CN102025301A - 电动机控制装置及电动动力转向装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电动机控制装置及电动动力转向装置，该电动机控制装置，在电流检测电路和电动机解算器的励磁电路共用一个接地配线的结构中，作为电流检测器的微机，设定励磁电流的相位，使得在一个电流检测处理中在取得电流检测电路的输出电压的各时刻(L1、H1、L2、H2、......)，叠加于该输出电压的励磁噪声的值相等。

Description

电动机控制装置及电动动力转向装置

将2009年9月14日在日本提出的2009-211767号专利申请的全部内容引入本发明作为参考。

技术领域

本发明涉及电动机控制装置和电动动力转向装置。

背景技术

作为在电动动力转向装置(EPS)等中使用的电动机控制装置，有将三角波作为PWM载波进行电流控制，由此向电动机输出基于各相电流值和旋转角(电动机旋转角)的三相驱动电力的装置。

在这样的电动机控制装置中，在与各相对应的动力线的中途，设置有电流检测用的电阻(分路电阻)。各相电流值的检测基于这些各分路电阻的端子间电压进行。

例如，如日本特开2009-1055号公报所示，更常见的是，各分路电阻在构成其驱动电路(PWM逆变器)的各开关元件对(开关臂)的接地侧串联连接。然后，各端子间电压在被电流检测电路放大之后，输入构成电流检测器的电子电路(微机)。其中，这样使分路电阻的端子间电压放大并输出的电流检测电路的结构，例如在日本特开2007-295753号公报中有公开。基于在作为用于驱动该电动机而进行的电流控制的基础的PWM载波即三角波为“峰”的时刻所取得(采样)的电流检测电路的输出电压(峰读出电压)，与之前紧邻的三角波为“谷”的时刻采样的电流检测电路的输出电压(谷读出电压)的差，进行各相电流值的检测。

即，通常，在三角波为“谷”的时刻，构成PWM逆变器的接地侧(下段侧)的各开关元件全部为断开。即，在理论上，在该时刻取得的各输出电压为接地电压。此外，这些接地侧的各开关元件在三角波为“峰”的时刻全部为导通。于是，通过使用这些峰读出电压与谷读出电压的差，能够抑制开关噪声的影响，高精度地检测各相电流值。

此外，在作为上述那样基于三相驱动电力动作的电动机(无刷电机)中，往往设置有解算器(电动机解算器)作为旋转角传感器的结构。于是，在以这样的电动机作为控制对象时，基于通过向该电动机解算器输出励磁电流而得到的二相的输出信号(正弦信号和余弦信号)，进行该旋转角的检测。

另外，这样的电动机解算器的结构和基于其输出信号的旋转角的检测方法的详细内容，例如在日本特开平11-160099号公报中已经公开。而且，向电动机解算器输出励磁电流的励磁电路的结构，例如在日本特开平5-52587号公报中已经公开。

近年来，随着制造技术的提高，对于处理较大的电流的电路来说，也能够进行其封装化，在上述那样的电动机解算器中，在其各相电流的检测中使用的电流检测电路和电动机解算器的励磁电路形成在一个封装体内的结构不断增加。

但是，通过这样将电流检测电路和励磁电路集中在一个封装体中，这些电流检测电路和励磁电路共用接地配线，由此，由于电流检测电路导致上述电阻端子间电压的放大输出的基准电压(电位)发生变化。于是，存在该基准电压的变动量作为励磁噪声混入电流检测电路的输出电压，由此导致其电流检测精度下降的问题。

电流检测电路的电阻端子间电压的放大输出以及基于该输出电压的各相电流值的检测，理论上均以接地电压为基准而进行。但是，实际上将电流检测电路接地的接地配线也存在电阻(阻抗)。此外，通常来说，励磁电路、驱动电路这样的电流输出电路配置在远离构成电流检测器的微机的位置。由此，实际上电流检测电路作为基准的电压，是与共用该接地配线的励磁电路的连接点的电压。而且，该连接点的电压随着励磁电路的励磁电流的输出，基于该接地配线的阻抗而变动。

即，与构成电流检测器的微机同样，以接地电压为基准的情况下，电流检测电路的输出电压成为重叠了与该电流检测电路作为基准的上述连接点的电压的变动量相当的励磁噪声的状态。因此，如图6所示，当比较在一个电流检测处理中进行的各采样时刻(L1、H1、L2、H2、......)取得的电流检测电路的输出电压时，各峰读出电压的值为从对应的各谷读出电压的值偏置上述励磁噪声的变化量(ΔV)的值，结果，存在电流检测精度下降的可能性。

发明内容

本发明的一个目的在于，提供一种在电流检测电路和电动机解算器的励磁电路共用接地配线的情况下，能够高精度地进行电流检测的电动机控制装置及电动动力转向装置。

本发明的一个方式的电动机控制装置包括：电流检测电路，其对与电动机的各相对应地设置的电流检测电阻的端子间电压进行放大并进行输出；电流检测器，其以接地电压为基准，基于上述电流检测电路的输出电压检测上述电动机的各相电流值；励磁电路，其向为了检测上述电动机的旋转角而设置的电动机解算器输出励磁电流；以及电动机驱动器，其基于上述各相电流值和上述旋转角进行将三角波作为PWM载波的电流控制。上述电流检测器，基于在上述三角波为峰的时刻所取得的上述电流检测电路的输出电压与之前紧邻的上述三角波为谷的时刻所取得的上述电流检测电路的输出电压之间的差，检测上述各相电流值。此外，采用上述电流检测电路和上述励磁电路共用接地配线的结构。上述电流检测器在一个电流检测处理中在取得上述电流检测电路的输出电压的各时刻，电动机控制装置设定上述励磁电流的相位，使得上述励磁电流的输出电平相等。

在上述实施方式中，上述电流检测电路和上述励磁电流也可以形成在与构成上述电流检测器的电子电路不同的一个封装体内。根据上述结构，通过峰读出电压与谷读出电压的差值运算，能够消除励磁噪声。结果，在电流检测电路和电动机解算器的励磁电路共用接地配线的情况下，也能够更高精度地进行电流检测。

在电流检测电路和励磁电路集合在一个封装体内的结构中，与从电流检测电路的构成要素到与励磁电路的连接点的配线长度相比，电流检测电路和励磁电路共用的接地配线的长度极大。结果，由励磁电流的输出产生的励磁噪声也很大。但是，根据上述方式，这样的励磁噪声，无论大小如何都通过上述差值运算被消除。

也可以将上述方式的电动机控制装置搭载于电动动力转向装置。

根据上述结构，能够确保作为驱动源的电动机的控制中的高精度的电流检测，能够提供稳定性和转向感优异的电动动力转向装置。

附图说明

本发明的这些优点和其它优点能够通过参照附图的下述实施方式的说明而变得明确，这些附图中相同或相似的部位被标注了相同符号。

图1是电动动力转向装置(EPS)的概略结构图；

图2是表示EPS的电特性结构的框图；

图3是表示以三角波作为PWM载波的电流控制的状态的说明图；

图4是在一个封装体内形成的电流检测电路和励磁电路的概略结构图；

图5是表示电流检测时刻和励磁电流的相位与电流检测电路的输出电压上重叠的励磁噪声的关系的说明图；以及

图6是表示电流检测电路的输出电压上重叠的励磁噪声的影响的说明图。

具体实施方式

以下，依据附图说明本发明的一实施方式。

如图1所示，本实施方式的电动动力转向装置(EPS)1中，固定有转向装置2的转向轴3经由齿轮齿条机构4与齿条轴5连结，伴随转向操作的转向轴3的旋转，由齿轮齿条机构4变换为齿条轴5的往复直线运动。转向轴3通过连结柱轴3a、中间轴3b和齿轮轴3c而成。而且，伴随该转向轴3的旋转的齿条轴5的往复直线运动，经由连结于该齿条轴5的两端的联杆6传递至未图示的转向节，由此变更转向轮7的转角即车辆的行驶方向。

此外，EPS1包括：EPS致动器10，其是作为对转向***施加用于辅助转向操作的辅助力的转向力辅助装置；以及ECU11，其是作为控制该EPS致动器10的动作的控制器。

EPS致动器10构成为作为驱动源的电动机12经由减速机构13与柱轴3a驱动并连结的转向柱助力型的EPS致动器。另外，在本实施方式中，减速机构13采用公知的蜗轮蜗杆结构。电动机12采用无刷电机，该电动机12通过从ECU11接受三相(U、V、W)的驱动电力的供给而旋转。EPS致动器10构成为，通过使该电动机12的旋转减速并传递至柱轴3a，将该电动机转矩作为辅助力施加于转向***。

在ECU11上连接有转矩传感器14和车速传感器15。另外，本实施方式的转矩传感器14，在柱轴3a的中部，设置在比构成上述EPS致动机10的减速机构13更靠近转向装置2侧。于是，ECU11基于由转矩传感器14和车速传感器15分别检测出的转向转矩τ和车速V，控制EPS致动器10的动作，详细地说是控制作为驱动源的电动机12产生的电动机转矩，由此进行动力辅助控制。

在电动机12中，设置有用于检测其旋转角(电角)θ的电动机解算器16，该电动机解算器16基于ECU11输出的励磁电流Ie，输出相位不同的二相信号(正弦信号和余弦信号)。即，电动机解算器16构成一相励磁二相输出型的解算器。于是，作为电动机驱动器的ECU11基于电动机12的旋转角θ和其各相电流值(Iu、Iv、Iw)，对电动机12供给驱动电流，其中，电动机12的旋转角θ基于该电动机解算器16输出的二相输出信号Vsin、Vcos而检测到的。

接着，说明本实施方式的EPS的电特性结构。

图2是本实施方式的EPS的控制框图。如该图所示，ECU11包括：微机17，其输出电动机控制信号；以及驱动电路18，其基于该微机17输出的电动机控制信号向电动机12供给三相的驱动电力。

驱动电路18连接作为开关元件的多个FET18a～18f而构成。具体地说，驱动电路18通过并联连接FET18a、18d、FET18b、18e、以及FET18c、18f的各组的串联电路而构成。FET18a、18d、FET18b、18e、FET18c、18f的各连接点19u、19v、19w分别与电动机12的各相的电动机线圈12u、12v、12w连接。

驱动电路18构成为，以串联连接的一对开关元件作为基本单位(开关臂)，使与各相对应的三个开关臂18u、18v、18w并联连接而成的公知的PWM逆变器。微机17输出的电动机控制信号成为规定构成驱动电路18的各FET18a～18f的开关状态的栅极导通/断开信号。

响应施加于各个栅极端子的电动机控制信号，各FET18a～18f导通/断开，切换向各相的电动机线圈12u、12v、12w的通电方式，由此施加的电源电压变换为三相(U、V、W)的驱动电力，并向电动机12输出。

在这些构成该驱动电路18的各开关臂18u、18v、18w的低电位侧(接地侧，图2中下侧)，分别串联连接有作为电流检测电阻的分路电阻20u、20v、20w。微机17使用基于这些各分路电阻20u、20v、20w的端子间电压Vtm_u、Vtm_v、Vtm_w检测出的电动机12的各相电流值Iu、Iv、Iw和基于上述电动机解算器16的各输出信号Vsin、Vcos检测出的电动机12的旋转角θ，对驱动电路18输出电动机控制信号。

详细地说，对微机17输入由上述转矩传感器14和车速传感器15检测出的转向转矩τ和车速V，微机17基于这些转向转矩τ和车速V决定应对转向***施加的辅助力(目标辅助力)。该检测出的转向转矩τ越大、且车速V越小，则微机17运算出的目标辅助力越大。然后，要产生与该目标辅助力相当的电动机转矩，基于上述检测出的各相电流值Iu、Iv、Iw和旋转角θ进行电流控制，由此生成上述电动机控制信号。

更详细地说，微机17对与上述目标辅助力对应的电流指令值进行用于跟踪电动机12的实际电流值的电流反馈控制(运算)。另外，在本实施方式中，该电流反馈控制，通过根据电动机12的旋转角θ对该检测出的各相电流值Iu、Iv、Iw进行坐标变换(三相/二相变换)，而在d/q坐标系中进行。即，无刷电机产生的电动机转矩能够通过q轴电流进行控制，因此，与上述目标辅助力对应的电流指令值作为q轴电流指令值进行运算。通过对作为运算结果而得到的d/q坐标系的电压指令值进行逆变换(二相/三相变换)，得到三相坐标系(U、V、W)的各相电压指令值。

进一步，微机17，基于与上述那样运算出的各相电压指令值对应的各DUTY指令值与作为PWM载波(carrier)的三角波的比较，生成规定构成驱动电路18的各FET18a～18f的开关状态(导通/断开动作)的电动机控制信号。

具体地说，如图3所示，在构成驱动电路18的各开关臂18u、18v、18w中，设置有防止其高电位侧(上段)的FET与低电位侧(下段)的FET之间短路(臂短路)的停滞时间，因此使用在上下方向偏移的二个三角波δ1、δ2(δ1＞δ2)。

即，微机17在与三角波δ1的值的比较中，生成在各DUTY指示值Du、Dv、Dw较高时，使与该相对应的高电位侧的各FET18a、18b、18c导通，而在各DUTY指示值Du、Dv、Dw较低时，使各FET18a、18b、18c断开的电动机控制信号。同样的，在与三角波δ2的值的比较中，生成在各DUTY指示值Du、Dv、Dw较低时，使与该相对应的低电位侧(下段)的各FET18d、18e、18f导通，而在各DUTY指示值Du、Dv、Dw较高时，使各FET18d、18e、18f断开的电动机控制信号。于是，通过基于该电动机控制信号使驱动电路18动作，电动机12能够产生与上述电流指令值对应的实际电流。

这样，作为电动机驱动器的ECU11，基于检测出的各相电流值Iu、Iv、Iw和电动机12的旋转角θ，进行以三角波为PWM载波的电流控制。由此，能够控制用于产生与目标辅助力对应的电动机转矩的电动机12的动作。

接着，说明本实施方式的电流检测和励磁电流输出的方式。

如图2所示，在ECU11中设置有放大器IC21，上述作为电流检测电阻而设置的各分路电阻20u、20v、20w的端子间电压Vtm_u、Vtm_v、Vtm_w，由在该放大器IC21内形成的电流检测电路22放大。微机17基于该电流检测电路的输出电压，检测电动机12的各相电流值Iu、Iv、Iw。

详细地说，如图4所示，以与电动机12的各相对应的方式，使各电源供给线23u、23v、23w所并联连接着的运算放大器24u、24v、24w的各输入端子分别与其对应的各分路电阻20u、20v、20w的电源侧和接地侧的各端子连接，由此形成电流检测电路22。

于是，作为电流检测器的微机17，在规定的时刻取得这些各运算放大器24u、24v、24w基于其动作电压V1进行放大并输出的各分路电阻20u、20v、20w的各端子间电压Vtm_u、Vtm_v、Vtm_w，由此检测各相电流值Iu、Iv、Iw。

具体地说，如图3所示，微机17在成为上述电流控制的基础的作为PWM载波的三角波(δ1、δ2)为“谷”的时刻(图中的时间T1)和为“峰”的时刻(图中为时间T2)，取得(采样)电流检测电路22的输出电压。另外，此时，“为峰的时刻”、“为谷的时间”分别表示三角波的值为“最大”、“最小”的时刻。然后，微机17基于在该三角波为“峰”的时刻取得的电流检测电路的输出电压(峰读出电压)和在之前紧邻的三角波为“谷”的时刻采样而得的电流检测电路的输出电压(谷读出电压)的差，检测各相电流值Iu、Iv、Iw。

此外，如图4所示，ECU11中，在放大器IC21内，与该电流检测电路22一同，还形成有向上述电动机解算器16输出励磁电流Ie的励磁电路25。

详细地说，励磁电路25具有将两个晶体管26、27正负对称地连接而成的推挽电路28。另外，推挽电路28通过使PNP晶体管和NPN晶体管的集电极端子彼此连接而形成。励磁电路25向构成该推挽电路28的各晶体管26、27的各基极端子输入正弦波状的励磁信号Se，基于经由电源供给线29施加的动作电压V2放大该励磁信号Se，由此生成上述电动机解算器16的励磁电流Ie。

微机17具有输出矩形波状的SIN波PWM信号Ssin_pwm的功能。而且，在励磁电路25中设置有输入该SIN波PWM信号Ssin_pwm的低通滤波器(LPF)30。

在励磁电路25中，微机17输出的SIN波PWM信号Ssin_pwm通过该低通滤波器30，生成上述那样的正弦波状的励磁信号Se。然后，该励磁信号Se经由缓冲器31输入推挽电路28，由此向电动机解算器16输出励磁电流Ie。

在放大器IC21中，上述电流检测电路22的各电源供给线23u、23v、23w与励磁电路25的电源供给线29并联连接。此外，在ECU11中，这样的电流检测电路22和励磁电路25在一个封装体内形成的放大器IC21配置在远离微机17的位置。而且，放大器IC21的接地配线33的一端与微机17的接地配线34连接，由此放大器IC21接地。

但是，由于像这样电流检测电路22和励磁电路25共用一个接地配线，因此产生在电流检测电路22的输出电压上叠加了励磁电路25输出励磁电流Ie而产生的励磁噪声的问题。

即，电流检测电路22进行的各分路电阻20u、20v、20w的端子间电压Vtm_u、Vtm_v、Vtm_w的放大输出，理论上与构成电流检测器的微机17同样，以接地电压V0为基准。但是，实际上，在其接地配线33中也存在电阻(阻抗)。因此，如上所述，在与励磁电路25共用该接地配线33的结构中，实际上，电流检测电路22作为基准的电压成为与励磁电路25的连接点P处的电压。于是，伴随励磁电路25的励磁电流Ie的输出，实际的基准电压V3发生变动，由此该电压变动量作为励磁噪声叠加于励磁电路25的输出电压。

为了应对该问题，如图5所示，ECU11设定该励磁电流Ie的相位，使得在作为该PWM载波的三角波为“峰”的时刻(H1、H2、......)和之前紧邻的三角波为“谷”的时刻(L1、L2、......)，该励磁电流Ie的输出电平相等。

具体地说，在本实施方式中，励磁电流Ie的一个周期为作为PWM载波的三角波的二倍。于是，在具有正弦波形的励磁电流Ie为“0°”时三角波为谷的相位成为基准的相位(该图中虚线所示的波形)。于是，微机17输出SIN波PWM信号Ssin_pwm，使得该励磁电流Ie的相位从该基准相位超前“45°”，由此设定为，在该一个电流检测处理中，在取得电流检测电路22的输出电压的各时刻(L1、H1、L2、H2、......)，重叠在该输出电压上的励磁噪声的值相等。

根据以上结构，本实施方式的ECU11能够得到以下的效果。

1)电动机解算器16的励磁电流Ie与作为PWM载波的三角波同步。因此，如上所述在电流检测电路22的输出电压上叠加有励磁噪声的情况下，各峰读出电压的值为从对应的各谷读出电压的值偏置了该励磁噪声的变化量(ΔV)的值(参照图6)，结果，电流检测精度下降。

但是，如上所述，作为电流检测器的微机17在一个电流检测处理中在取得电流检测电路22的输出电压的各时刻(L1、H1、L2、H2、......)，重叠于该输出电压的励磁噪声的值相等，由此，利用该峰读出电压与谷读出电压的差值运算，能够消除该励磁噪声。结果，在电流检测电路22和电动机解算器16的励磁电路25共用接地配线33的情况下，也能够更高精度地进行电流检测。

2)特别是，在电流检测电路22和励磁电路25集合在放大器IC21这样的一个封装体中的结构中，与从构成该电流检测电路22的各运算放大器24u、24v、24w到励磁电路25的连接点P的配线长度相比，电流检测电路22和励磁电路25共用的接地配线33的长度极大。因此，由励磁电流Ie的输出产生的励磁噪声也很大。但是，根据上述结构，无论励磁噪声的大小如何，都能够利用差值运算消除其影响。于是，通过应用于这样的封装体化后的结构，能够得到更显著的效果。

另外，上述实施方式也可以进行以下的变更。

在上述实施方式中，将本发明具体化为ECU11，其是控制作为EPS致动器10的驱动源的电动机12的动作的电动机控制装置。但是，并不限定于此，也可以应用于EPS以外的用途。

此外，EPS的形式也不限于转向柱助力型，也可以是齿轮助力型、齿条助力型。

在上述实施方式中，电流检测电路22和励磁电路25通过形成在放大器IC21内而集合于一个封装体。但是，并不限定于此，只要是共用接地配线的结构，则并非必须形成在一个封装体内。另外，在该情况下，与从电流检测电路的构成要素到励磁电路的连接点的配线长度相比，接地配线的长度越大，能够得到越显著的效果。

在上述实施方式中，构成励磁电路25的推挽电路28通过使PNP晶体管和NPN晶体管的集电极端子间连接而形成，但推挽电路的结构并不限定于此。

在上述实施方式中，通过使微机17输出的SIN波PWM信号Ssin_pwm通过低通滤波器30而生成正弦波状的励磁信号Se。

但是，并不限定于此，也可以采用将由其它方法生成的励磁信号Se输入推挽电路28的结构。

在上述实施方式中，通过使励磁电流Ie的相位从作为基准的相位超前“45°”，使得在一个电流检测处理中在取得电流检测电路22的输出电压的各时刻，叠加于该输出电压的励磁噪声的值相等。但是，并不限定于此，只要同样地能够使得在一个电流检测处理中在取得电流检测电路22的输出电压的各时刻，重叠于该输出电压的励磁噪声的值相等，则励磁电流Ie的相位可以任意偏移。具体地说，可以使励磁电流Ie的相位超前“225°”或者滞后“135°”或“315°”。

Claims (8)

1.一种电动机控制装置，其包括：

电流检测电路，其对与电动机的各相对应地设置的电流检测电阻的端子间电压进行放大并进行输出；

电流检测器，其以接地电压为基准，基于所述电流检测电路的输出电压检测所述电动机的各相电流值；

励磁电路，其向为了检测所述电动机的旋转角而设置的电动机解算器输出励磁电流；以及

电动机驱动器，其基于所述各相电流值和所述旋转角进行将三角波作为PWM载波的电流控制，

其中，所述电流检测器，基于在所述三角波为峰的时刻所取得的所述电流检测电路的输出电压与之前紧邻的所述三角波为谷的时刻所取得的所述电流检测电路的输出电压之间的差，检测所述各相电流值，

所述电流检测电路和所述励磁电路共用接地配线，

其中，在所述电流检测器在一个电流检测处理中取得所述电流检测电路的输出电压的各时刻，电动机控制装置设定所述励磁电流的相位，使得所述励磁电流的输出电平相等。

2.如权利要求1所述的电动机控制装置，其中，

所述电流检测电路和所述励磁电路，形成在与构成所述电流检测器的电路不同的一个封装体内。

3.如权利要求1所述的电动机控制装置，其中，

所述励磁电流的一个周期是所述三角波的一个周期的二倍，并设定为使所述励磁电流的相位从成为基准的相位偏移45°或225°。

4.如权利要求1所述的电动机控制装置，其中，

所述励磁电路具有推挽电路，该推挽电路通过正负对称地连接两个晶体管而形成。

5.一种电动动力转向装置，其中，

其具有权利要求1所述的电动机控制装置。

6.一种电动动力转向装置，其中，

其具有权利要求2所述的电动机控制装置。

7.一种电动动力转向装置，其中，

其具有权利要求3所述的电动机控制装置。

8.一种电动动力转向装置，其中，

其具有权利要求4所述的电动机控制装置。

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