复二极管D1、D2，两MOS管S1、S2串联连接点通过电感L接储能电源正极，储能电源负极接直流母线负极，设MOS管与二极管s₂/d₂导通时间比为d，s₁/d₁导通的时间比为1-d，设电感电流i_L，直流母线电容电压u_C为状态变量；设储能电源电压u_i和负载电流i_Load为输入变量，i_o为经晶体管升压后的电流，设i_L、u_c、u_i、i_load、i_o、d对应的稳态分量为I_L、U_C、U_I、I_O、I_Load、D；

在稳态工作点处对***添加扰动：u_C＝U_C+Δu_C，i_L＝I_L+Δi_L，i_load＝I_Load+Δi_load，d＝D+Δd，u_i＝U_I+Δu_i忽略二阶分量，且考虑I_O＝I_Load，线性化后可得小信号模型：

${\mathrm{\Δi}}_o=\frac{U_I-{2r}_L{I}_L}{U_C}{\mathrm{\Δi}}_L+\frac{I_L}{U_C}{\mathrm{\Δu}}_i-\frac{I_{\mathrm{Load}}}{U_C}{\mathrm{\Δu}}_C.$

3.根据权利要求2所述微电网混合储能***控制方法，其特征在于，所述蓄电池的控制电路设计：

采用单电流环控制，蓄电池电流跟踪目标电流值变化，根据参考充放电电流指令i_{bat_ref}来控制蓄电池的充放电，抑制综合负荷的低频波动；

G_c(s)为电流环补偿网络传递函数，G_pwm(s)为PWM脉宽调制器传递函数，G_id(s)为buck/boost功率变化器占空比至输出电流的传递函数，H(s)为电流采样传递函数，输出电流通过H(s)与i_{bat_ref}求差经过串联的G_c(s)、G_pwm(s)、G_id(s)后输出；

其中电流环补偿网络传递函数G_c(s)采用极零点补偿模型为：

$G_c\left(s\right)=G_{\mathrm{CO}}\frac{(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{z1}})(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{z2}})}{s(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{p1}})(1+\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{p2}})}$

式中G_CO为直流增益；ω_z1、ω_z2为补偿零点；ω_p1、ω_p2为补偿零点。

4.根据权利要求3所述微电网混合储能***控制方法，其特征在于，所述带功率前馈的超级电容器控制电路设计：超级电容器采用基于功率前馈电压外环加电流内环双环控制；

电流内环传递函数为：

${\mathrm{\Δi}}_L=\frac{G_{\mathrm{iC}}{G}_{\mathrm{pwm}}[(1-D)I_L+{\mathrm{CU}}_{c}s]{\mathrm{\Δi}}_{L\_\mathrm{ref}}+{\mathrm{Cs\Δu}}_i+(1-D){\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{load}}}{G_{\mathrm{iC}}{G}_{\mathrm{pwm}}[(1-D)I_L+{\mathrm{CU}}_{c}s]H_i+[{\mathrm{LCs}}^2+r_L\mathrm{Cs}+{(1-D)}^2]}$

为控制至电感电流的传递函数；为输入电压至电感电流的传递函数；为负载电流至电感电流的传递函数，H_v(s)为电压外环采样传递函数，G_ic(s)为电流内环补偿网络函数，G_vc(s)为电压外环补偿传递函数，G_ic(s)和G_vc(s)均采用PI补偿控制；

基于功率前馈的电压外环传递函数：

${\mathrm{\Δu}}_c=\frac{G_{\mathrm{vc}}K\frac{(U_I-{2r}_L{I}_L)}{U_C}{\mathrm{\Δu}}_{c\_\mathrm{ref}}+({\mathrm{KK}}_1-1){\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{load}}+({\mathrm{KK}}_2\frac{I_L}{U_C}-\frac{I_L}{U_C}){\mathrm{\Δu}}_i}{G_{\mathrm{vc}}K\frac{(U_I-{2r}_L{I}_L)}{U_C}{H}_v+\frac{I_{\mathrm{Load}}}{U_C}+\mathrm{Cs}}.$