JP5565186B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置、特にスイッチング電源等に用いられるダイオード等の半導体スイッチング素子に印加されるサージ電圧を抑制するに好適なスナバ回路を備えた電力変換装置に関する。

従来、入力された直流電圧を半導体スイッチング素子によりスイッチングして交流を生成した後、変圧器によって昇圧または降圧し、これを整流して異なる直流電圧に変換して出力する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが知られている（例えば、特許文献１参照。）。

図８は、直流から交流を生成する半導体スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用いて構成した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、「ＤＣ−ＤＣコンバータ」という。）の一例を示した概略構成図である。このＤＣ−ＤＣコンバータは、２つのＭＯＳＦＥＴのうち、一方のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１またはＱ３）のソースと、他方のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２またはＱ４）のドレインを接続した直列回路が２組並列に接続されてインバータ２を構成している。

オンオフ制御部３は、インバータ２のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ４）をそれぞれオンする一方、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２，Ｑ３）をそれぞれオフする状態（第１の状態）と、このオンとオフを入れ替えた状態（第２の状態）およびすべてのＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ４）をオフする状態（第３の状態）を作る。そしてオンオフ制御部３は、これら第１〜第３の状態を高速で切り替え、変圧器Ｔの一次巻線Ｗ１に高周波の交流（矩形波）が印加されるように制御する。このように制御することによって、変圧器Ｔの二次巻線Ｗ２には一次巻線Ｗ１に与えられた矩形波に応じた電圧（交流）が生じる。この高周波交流の周波数は、変圧器Ｔの小型化および騒音防止のために、一般に１０ｋＨｚ以上とされることが多い。

変圧器Ｔの二次巻線Ｗ２には、この二次巻線Ｗ２に生じた高周波交流を整流するため、電流遮断時間の短いダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４からなる整流回路４が接続されている。この整流回路４の出力は脈流であるため、平滑インダクタＬおよび平滑コンデンサＣを直列に接続した平滑回路が、整流回路４の出力端子間に接続される。そして、平滑コンデンサＣの両端に生じる平滑された直流電圧が負荷５に供給されるようになっている。

オンオフ制御部３は、上述したように第１〜第３の状態を高速で切り替えるとともに、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ４）のオン期間とオフ期間の比率を制御することによって、負荷５に印加される直流電圧値を調整する。

なお、第３の状態では、上記ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ４）のすべてがオフし、変圧器Ｔの一次巻線Ｗ１に印加された電圧が０Ｖとなる。この第３の状態においても、ＤＣ−ＤＣコンバータは、平滑インダクタＬに蓄えられた磁気エネルギーを放出し、負荷５に電流を供給し続ける。ＤＣ−ＤＣコンバータが第３の状態にある期間を還流期間とする。

ところで、ＤＣ−ＤＣコンバータが還流期間から第１の状態に移行すると、ダイオードＤ２，Ｄ３には逆電圧が印加される。このとき、ダイオードＤ２，Ｄ３はごく短時間に逆電流すなわち逆回復電流を流した後、これを遮断する動作を行う。この逆回復電流の供給源は、変圧器Ｔである。

変圧器Ｔに流れる逆回復電流の経路には、変圧器Ｔの漏れインダクタンスＬｅと、ダイオードＤ１〜Ｄ４の寄生容量Ｃｐ１〜Ｃｐ４とが存在する。漏れインダクタンスＬｅと寄生容量Ｃｐ２，Ｃｐ３とは直列共振回路を形成している。したがって、還流期間から第１の状態に移行するとき、変圧器Ｔの二次巻線Ｗ２に生じた起電力Ｅ２によりＬＣ共振が発生する。

このＬＣ共振において、漏れインダクタンスＬｅの初期電流を０Ａ、寄生容量Ｃｐ２，Ｃｐ３の初期電圧を０Ｖとすると、寄生容量Ｃｐ２，Ｃｐ３に生じるサージ電圧のピーク値は、ＬＣ共振回路に印加される電圧（ここでは、起電力Ｅ２）の２倍に達することが知られている。このサージ電圧のピーク値は、ＬＣ共振回路に流れる初期電流（ここでは、逆回復電流）の存在によってさらに高くなる。なお、還流期間から第２の状態に移行する場合には、ダイオードＤ１，Ｄ４についても同様のサージ電圧が印加される。

このサージ電圧のピーク値が素子の許容する逆電圧を超えると、ダイオードＤ１〜Ｄ４は破損する恐れがある。そこで、このようなサージ電圧からスイッチング素子を保護するためのスナバ回路を備えた電力変換装置が知られている（例えば、特許文献２〜４参照。）。

例えば、図８に示したＤＣ−ＤＣコンバータは特許文献４に開示されているものであり、そのスナバ回路は、コンデンサＣｓ１とダイオードＤｓ１とが直列に接続された第１直列回路と、ダイオードＤｓ２とツェナーダイオードＤｚｓとが直列に接続された第２直列回路と、ダイオードＤｓ３とインダクタＬｓとが直列に接続された第３直列回路とで構成されている。

そして、第１直列回路は整流回路４の出力端子間に接続されている。第２直列回路はその一端が第１直列回路のコンデンサＣｓ１とダイオードＤｓ１の直列接続点に接続され、その他端が平滑回路の平滑インダクタＬと平滑コンデンサＣの直列接続点に接続されている。第３直列回路は第２直列回路に並列に接続されている。

このように構成されたスナバ回路を有するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、まず、還流期間中、図９に示すようにコンデンサＣｓ１→平滑インダクタＬ→負荷５→ダイオードＤｓ１→コンデンサＣｓ１の経路で電流が流れる。この電流により、コンデンサＣｓ１に蓄えられたエネルギーは負荷５に回生される。したがって、コンデンサＣｓ１は、不要な損失を伴わずに次の充電サイクルに移行する前にほぼ０Ｖまで放電する。

次に、還流期間から第１の状態に移行すると、スナバ回路に流れる電流は、図１０に示すように、最初に変圧器Ｔの二次巻線Ｗ２→ダイオードＤ１→コンデンサＣｓ１→ダイオードＤｓ３→インダクタＬｓ→平滑コンデンサＣ→ダイオードＤ４→変圧器Ｔの二次巻線Ｗ２の経路で流れ始める。このとき、インダクタＬｓにより、コンデンサＣｓ１を充電する電流のピーク値が抑制される。

次に、第１直列回路のコンデンサＣｓ１とダイオードＤｓ１の直列接続点の電圧が、ツェナーダイオードＤｚｓのツェナー電圧Ｖｚｓと平滑コンデンサＣの両端電圧、すなわち負荷５に印加されるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｅｏとの和［Ｖｚｓ＋Ｅｏ］を超えると、スナバ回路に流れる電流は、上記経路に加えて、図１１に示すように変圧器Ｔの二次巻線Ｗ２→ダイオードＤ１→コンデンサＣｓ１→ダイオードＤｓ２→ツェナーダイオードＤｚｓ→平滑コンデンサＣ→ダイオードＤ４→変圧器Ｔの二次巻線Ｗ２の経路でも流れ始める。

このようにダイオードＤ２，Ｄ３が電流を遮断しても漏れインダクタンスＬｅの電流がスナバ回路に流れ続ける。その結果、ダイオードＤ２，Ｄ３の寄生容量Ｃｐ２，Ｃｐ３の充電電流が低減され、ダイオードＤ２，Ｄ３に印加される電圧は低くなる。

次に、上記スナバ回路に流れる電流によりコンデンサＣｓ１が充電され、その両端電圧Ｅｃは上昇する。これにより、漏れインダクタンスＬｅにはＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧ＥｏとコンデンサＣｓ１の両端電圧Ｅｃとを加えた電圧が逆電圧として印加される。その結果、漏れインダクタンスＬｅに流れていた電流は減少する。

これに伴ってダイオードＤｓ１が導通するとインダクタＬｓの電流は、図１２に示すようにインダクタＬｓ→平滑コンデンサＣ→ダイオードＤｓ１→ダイオードＤｓ３→インダクタＬｓの経路で流れるようになる。この電流により、インダクタＬｓに蓄えられたエネルギーが平滑コンデンサＣに移行する。

ところで、還流期間から第１の状態に移行するとき、上述のとおり、変圧器Ｔの漏れインダクタンスＬｅとコンデンサＣｓ１との間で、ＬＣ共振が生じる。このＬＣ共振によってコンデンサＣｓ１の両端に生じる電圧Ｅｃのピーク値Ｅｃｐは、簡単化のためインダクタＬｓの影響を無視すると、次式で示される。

Ｅｃｐ＝２×｛Ｅ２−（Ｅｏ＋Ｖｚｓ）｝
このため、整流回路４のダイオードＤ１〜Ｄ４に印加される電圧のピーク値Ｅｒｐは、次式となる。

Ｅｒｐ＝２×｛Ｅ２−（Ｅｏ＋Ｖｚｓ）｝＋（Ｅｏ＋Ｖｚｓ）
＝２×Ｅ２−（Ｅｏ＋Ｖｚｓ）
この式が示すように、図８に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、整流回路４のダイオードＤ１〜Ｄ４に印加される電圧のピーク値Ｅｒｐは、スナバ回路がない場合に印加される電圧［２×Ｅ２］よりも低く抑えられる。

特開昭６１−１０６０６８号公報 特開平９−２８５１２６号公報（図３） 特開平１１−９８８３６号公報（図８） 特開２００９−２４７１３２号公報（図６）

しかしながら、上述の従来のスナバ回路では、ＤＣ−ＤＣコンバータの運転状態によって、整流回路４に印加される電圧が抑制されない場合がある。具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータが起動するとき、オンオフ制御部３はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ４）のオン期間をゼロから開始し、徐々にオン期間を長くして、出力電圧Ｅｏを０Ｖから定格電圧まで立ち上げていくという、いわゆるソフトスタート制御を一般的に行う。また、負荷５が過負荷状態になった場合には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ４）のオン期間をゼロ付近にまで短くして出力電圧Ｅｏを低下させ、出力電流が制限値を超えないようにする制御が行われる。このときにも、出力電圧Ｅｏは略０Ｖになる場合がある。

このような場合、上述のスナバ回路では、出力電圧Ｅｏが０Ｖになると、整流回路４のダイオードＤ１〜Ｄ４に印加される電圧のピーク値Ｅｒｐは、
Ｅｒｐ＝２×Ｅ２−Ｖｚｓ
となり、電圧を抑制する効果が低減するという問題がある。

ここで、ダイオードＤ１〜Ｄ４に印加される電圧のピーク値を低い値に抑制するためにツェナー電圧Ｖｚｓを高い値に設定することが考えられる。しかし、ツェナー電圧Ｖｚｓを高くすると、ツェナーダイオードＤｚｓで生じる損失が増加し、装置効率が低下する。さらに、熱容量の大きなツェナーダイオードＤｚｓを使用する必要があり、装置が大型、高価格になるという問題がある。

本発明は、このような従来の電力変換装置が有していた問題を解決しようとするものであり、出力電圧Ｅｏの値に関係なく、整流回路を構成するダイオードに印加される電圧のピーク値を抑制することができる電力変換装置を実現することを目的とする。

上記目的を達成するために、第１の発明は、入力電圧を整流して出力する整流回路と、平滑インダクタと平滑コンデンサとが直列に接続され、その両端が前記整流回路の出力端子間に接続される平滑回路と、スナバ回路と、を備える電力変換装置であって、
この電力変換装置のスナバ回路は、少なくとも、
第１コンデンサと第１ダイオードと制御端子を有する電圧制御部とが直列に接続され、その両端が前記整流回路の出力端子間に接続される直列回路と、
前記直列回路の第１コンデンサと第１ダイオードの直列接続点と、前記平滑回路の平滑インダクタと平滑コンデンサの直列接続点との間に接続される第２ダイオードと、
その一端が前記電圧制御部の制御端子に接続され、他の一端が前記平滑インダクタと平滑コンデンサの直列接続点に接続される電圧指令部と、で構成され、
前記電圧指令部は所定の基準電源を備える電力変換装置である。

また、第２の発明は、第１の発明に係る電力変換装置であって、
前記電圧指令部は、前記整流回路と前記平滑コンデンサとの接続点を基準点とし、前記電圧制御部と前記第１ダイオードとの接続点を電圧制御点として、前記電圧制御点に生ずべき電圧を指令値として出力し、
前記電圧制御部は、前記電圧指令部が出力する指令値に対して前記電圧制御点の電圧が一致するように、前記電圧制御点の電圧を調節するものである。

また、第３の発明は、第２の発明に係る電力変換装置であって、
前記電圧指令部は、前記平滑コンデンサの電圧から前記基準電源の電圧を差し引いた電圧を、前記電圧制御部に対する指令値とするものである。

また、第４の発明は、第３の発明に係る電力変換装置であって、
前記電圧指令部が備える基準電源は、前記電力変換装置の定格出力電圧と略同じ電圧を基準電圧として発生するものである。

また、第５の発明は、第３の発明に係る電力変換装置であって、
前記電圧指令部が備える基準電源は、前記電力変換装置の定格出力電圧よりも高い電圧を基準電圧として発生するものである。

また、第６の発明は、第１の発明乃至第５の発明のいずれか１の発明に係る電力変換装置であって、
前記電圧制御部は、コンデンサと制御端子を有する半導体スイッチ素子とを並列に接続した回路からなり、
前記電圧指令部は、定電圧素子からなるものである。

本発明により、入力電圧を直流電圧に変換する電力変換装置において、整流回路を構成するダイオードが逆回復電流を遮断したとき、出力電圧Ｅｏの値に関係なく、第１コンデンサの電圧Ｅｃと平滑コンデンサの電圧、すなわち電力変換装置の出力電圧Ｅｏとを加えた電圧が常に基準電源の電圧となるようにしたので、前記整流回路を構成するダイオードＤ１〜Ｄ４に印加される電圧のピーク値を効果的に抑制することができる。

本発明に係る電力変換装置の一実施形態であるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す概略回路図。 図１に示すスナバ回路の具体的な実施形態を示すＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路図。 図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて還流期間中にスナバ回路を流れる電流の経路を示す図。 図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいてコンデンサＣｓ１の充電電流が流れる経路を示す図。 本発明に係る電力変換装置の他の実施形態であるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す概略回路図。 本発明に係る電力変換装置のさらに他の実施形態であるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す概略回路図。 本発明に係る電力変換装置のさらに他の実施形態であるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す概略回路図。 従来の電力変換装置の一実施形態であるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す概略回路図。 図８に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいて還流期間にスナバ回路を流れる電流の経路を示す図。 図８に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいてコンデンサＣｓ１の充電初期の電流が流れる経路を示す図。 図８に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいてコンデンサＣｓ１の充電電流が流れる経路を示す図。 図８に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおいてインダクタＬｓが保持するエネルギーを負荷に回生する電流経路を示す図。

以下、本発明の実施の形態を図１〜図７に基づいて詳細に説明する。なお、図１〜図７において、従来の電力変換装置の一例として示した図８のＤＣ−ＤＣコンバータと共通する構成要素には同符号を付し、その説明を省略する。

本発明に係る電力変換装置の特徴はスナバ回路にある。その特徴を表す実施の態様の一例として、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路図を図１に示す。
図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータのスナバ回路は、コンデンサＣｓ１とダイオードＤｓ１と制御端子を有する電圧制御部６とが直列に接続された直列回路と、ダイオードとＤｓ２、電圧指令部７とからなる。上記構成要素からなるスナバ回路の具体的な接続および機能は以下のとおりである。

まず、前記直列回路は、その両端が整流回路４の出力端子間に接続される。次に、ダイオードＤｓ２は、コンデンサＣｓ１とダイオードＤｓ１の直列接続点と、平滑インダクタＬと平滑コンデンサＣの直列接続点との間に接続される。さらに、電圧指令部７の一端は、電圧制御部６の制御端子に接続され、少なくとも他の一端が平滑インダクタＬと平滑コンデンサＣの直列接続点に接続される。ここで、整流回路４と平滑コンデンサとの接続点を基準点Ｎとする。この基準点Ｎには、上述のとおり、電圧制御部６の一端も接続される。

ここで、電圧指令部７は、その内部に基準電源を有しており、その基準電圧Ｖｚｂは電力変換装置の出力電圧Ｅｏの値に関係なく一定である。そして、電圧指令部７は、電力変換装置の出力電圧Ｅｏからこの基準電圧Ｖｚｂを差し引いた電圧［Ｅｏ−Ｖｚｂ］を出力する。電圧指令部７の出力は、基準点Ｎに対して電圧制御部６がその他端に生ずべき電圧である。

一方、電圧制御部６は、その電圧（基準点Ｎに対する電圧制御部６の他端の電圧）［−Ｖｓ］が、電圧指令部７が出力する指令電圧［Ｅｏ−Ｖｚｂ］と一致するように動作する。したがって、［−Ｖｓ＝Ｅｏ−Ｖｚｂ］の関係が成り立つ。

次に、電圧指令部７が出力する指令電圧を０Ｖ以下の負電圧に設定する。すなわち、電圧指令部７内の基準電圧Ｖｚｂを、Ｖｚｂ≧Ｅｏと設定する。これにより、電圧制御部６の電圧は０Ｖ以下の負電圧［−Ｖｓ］となる。したがって、整流回路４の出力電圧Ｅｒが０Ｖとなる還流期間において、コンデンサＣｓ１の電圧ＥｃはＶｓとなる。

一方、還流期間から第１の状態に移行するとき、変圧器Ｔの二次巻線Ｗ２には起電力Ｅ２が立ち上がる。このとき、整流回路４の出力電圧Ｅｒは、変圧器Ｔの二次巻線Ｗ２に生じた起電力Ｅ２である。これに対抗するスナバ回路の電圧［Ｅｃ＋Ｅｏ］は、
Ｅｃ＋Ｅｏ＝Ｖｓ＋Ｅｏ＝Ｖｚｂ
となる。

上記から、図１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、変圧器Ｔの漏れインダクタンスＬｅとコンデンサＣｓ１とによるＬＣ共振により、コンデンサＣｓ１の両端に生じる電圧Ｅｃのピーク値Ｅｃｐは、次式で示される。

Ｅｃｐ＝２×（Ｅ２−Ｖｚｂ）
このため、整流回路４のダイオードＤ１〜Ｄ４に印加される電圧のピーク値Ｅｒｐは、次式となる。

Ｅｒｐ＝Ｅｃｐ＋Ｖｚｂ＝２×Ｅ２−Ｖｚｂ
この式が示すように、整流回路４を構成するダイオードＤ１〜Ｄ４に印加される電圧のピーク値Ｅｒｐは、スナバ回路がない場合に印加される電圧［２×Ｅ２］よりも、電圧指令部７内の基準電圧Ｖｚｂの分だけ低く抑えられる。

また、電圧指令部７内の基準電圧Ｖｚｂは出力電圧Ｅｏの値に関係なく一定である。したがって、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電圧Ｅｏの値に関係なく、整流回路４に印加される電圧の抑制効果を、常に発揮することができる。

次に、図２は、電圧制御部６および電圧指令部７を具体的な回路で構成した実施の態様である。この実施の態様におけるスナバ回路の作用を、図２から図４を参照して説明する。

図２に示す実施の態様において、図１で示した電圧制御部６を、コンデンサＣｓ２とトランジスタＴｒとを並列に接続した回路で構成している。また、電圧指令部７をツェナーダイオードＤｚｂで構成している。図１でした説明に従い、コンデンサＣｓ２の電圧をＶｓとし、ツェナーダイオードＤｚｂの電圧をＶｚｂとする。図２の他の構成要素については、図１の構成要素と同一である。

ツェナーダイオードＤｚｂの一端はトランジスタＴｒのベース端子Ｂに接続されている。したがって、トランジスタＴｒのベース端子Ｂの電位［Ｅｏ−Ｖｚｂ］がエミッタ端子Ｅの電位より高いとき、トランジスタＴｒは導通する。トランジスタＴｒの導通により、コンデンサＣｓ２の電荷は、トランジスタＴｒを介して放電する。このとき、トランジスタＴｒのベース電流は、平滑コンデンサＣ→ツェナーダイオードＤｚｂ→トランジスタＴｒのベース端子Ｂ→トランジスタＴｒのエミッタ端子Ｅ→コンデンサＣｓ２→平滑コンデンサＣの経路で流れる。

なお、トランジスタＴｒを流れる放電電流のピーク値を制限するときは、基準点ＮとトランジスタＴｒのエミッタ端子Ｅとの間に、電流制限のための抵抗を挿入すればよい。
一方、ベース端子Ｂの電位［Ｅｏ−Ｖｚｂ］がエミッタ端子Ｅの電位より低いとき、トランジスタＴｒは非導通となる。トランジスタＴｒが非道通のときは、コンデンサＣｓ２の電荷は放電しない。

トランジスタＴｒの上記動作により、トランジスタＴｒのエミッタ端子Ｅの電位は、基準点Ｎに対し、常に［−Ｖｓ＝Ｅｏ−Ｖｚｂ］に維持される。
図３は、図２に示す実施の態様において、ＤＣ−ＤＣコンバータが還流期間にあるとき、スナバ回路に流れる電流の経路を示す図である。還流期間において、スナバ回路の電流はコンデンサＣｓ１→平滑インダクタＬ→平滑コンデンサＣ→コンデンサＣｓ２→ダイオードＤｓ１→コンデンサＣｓ１の経路で流れる。この電流によってコンデンサＣｓ２は充電される。しかし、上述のとおり、コンデンサＣｓ２の電圧は、トランジスタＴｒとツェナーダイオードＤｚｂの作用により、［−Ｖｓ＝Ｅｏ−Ｖｚｂ］に維持される。

図４は、上記還流期間から第１の状態に移行するとき、スナバ回路に流れる電流の経路を示す図である。変圧器Ｔの二次巻線Ｗ２に起電力Ｅ２が立ち上がることにより、変圧器Ｔの二次巻線Ｗ２→ダイオードＤ１→コンデンサＣｓ１→ダイオードＤｓ２→平滑コンデンサＣ→ダイオードＤ４→変圧器Ｔの二次巻線Ｗ２の経路で電流が流れる。

この電流が流れ始めたとき、逆回復動作をしたダイオードＤ２，Ｄ３に逆電圧が印加される。この電圧のピーク値は、図１に示した実施の形態の場合と同様、整流回路４の出力電圧Ｅｒのピーク値Ｅｒｐである。また、その大きさは、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｅｏに関係なく、［Ｅｒｐ＝２×Ｅ２−Ｖｚｂ］である。

ツェナーダイオードＤｚｂの電圧Ｖｚｂは、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｅｏの値に関係なく一定である。したがって、図２に示す実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータのスナバ回路は、出力電圧Ｅｏの値に関係なく、常に、整流回路４のダイオードＤ１〜Ｄ４に印加される電圧のピーク値Ｅｒｐを抑制する効果を発揮することができる。

次に、図５は、本発明に係る電力変換装置の他の実施の形態であるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す概略回路図である。図１に示した実施の形態と異なる点は、ダイオードＤｓ２と直列にインダクタＬｓを備えているところである。インダクタＬｓは、コンデンサＣｓ１を充電する電流のピーク値を抑制する働きをする。その他の構成要素の機能は、図１に示す構成要素の機能と同じである。

したがって、図５に示す実施の態様においても、整流回路４のダイオードＤ１〜Ｄ４に印加される電圧のピーク値Ｅｒｐを、［Ｅｒｐ＝２×Ｅ２−Ｖｚｂ］に抑制することができる。また、ピーク値Ｅｒｐは、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｅｏの影響を受けない。したがって、図５に示す実施の形態に係るスナバ回路は、常に、整流回路４のダイオードＤ１〜Ｄ４に印加される電圧のピーク値Ｅｒｐを抑制する効果を発揮することができる。

また、図２に示した実施の態様と同様、図５で示した電圧制御部６を、コンデンサＣｓ２とトランジスタＴｒとを並列に接続した回路で構成し、電圧指令部７をツェナーダイオードＤｚｂで構成することができる。

このような実施の態様においても、整流回路４のダイオードＤ１〜Ｄ４に印加される電圧のピーク値Ｅｒｐを、［Ｅｒｐ＝２×Ｅ２−Ｖｚｂ］とすることができる。また、ピーク値Ｅｒｐは、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｅｏの影響を受けない。したがって、このように構成したスナバ回路であっても、常に、整流回路４のダイオードＤ１〜Ｄ４に印加される電圧のピーク値Ｅｒｐを抑制する効果を発揮することができる。

次に、図６は、本発明に係る電力変換装置の他の実施の形態であるＤＣ−ＤＣコンバータを示す概略回路図である。図６に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータの構成要素である変圧器Ｔを二次側にセンタータップを有する変圧器Ｔａに置き換えている。また、ダイオードＤ１〜Ｄ４からなるフルブリッジの整流回路４を、ダイオードＤ１、Ｄ３からなる整流回路４ａに置き換えている。

ここで、変圧器Ｔａの二次巻線Ｗ２１に整流回路４ａのダイオードＤ１が接続され、二次巻線Ｗ２２に整流回路４ａのダイオードＤ３が接続されている。整流回路４ａのダイオードＤ１とＤ３の接続点には平滑回路の平滑インダクタＬ側の一端が接続され、変圧器Ｔａの二次巻線Ｗ２１とＷ２２の直列接続点（基準点Ｎ）に平滑回路の平滑コンデンサＣの一端が接続される。また、変圧器Ｔａの二次巻線には漏れインダクタンスＬｅ１、Ｌｅ２が存在する。

このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、コンデンサＣｓ１とダイオードＤｓ１とを直列に接続した回路に、さらにコンデンサＣｓ２とトランジスタを並列接続した回路を直列に接続した直列回路が、平滑回路と並列に、整流回路４ａのダイオードＤ１とＤ３の接続点と基準点Ｎとの間に接続される。また、ダイオードＤｓ２が、コンデンサＣｓ１とダイオードＤｓ１の接続点と平滑インダクタＬと平滑コンデンサＣの接続点との間に接続される。さらに、ツェナーダイオードＤｚｂが、トランジスタＴｒのベース端子Ｂと、平滑インダクタＬと平滑コンデンサＣの接続点との間に接続される。

ところで、変圧器Ｔａの二次巻線Ｗ２１に起電力Ｅ２１が立ち上がると、スナバ回路には、変圧器Ｔａの二次巻線Ｗ２１→整流回路４ａのダイオードＤ１→コンデンサＣｓ１→平滑コンデンサＣ→変圧器Ｔａの二次巻線Ｗ２１の経路で電流が流れる。また、変圧器Ｔａの二次巻線Ｗ２２に起電力Ｅ２２が立ち上がると、スナバ回路には、変圧器Ｔａの二次巻線Ｗ２２→整流回路４ａのダイオードＤ３→コンデンサＣｓ１→平滑コンデンサＣ→変圧器Ｔａの二次巻線Ｗ２２の経路で電流が流れる。

したがって、図６に示す実施の形態においても、図２に示した実施の形態と同様、本発明に係るスナバ回路を適用することにより整流回路４ａのダイオードＤ１およびＤ３に印加される電圧のピーク値Ｅｒｐを、常に［２×Ｅ２１（Ｅ２２）−Ｖｚｂ］に抑制することができる。

なお、上述してきた本発明に係る実施の態様では、コンデンサＣｓ２にトランジスタＴｒを並列に接続しているが、コンデンサＣｓ２と並列に接続するのはトランジスタである必要はなく、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなど制御端子を有し、この制御端子に入力される信号により導通／非導通の状態を切り換えることができるスイッチ素子であればよい。

また、上述してきた実施の態様では、インバータ２をフルブリッジで記載しているが、インバータ２はハーフブリッジであってもよい。インバータ２をハーフブリッジとする場合には、電源１が２分割される。

図７は、本発明に係る電力変換装置のさらに他の実施の形態であるＤＣ−ＤＣコンバータを示す概略回路図である。図７に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、一石式ＤＣ−ＤＣコンバータと呼ばれるものである。図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータの構成要素であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１〜Ｑ４）からなるインバータ２を、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）からなるインバータ２ｂに置き換えている。また、ダイオードＤ１〜Ｄ４からなるフルブリッジの整流回路４をダイオードＤ１、Ｄ３からなる整流回路４ｂに置き換えている。

ここで、変圧器Ｔの一次巻線の一端は直流電源１の一端に接続され、その他端はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を介して直流電源１の他端に接続される。整流回路４ｂはダイオードＤ１とダイオードＤ３の直列回路からなり、変圧器Ｔの二次巻線Ｗ２に接続される。変圧器Ｔの二次巻線Ｗ２には漏れインダクタンスＬｅが存在する。平滑インダクタＬと平滑コンデンサＣの直列回路からなる平滑回路は、整流回路４ｂのダイオードＤ３の両端に接続される。負荷５は、平滑回路の平滑コンデンサＣの両端に接続される。

また、コンデンサＣｓ１とダイオードＤｓ１とを直列に接続した回路に、さらにコンデンサＣｓ２とトランジスタを並列接続した回路を直列に接続した直列回路が、平滑回路と並列に、整流回路４ｂのダイオードＤ３の両端に接続される。さらに、ダイオードＤｓ２が、コンデンサＣｓ１とダイオードＤｓ１の接続点と平滑インダクタＬと平滑コンデンサＣの接続点との間に接続される。さらに、ツェナーダイオードＤｚｂが、トランジスタＴｒのベース端子Ｂと、平滑インダクタＬと平滑コンデンサＣの接続点との間に接続される。

このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、変圧器Ｔの二次巻線Ｗ２に起電力Ｅ２が生じると、コンデンサＣｓ１を充電する電流が、変圧器Ｔの二次巻線Ｗ２→ダイオードＤ１→コンデンサＣｓ１→平滑コンデンサＣ→変圧器Ｔの二次巻線Ｗ２の経路で流れる。

したがって、図７に示す実施の形態においても、図２に示した実施の形態と同様、本発明に係るスナバ回路を適用することにより整流回路４ｂのダイオードＤ３に印加される電圧のピーク値Ｅｒｐを［２×Ｅ２−Ｖｚｂ］に抑制することができる。

なお、上述してきた本発明に係る電力変換装置の実施の形態は、正の電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータに関するものであるが、本発明は負の電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータ等の電力変換装置にも適用することができる。

さらに、本発明に係る電力変換装置は、上記実施の形態に限定されるものではなく、漏れインダクタンスに起因してダイオード等の半導体素子に印加されるサージ電圧を抑制する装置に適用することができる。

１・・・直流電源、２，２ｂ・・・インバータ、３・・・オンオフ制御部、４，４ａ，４ｂ・・・整流回路、５・・・負荷、６・・・電圧制御部、７・・・電圧指令部、Ｃ・・・平滑コンデンサ、Ｃｐ１〜Ｃｐ４・・・寄生容量、Ｃｓ１，Ｃｓ２・・・コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ４・・・ダイオード、Ｄｓ１，Ｄｓ２・・・ダイオード、Ｄｚｂ，Ｄｚｓ・・・ツェナーダイオード、Ｌ・・・平滑インダクタ、Ｌｅ・・・漏れインダクタンス、Ｌｓ・・・インダクタ、Ｑ１〜Ｑ４・・・ＭＯＳＦＥＴ、Ｔ，Ｔａ・・・変圧器、Ｔｒ・・・トランジスタ

Claims (6)

1. 入力電圧を整流して出力する整流回路と、
   平滑インダクタと平滑コンデンサとが直列に接続され、その両端が前記整流回路の出力端子間に接続される平滑回路と、
   スナバ回路と、
   を備える電力変換装置であって、
   前記スナバ回路は、少なくとも
   第１コンデンサと第１ダイオードと制御端子を有する電圧制御部とが直列に接続され、その両端が前記整流回路の出力端子間に接続される直列回路と、
   前記直列回路の第１コンデンサと第１ダイオードの直列接続点と、前記平滑回路の平滑インダクタと平滑コンデンサの直列接続点との間に接続される第２ダイオードと、
   その一端が前記電圧制御部の制御端子に接続され、他の一端が前記平滑インダクタと平滑コンデンサの直列接続点に接続される電圧指令部と、
   で構成され、
   前記電圧指令部は基準電源を備えていることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記電圧指令部は、前記整流回路と前記平滑コンデンサとの接続点を基準点とし、前記電圧制御部と前記第１ダイオードとの接続点を電圧制御点として、前記電圧制御点に生ずべき電圧を指令値として出力し、
   前記電圧制御部は、前記電圧指令部が出力する指令値に対して前記電圧制御点の電圧が一致するように、前記電圧制御点の電圧を調節する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記電圧指令部は、前記平滑コンデンサの電圧から前記基準電源の電圧を差し引いた電圧を前記電圧制御部に対する指令値とすることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記電圧指令部が備える基準電源は、前記電力変換装置の定格出力電圧と略同じ電圧を基準電圧として発生することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記電圧指令部が備える基準電源は、前記電力変換装置の定格出力電圧よりも高い電圧を基準電圧として発生することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
6. 前記電圧制御部は、コンデンサと制御端子を有する半導体スイッチ素子とを並列に接続した回路からなり、
   前記電圧指令部は、定電圧素子からなる
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。