CN101680919A - 确定正弦波周期 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种对象测距***，该对象测距***通过发送从扫频信号中得出的脉冲并确定该扫频信号与从对象反射的扫频信号的组合的拍频而工作。为了确定所接近对象的距离，通过以下步骤在时域确定拍频：对拍频信号的采样点进行积分以获得表示正弦波的半循环的积分的值，根据该积分值而建立表示正弦波何时将达到其循环内预定阶段的积分阈值，以及测量正弦波的积分从一个阈值改变为另一阈值所花费的时间，该时间由此表示了所述拍频的周期。

Description

确定正弦波周期

技术领域

本发明涉及用于确定正弦波周期的方法。本发明适用于其中以不同于完整连续波的离散采样点的形式来呈现正弦波的设置。本发明特别地但专门地适用于以下***，即，该***用于利用与脉冲发送相结合的调频载波来确定到对象的距离，以根据通过将所发送的信号和对象反射的信号相结合而得到的拍频(beat frequency)来确定该距离。例如可以具有用于检测障碍物的微波传感器的这种***可以被用作汽车雷达***。

背景技术

诸如在WO 03/044559 A1、WO 03/044560 A1、US 6646587 B2、JP2000275333、JP2004333269以及JP2004144696中描述的那些用于汽车告警和防撞的许多***中的一种是调频中断连续波(FMICW)雷达。在这种***中，如图1的框图所示，利用电压控制振荡器VCO中的调频器FM，在预定频率范围ΔF上以周期Tsw对由振荡器OSC生成的载波的频率按周期性方式进行线性扫频(swept)。在控制模块CM的控制下通过线性波形生成器LWG来提供调制模式。通过耦合器CPL将调频连续波(FM-CW)信号耦合至功率放大器PA并在其中放大，然后通过由控制模块CM触发的收发开关TRS来选通(gated)，并工作在脉冲重复频率PRI下。该收发开关TRS将功率放大器PA的输出周期性地耦合至天线AN并持续一个短间隔ΔT_T，以获得指向所关心的障碍物OB的脉冲RF发送信号TX。在该间隔(其通常为选通周期T_PRI＝1/PRI的一个小的比率)期间，开关TRS保持雷达接收器与天线断开。被延迟了与到对象的距离D成比例的时间τ的反射信号RX被同一天线检测到并经由收发开关TRS耦合至低噪声放大器LNA。

在下变频器DR中将从障碍物反射来的脉冲信号与根据从耦合器CPL接收到的发送信号的形式而形成的参考信号混合。因为发送和接收的脉冲信号被相互延迟，所以该发送和接收脉冲信号的瞬时频率不同。因此，在下变频器的输出处获得的节拍(beat)信号具有不同频率F_D，该频率F_D与到障碍物的未知距离D直接成比例。

将下变频器DR的输出递送至信号处理器模块SPM，该信号处理器模块SPM包括模-数转换器ADC和由来自时钟CLK的时钟脉冲驱动的数字处理器DP。转换器ADC将来自下变频器DR的信号s(t)转换成数字处理器DP所使用的数字信号，以确定拍频并由此确定对象距离(range)。

通过线性波形生成器LWG提供的调制模式例如可以遵循具有恒定斜率的周期性三角波形，如图2a所示。采用这种特定波形通常优于其它线性调制方案(如锯齿波形)，因为其还允许根据从在三角波形的上升部和下降部由发送和接收信号得到的一对不同频移(frequency shift)所计算出的多普勒频率来估计运动障碍物的速度。

图2b示出了在图1的***的不同点处观察到的脉冲信号。可以看出，开关TRS的操作确保仅在预定时隙ΔT_R期间将反射信号耦合至雷达接收器，该预定时隙ΔT_R处于用于从发送器发送信号的时隙ΔT_T之外。这种选通方案将源自天线耦合的强信号最小化，该强信号可能在接收器中导致不良后果，如接收器放大器和/或模-数转换器ADC的饱和(saturation)。

在FMICW雷达中，利用短对象距离更难以获得准确结果。短距离导致具有相对较长周期T_D＝1/F_D的节拍信号。如果该距离足够短，则该周期大于扫频的持续时间Tsw。在图2c中呈现了这种特殊情况。这使得特别是如在现有技术***中，假设根据在单个扫频的持续时间Tsw期间观察到的接收脉冲系列来估计包络并由此估计该信号的频率F_D，则难以对拍频进行估计。

FMICW雷达的短距性能的另一限制是由开关TRS所执行的上述选通方案造成。如图2b所示，对于比所发送脉冲的持续时间ΔT_T短的时间延迟τ，递送至下变频器DR的脉冲的持续时间ΔT_DR减小(由此其能量也减小)。这种被缩短的脉冲的形状更可能例如因放大器LNA和下变频器DR中的噪声和频带限制而失真。结果，以时钟CLK所控制的速率在转换器ADC中执行的采样处理不能正确地确定脉冲的幅度。这可能造成在根据数字处理器DP中执行的计算来估计拍频时的误差，并由此造成与障碍物距离有关的错误指示。

与短对象距离相关联的另一些问题可以从下列示例看出。

假定汽车FMICW雷达具有下列参数：

-线性扫频的持续时间T_SW，T_SW＝4ms；

-扫频期间的频率漂移(frequency excursion)ΔF，ΔF＝80MHz；

-脉冲重复间隔T_PRI＝2μs。

图2a示意性地描绘了所分析的概念性(notional)汽车雷达的时间与频率、频率/时间特性之间的关系。

在这种情况下，因为脉冲重复间隔T_PRI等于2μs，所以非模糊测距范围将扩展至300m。在采用线性扫频的雷达中，到障碍物的距离D根据发送信号的频率和被障碍物反射的信号的频率这两个频率之间的差F_D来确定，其中

$F_D=\frac{2D}{c}{S}_{\mathrm{FT}}---\left(1\right)$

其中，c是光速，而S_FT是由下式给出的频率/时间特性的斜率，

$S_{\mathrm{FT}}=\frac{\mathrm{\ΔF}}{T_{\mathrm{SW}}}=20\left[\frac{\mathrm{Hz}}{\mathrm{ns}}\right]---\left(2\right)$

因此，在所考虑的情况下，距离D＝3m处的障碍物将导致400Hz的差(拍)频F_D。

如果要利用在与扫频的持续时间T_SW相等的时间间隔内获得的采样点来实现拍频F_D的测量(并因此而确定距离)，则频谱分析的频率步长(“bin”)的宽度等于1/T_SW＝250Hz。3dB带宽和所支持(support)的主瓣(main lobe)分别等于0.9/T_SW和2/T_SW。

如本领域技术人员所公知的，在将持续时间T_SW的合适形状的观察窗应用于接收信号以抑制不希望的频率旁瓣(sidelobe)时，这个3dB带宽将增大。例如，对于汉明(Hamming)窗，主瓣的3dB带宽将等于1.3/T_SW。

图4例示了在频率和距离确定的处理中有限观察时间的效果。正如所看到的，在短距离处距离测量的相对误差增大，从而导致显著的性能下降。

从以上可以看出，采用所述信号处理方案的FMICW雷达***在短距离上将遭受性能损失。因此，尤其是在用于防撞或/或告警***的应用中，希望开发一种用于按比现有技术所提供的方式更有效的方式来改进特别是在短距离上的FMICW雷达的性能的新信号处理方法和装置。

存在适于从具有未知幅度A、周期T以及初始相位θ的正弦波的短片段中提取信息的两种公知时域周期/频率估计器。所分析的片段的持续时间可以和正弦波的单个周期一样短，甚或更短。

这两种估计器是：

过零(zero-crossing)估计器

斜率/幅度估计器

图5a和5b中分别例示了这两种时域估计器的原理。

在过零估计器中，将信号s(t)＝Asin(2πt/T+θ)明确地或隐含地转换成二进制表示b(t)＝sign[s(t)]，以确定正弦波的电平(level)接连过零的时刻t₁和t₂。根据下式来估计未知周期

${\hat{T}}_{\mathrm{ZC}}=2(t_2-t_1)---\left(3\right)$

在斜率幅度估计器中，再次确定时刻t₁和t₂。还确定正弦波在这两个时刻中的每一个时刻的上升斜率S⁺和下降斜率S^-。根据下式来估计未知周期T

${\hat{T}}_{\mathrm{SA}}=\frac{2\mathrm{\πA}}{\left|S\right|}---\left(4\right)$

其中，将幅度A估计为max|s(t)|或|s[(t₁-t₂)/2]|，并且斜率|S|是斜率|S⁺|和|S^-|的平均值。

然而，希望具有这样一种技术，即，该技术优选地适于FMICW雷达并且比这两种常规时域估计器中的每一种都更有效且更准确。还希望提供这样一种技术，即，该技术利用正弦波的多个采样点来测量正弦波周期并且该技术即使当如上所述将这些采样点缩短时也能很好工作。

发明内容

本发明的多个方面在所附权利要求书中进行了阐述。

本发明被优选地具体实施为一种例如可以在对象测距***中使用的方法和装置，该对象测距***通过发送从扫频信号中得出的脉冲并确定该扫频信号与从对象反射的扫频信号的组合的拍频而工作。为了确定所接近对象的距离，通过以下步骤在时域确定拍频：对拍频信号的采样点进行积分以获得表示正弦波的部分循环(例如，半循环)的积分的值，根据该积分值而建立表示正弦波何时将达到其循环内预定阶段的积分阈值，以及测量正弦波的的积分从一个阈值改变为另一阈值所花费的时间，该时间由此表示了所述拍频的周期。

本发明的技术很好地适于处理粗略量化但是高度过采样的数据，以提供对频率的非常准确的测量。

优选的是，可以基于在所分析的信号的片段内检测到的过零或过其它电平的数量，按自适应方式来选择不同工作模式。

附图说明

下面，参照附图，通过实施例的方式对具体实施本发明的设置进行描述。

图1是用于汽车防撞的常规FMICW雷达***的框图。

图2a示出了在图1的FMICW雷达***中使用的线性调制模式。

图2b例示了在图1的FMICW雷达***的不同点处观察到的脉冲信号。

图2c例示了重建节拍信号的包络以便估计其频率的处理。

图3是根据本发明的用于汽车防撞的FMICW雷达***的框图。

图4例示了在进行频率和距离确定时有限观察时间的效果。

图5a例示了用于根据子周期持续时间的片段来估计正弦信号的周期所利用的现有技术过零估计器的工作原理。

图5b例示了用于根据子周期持续时间的一片段来估计正弦信号的周期所利用的现有技术斜率/幅度估计器的工作原理。

图6a例示了图3的***的第一模式的工作原理。

图6b和6c例示了在利用第一模式确定正弦波的未知周期时粗略量化(分别是符号位加4位幅度的量化和符号位加3位幅度的量化)的效果。

图7a和7b例示了图3的***的第二和第三模式的工作原理。

图8是用于帮助理解第三工作模式的图。

图9例示了图3的***的第四模式的工作原理。

图10是用于帮助理解第四工作模式的图。

图11例示了图3的***的第五模式的工作原理。

图12例示了图3的***的第六模式的工作原理。

图13a和13b以图解方式例示了用于检测正弦信号的过零和极值的技术，该正弦信号具有分别为+1和-1单位的最大值和最小值，该图具有采用任意单位的水平时间轴。

具体实施方式

参照图2c，将理解的是，随着拍频的减小，尽管(在常规***中)相对测距准确度下降，但每正弦波周期的采样点数增大。本发明能够利用这种现象。下面描述的本发明的实施方式利用了所分析信号的所有可用数据，并且作为积分估计器，尤其是在还采用过采样时，能够通过处理粗略量化数据来提供准确结果。

下面，对本发明的原理进行详细说明。

图3是根据本发明的FMICW雷达***的示意性框图，该***具有利用了本发明的技术的数字处理器DP但另行如参照图1所述地工作。为清楚起见，该处理器被例示为采用硬件来实现，但可以另选地实现为软件。

在图3中，将信号s(t)的数字化采样点发送至缓存器BF，在控制器CT的控制下，可以按与缓存器接收这些采样点相同的速率从该缓存器中读出这些采样点。在本实施方式中，将该采样点进行初步处理以去除任何dc偏移，由此它们共同地表示正弦波的具有零电平平均值的至少一部分的采样点。利用二轮(two-pass)操作来处理在各观察间隔期间接收到的采样点。控制模块CM在观察间隔的起始和结束处周期性地生成开始/结束循环脉冲，这些脉冲被控制器CT用于将其操作与观察间隔同步。

在第一轮中，过零检测器ZCD检测采样点值何时首次经过零电平并且进行响应以对累加器ACC进行复位。接着，累加器ACC开始对这些采样点值进行求和(积分)直到检测到下一个过零为止，在该下一个过零的时间，控制器CT读取由累加器ACC存储的累加值。因此，这个值D表示对如这些采样点所表示的正弦波的半循环的积分。如果检测到足够的过零，则可以重复这个操作，以测量后续半循环的积分值D。

接着，开始第二***作。控制器CT计算第一积分阈值I₁和第二积分阈值I₂，各阈值分别是预定比例的半循环积分值D。控制器将这些阈值应用于各比较器C1和C2的第一输入，这些比较器具有被设置成接收累加器ACC的输出的第二输入。这些比较器的输出分别连接至计数器CNT的开始控制端子和停止控制端子，该计数器被设置成对控制模块CM生成的周期性同步脉冲进行计数，而这些周期性同步脉冲可以与用于生成脉冲RF发送的时间标记相一致。

控制器CT将复位脉冲施加至计数器CNT，并接着使缓存器BF重新开始输出数字化正弦波采样点。这种设置使得比较器C1在积分采样点达到第一积分阈值I1时使计数器开始，并且比较器C2在积分采样点达到第二积分阈值I2时使计数器停止。因此，计数器CNT计数至一个值(该值被发送至控制器CT)，其中该值与积分采样点值从第一阈值改变为第二阈值的所花的时间成比例。接着，可以如下面所述地将这个值用于计算正弦波的周期。

本实施方式可以工作在不同模式下。

第一工作模式

将参照图6对本实施方式的第一工作模式进行描述。假定在所分析的信号中检测到至少两个过零。

如上所述，在工作的第一部分中，计算表示正弦波的半循环的积分的积分值D(参见图6a)。接着，控制器CT将积分阈值计算为：

I₁＝D/4                      I₂＝3D/4

因此，计数器CNT达到了表示在积分值达到值D的四分之一时的时刻t_LQ与在积分值达到值D的四分之三时的时刻t_UQ之间的间隔的计数。

假定将正弦波表示为(Asinγ)，可以从下式看出，这个间隔分别开始和结束于正弦波达到π/3弧度和2π/3弧度时：

$\left(\underset{\mathrm{\γ}=0}{\overset{\mathrm{\π}/3}{\mathrm{\Σ}}}A\sin \mathrm{\γ}\right)/\left(\underset{\mathrm{\γ}=0}{\overset{\mathrm{\π}}{\mathrm{\Σ}}}A\sin \mathrm{\γ}\right)=(-\cos (\mathrm{\π}/3)+\cos \left(0\right))/(-\cos \left(\mathrm{\π}\right)+\cos \left(0\right))=(1/2)/2=1/4$

$\left(\underset{\mathrm{\γ}=0}{\overset{2\mathrm{\π}/3}{\mathrm{\Σ}}}A\sin \mathrm{\γ}\right)/\left(\underset{\mathrm{\γ}=0}{\overset{\mathrm{\π}}{\mathrm{\Σ}}}A\sin \mathrm{\γ}\right)=(-\cos (2\mathrm{\π}/3)+\cos \left(0\right))/(-\cos \left(\mathrm{\π}\right)+\cos \left(0\right))=(3/2)/2=3/4$

因此，根据下式来估计未知周期

$\hat{T}=6(t_{\mathrm{UQ}}-t_{\mathrm{LQ}})---\left(5\right)$

接着，可以利用用于将拍频转换成对象距离的已知技术，通过控制器CT来得到并输出距离估计值L_x。

如图6b和6c所示，尽管可以粗略地量化正弦波，例如，分别为符号位加4位幅度的量化或符号位加3位幅度的量化，在优选实施方式中，其还被高度地过采样。因此，以可以忽略的误差确定了正弦波的下四分之一和上四分之一并且还确定了未知周期T。在后一情况下，可以以不超出1％的较小误差来确定正弦波的未知周期T。与现有技术的时域技术相比，本技术减轻了过零检测中的误差影响，因为过零区域中的采样点值较小并因此而对积分值具有较小影响。

下述的其他工作模式也具有这些优点。

在第一工作模式中，假定例如通过确保去除任何dc偏移或者通过利用如下面要参照图12而描述的检测技术之类的检测技术而已知正弦波的零电平。而且，如上所示，应当减轻在估计零电平时的任何误差的影响。然而，如果采取步骤对过零检测器ZCD所假定的零电平中的可能误差进行补偿，则能够获得更准确的结果。下述第二到第四工作模式实现了这种补偿。在描述这些模式时，假设过零检测器最初使用被称为“虚零”电平的假定的零电平，其不一定是正弦波的真实零电平。

第二工作模式

参照图7a对第二工作模式进行描述。假定仅检测到了两个过零。

在图7a所示过程中，采用正弦信号的预期对称性。除了下述以外，该过程其余部分对应于上述第一模式的过程。该过程涉及利用来自正弦波一个半循环的采样点以及来自另一半循环的采样点，这些半循环中的一个是正的，而另一个是负的。

该操作涉及：

A、利用具有可能与实际正弦波零电平不对应的“虚零”电平的暂定(provisional)幅度阈值来确定如上所述的积分值D；

B、确定采样点积分的两个预定值之间的间隔(例如，如上所述时刻t_LQ与时刻t_UQ之间的间隔)；

C、响应于第二过零而将累加器ACC复位，并接着在间隔t_Q之后读取累加器ACC的输出，该间隔t_Q与在步骤B处测得的间隔(t_UQ-t_LQ)具有预定关系(例如，间隔t_Q等于在步骤B处测得的间隔(t_UQ-t_LQ))。

接着，通过控制器CT将步骤C的结果(DD)与先前获得的积分值D进行比较，以确定是否满足预定条件，例如，确定是否满足下列条件中的任一个：

如果DD＜D/4-则“虚零”电平太低

如果DD＞D/4-则“虚零”电平太高

根据该结果，控制器接着利用沿图3中虚线所示路径递送的控制信号来调节“虚零”电平。接着，通过重新开始从缓存器BF输出采样点来迭代地重复整个操作，直到DD等于D/4或处于D/4的预定范围内。计算出的周期T因而将是准确的。

第三工作模式

参照图7b对第三工作模式进行描述。这个模式要求检测至少三个过零。除了控制器CT可操作用于针对正弦波的接连半循环重复测量t_Q＝t_UQ-t_LQ以外，第三工作模式的其余部分对应于第一模式。优选地通过分别对正半循环和负半循环的结果进行求平均来对测量进行求平均，以根据单独的正半循环平均值和负半循环平均值二者的平均值而形成最终时间测量。对于存在三个接连测量的图7b的情况，平均脉冲计数

(其如上所示代表了T/6)如下得出：

$\hat{P}=\frac{1}{2}(\frac{P1+P3}{2}+P2)$

在这种模式中，自动地补偿“虚零”电平中的误差，因为这些误差将对正和负半循环测量造成负面影响。

在实际应用中，利用第三模式的距离估计过程遵循图8所示处理。通过对控制模块CM所生成的周期性同步脉冲进行计数来得到时间估计。当累加器ACC工作在该处理的第一阶段(用于确定积分值D)中时被称为前端累加器LA，而当工作在第二阶段(用于将其输出与积分阈值进行比较)中时被称为尾端累加器TA。在各检测到的过零事件t_ZC处，脉冲信号用于对前端累加器LA进行复位。累加器LA的输出被用于确定与下四分之一t_LQ的结束相对应的积分阈值以及与上四分之一t_UQ的开始相对应的积分阈值，并且对尾端累加器TA的输出进行监视以使得能够对达到那些积分阈值时的时刻之间的同步脉冲进行计数。如上所述，在整个观察间隔内所分析的信号的各半循环期间获得的同步脉冲的计数被如上所述地求平均，并随后被用于根据式(5)来计算未知周期

下面的实施例证明当使用第三模式时汽车FMICW雷达的短距离性能的准确度有潜在的增强。

假定FMICW雷达的参数已经被选择成：对于距离L_O＝2m处的障碍物，在扫频T_S期间恰好观察到拍频F_D的一个周期。如果在T_S期间生成的同步脉冲的数量等于K_S＝2048，则可以根据平均同步脉冲计数K_P来估计未知距离L_x，如下式所示

$L_x=\frac{K_S{L}_O}{6K_P}=\frac{2048\×2}{6\×K_P}\left[m\right]\≈\frac{683.7}{K_P}\left[m\right]---\left(6\right)$

在这个实施例中可以得出，±70个同步脉冲的误差等价于±10cm的距离估计误差。

第四工作模式

参照图9对第四模式的工作原理进行描述。当在所分析的信号中检测到至少三个过零时可以采用这个模式。

该工作模式除了如下所述以外其余部分类似于前述工作模式。

在工作的第一阶段，如前所述，控制器获得在观察窗T_sw期间正弦波的各半循环的积分值D。假定各积分值等于D_i，其中，i表示相应半循环。在工作的第二阶段，各积分阈值被设置为D_i/2，使得计数器CNT接连测量与积分正弦波达到相应积分值的一半时的点相对应的时刻t_i之间的间隔。

估计出的正弦波周期

等于连续时刻t_i+1与t_i之间的距离的两倍，如下式所示：

$\hat{T}=2(t_{i+1}-t_i)---\left(7\right)$

在实践中，通过对连续时刻t_i之间的所有间隔求平均而得到周期

因而，如果存在n+1个半循环，则：

$\hat{T}=2\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}(t_{i+1}-t_i)/n---\left(8\right)$

各测得时刻t_i的位置与零电平偏移无关。因而，不需要用于对估计出的“虚零”电平进行校正的过程。

在实际应用中，使用该模式的距离估计过程遵循图10所示处理。通过对由控制模块CM生成的周期性同步脉冲进行计数而获得时间估计。累加器ACC当工作在处理的第一阶段(用于确定积分值D_i)中时被称为前端累加器LA，而当工作在第二阶段(用于将其输出与积分阈值D_i/2进行比较)中时被称为尾端累加器TA。在各检测到的过零事件t_ZC处，将脉冲信号用于对前端累加器LA进行复位。累加器LA的输出被用于确定与一半积分值D_i相对应的积分阈值。对尾端累加器TA的输出进行监视以使得能够对达到那些积分阈值时的那些时刻之间的同步脉冲进行计数。在整个观察间隔内获得的同步脉冲的接连计数被如上所述地求平均，并随后被用于根据式(8)来计算未知周期

作为示例，假定FMICW雷达的参数已经被选择成：对于距离L_O＝2m处的障碍物，在扫频T_S期间恰好观察到拍频F_D的一个周期。因为在T_S期间发送的脉冲的数量等于K_S＝2048，所以可以根据平均脉冲计数K_P来如下估计未知距离L_x

$L_x=\frac{K_S{L}_O}{6K_P}=\frac{2048\×2}{6\×K_P}\left[m\right]=\frac{2048}{K_P}\left[m\right]$

因为第四模式对“虚零”电平的移位不敏感，所以不需要偏移补偿来实现对测得距离的正确估计。

可以通过省略正(或负)半循环的处理来修改第四模式，并由此而仅测量连续正(或负)峰值之间的间隔。

第五工作模式

在上述工作模式中，对过零之间的采样点进行积分。根据第五模式，对过零与相邻信号极值之间的采样点进行积分，该极值可以是前一个或后一个最大值或最小值。

因而，参照图11，在这个实施例中，检测到最大值M，后面是过零Z。将这些事件之间的采样点积分，以得出积分值D。据此，得出第一和第二积分阈值，各积分阈值都等于D/2。从缓存器BF输出采样点，在过零Z处开始并且按接收次序的逆序进行，直到采样点绝对值的积分等于第一阈值D/2为止。这确定了第一时点t₁。接着，从缓存器BF输出采样点，从过零Z处开始并且向前(即，以与接收次序相同的顺序)进行，直到采样点绝对值的积分等于第二阈值D/2为止。这确定了第二时点t₂。然后由下式得出未知正弦波周期：

$\hat{T}=3\left|(t_2-t_1)\right|$

将会理解的是，第五模式可以根据仅包含一个过零并且可能占据了少于正弦波的一个半循环的采样点来得出该周期。

第六工作模式

第六模式除了对单个过零与前一个和后一个信号极值两者之间的采样点进行积分以外，其余部分与第五模式类似。

因而，参照图12，在这个实施例中，检测到最大值M⁺，后面是过零Z并接着是最小值M^-。

在第六模式的第一实施方式中，对最大值M⁺与过零Z之间的采样点进行积分，以得出积分值D⁺。据此，得出第一积分阈值D⁺/2。从缓存器BF输出采样点，在过零Z处开始并且按接收次序的逆序进行，直到采样点绝对值的积分等于第一阈值D⁺/2为止。这确定了第一时点t₁。对过零Z与最小值M^-之间的采样点进行积分，以得出积分值D^-。据此，得出第二积分阈值D^-/2。接着，从缓存器BF输出采样点，在过零Z处开始并且向前(即，按照与接收次序相同的顺序)进行，直到采样点绝对值的积分等于第二阈值D^-/2为止。这确定了第二时点t₂。

在第六模式的第二另选实施方式中，使用第一积分阈值D⁺/2并通过从过零Z起向前和向后都进行积分来确定值t₁ ⁺和t₂ ⁺。而且，使用第二积分阈值D^-/2并通过从过零Z起向前和向后都进行积分来确定值t₁ ^-和t₂ ^-。通过分别对两个值t₁ ⁺和t₂ ⁺以及两个值t₁ ^-和t₂ ^-进行适当组合(例如，求平均)而得到最终值t₁和t₂。

接着，根据下式得出未知正弦波周期：

$\hat{T}=3\left|(t_2-t_1)\right|$

参照图13，对第五和第六模式中用于检测过零和极值的优选技术进行描述。这些技术可以由控制器CT通过检查存储在缓存器BF中的采样点来执行，该控制器CT可以如图3所示从该缓存器BF直接接收采样点值。为了执行这些技术，控制器CT使用对一组预定数量的连续采样点进行操作的滑动窗，然后通过重复地移位一个采样点来重复该操作。

参照图13a，其示意性地示出了过零Z的邻域中的滑动窗W。为了检测过零，控制器CT首先将采样窗定位于缓存器BF的起始处，然后：(i)得出作为(N⁺-N^-)的绝对值的第一值C1，其中，N⁺是正采样点值的数量而N^-是负采样点值的数量，并且

(ii)得出等于(N⁺+N^-)的第二值C2。

如果C1小于或等于第一预定数(例如，1)，而C2等于或大于第二预定数(例如，2)，则控制器CT确定在该窗的中心处存在过零。C1条件表示负采样点的数量大致等于正采样点值的数量。C2条件意味着检测到预定数量的非零值，并由此避免由长的零值序列导致的误指示(falseindication)。

接着，将滑动窗W移动一个采样点，并且重复该检验。该操作继续进行，直到该窗抵达缓存器的末端为止。如下所示，该设置可以使得仅在恰好检测到一个过零时才使用第五工作模式。

为了检测极值，由控制器CT利用下面的公式对采样点值进行变换：

V＝|S|-max(|S|)

其中，S是采样点值，而V是变换后的采样点值。因而，确定正弦波的最大值或最小值的位置等价于检测变换后数据的最大值。

因而，为了检测极值，控制器CT确定max(|S|)，即，缓存器BF中的最大绝对采样点值，并接着确定其余的变换后采样点值。然后，控制器CT将采样窗定位于变换后值序列V的起始处，如图13b示意性地所示，并接着：

(i)得出第一值C3，其通过将(采样窗左半(第一)部分中的变换后值之和)减去(采样窗右半(第二)部分中的变换后值之和)得出。(若希望，可以将所得到的量除以缓存器中所有值之和，以对值C3进行归一化)。

(ii)得出第二值C4，其如同C2一样等于(N⁺+N^-)，其中，N⁺是正采样点值S的数量，而N^-是负采样点值S的数量。

(iii)得出第三值C5，其表示在该窗中是否存在零变换后的值V(或较小值，例如，小于量化电平之间的差)(或者另选地表示在该窗中心或其附近是否存在这种值V)。

如果C3小于或等于第三预定数，而C4等于或大于第四预定数，并且C5表示在该窗中存在零值(或较小值，例如，小于量化电平之间的差)，则控制器CT确定在该窗的中心处存在极值。C3条件表示采样点值围绕窗的中心大致对称。C4条件意味着已经检测到预定数量的非零值并由此避免由长零值序列导致的误指示。C5条件对变换后信号的其它部分(例如，过零)导致的误指示进行区分，这些部分围绕该窗的中心对称但不是极值。

接着，将滑动窗W移动一个采样点，并重复该检验。该操作继续进行，直到该窗抵达该序列的末端为止。可以将该操作设置成一旦找到第一极值就停止。

若希望，图13a的技术和/或图13b的技术可以在采用多于一个过零和/或极值的其它工作模式中使用。

在上述实施方式中使用的缓存器BF使得能够对各种序列中的采样点进行处理，而不一定对应于上述工作的顺序。这具有几个优点。例如，图7a示出了对第二过零后面的采样点进行积分以获得值DD。然而，通过对缓存器中的采样点进行适当处理，可以转而对在第一过零之前的周期t_Q中出现的采样点进行积分。

可以按任何预定速率读出缓存器中的采样点，使得若希望则可以比将它们写入到缓存器中更快地对它们进行处理。

若希望，可以将计数器CNT设置成对固定频率时钟脉冲而非来自控制模块CM的同步脉冲进行计数。

修改后的实施方式使用多个缓存器，以使得能够并行地处理来自连续观察间隔的采样点。

若希望，可以根据在多个观察间隔而非仅在单个观察间隔中接收到的采样点来计算对象距离。

在上述实施方式中，将各积分阈值应用于来自正弦波的、为得出用来计算阈值的积分值D而使用的同一部分的采样点。使用诸如缓存器BF之类的延迟装置的这种设置优选为减小噪声的影响，但这不是必要的。该阈值例如可以转而用于后一个半循环的采样点。

模式选择

在汽车FMICW雷达***中，诸如上述方法的基于时间的算法可以与一个或更多个其它技术(如标准的基于FFT的算法)一起工作，这可以对更长距离提供正确距离估计。例如，出于探测的目的，可以采用标准模式来扫描全范围并登记潜在障碍物，而利用上述模式中的一个模式的距离缩减(缩放)操作可以被用于检查位于雷达更近位置处的障碍物。本***可以使用2005年10月24日提交的EP 05256585.0的技术来代替使用标准技术或与标准技术一起使用，以引证方式将其合并于此。

优选的是，控制器CT可操作用于根据在观察间隔内检测到的过零的数量N来选择工作模式。例如，该控制器可以根据下面的表格来选择模式，其中，X是预定数量(例如，10)，而条件K表示在观察间隔内(在第一过零之前或在最后过零之后)有足够时间在过零之前和之后都执行必要的积分(参见图7a和11)。

过零的数量N	工作模式
		N＞X	长距离模式(例如，标准技术，或EP 05256585.0的技术)
X≥N＜4	第四模式
		4≥N≤3	第三模式
N＝2并且K＝真	第二模式
		N＝2并且K＝假	第一模式
N＝1且K＝真，并且检测到1个极值	第五模式
		N＝1并且检测到2个极值	第六模式

可以进行各种修改。例如，上述第二模式涉及用于确定正弦波的零电平的过程，而第三和第四模式给出了应当对零电平误差不敏感的结果。尽管如此，第三和第四模式可以被修改成使用与第二模式的过程相对应的电平校正过程。可以利用任何已知技术在模拟域或者数字域中实现信号s(t)中dc偏移的去除，或者如果希望依靠例如第二模式的偏移补偿技术，则可以省略该DC偏移去除。

出于例示和描述的目的，已经给出了对本发明的优选实施方式前述描述。不是旨在穷举或将本发明限于所公开的具体形式。考虑到前述描述，显见的是，许多改变例、修改例以及变型例使得本领域技术人员能够在适于预期特定用途的各种实施方式中利用本发明。

Claims (14)

1、一种由正弦波的采样点来确定正弦波周期的方法，该方法包括以下步骤：

至少计算第一积分阈值和第二积分阈值，通过对在正弦波采用第一幅度阈值水平的时刻与采用第二幅度阈值水平的时刻之间的间隔期间的采样点进行积分而得到积分值并计算该积分值的预定比例，来计算各阈值；以及

确定采样点的积分从所述第一积分阈值水平改变为所述第二积分阈值水平所花费的时间，所述时间与正弦波周期成比例。

2、根据权利要求1所述的方法，其中，用于获得所述积分值的所述第一幅度阈值水平和所述第二幅度阈值水平中的至少一个大致等于正弦波的零电平。

3、根据权利要求2所述的方法，其中，用于获得所述积分值的所述第一幅度阈值水平和所述第二幅度阈值水平都大致等于正弦波的零电平。

4、根据权利要求2所述的方法，其中，用于获得所述积分值的所述第一幅度阈值水平和所述第二幅度阈值水平中的另一个是正弦波的极值。

5、根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述第一积分阈值水平和所述第二积分阈值水平分别被计算为同一积分值的相应预定比例。

6、根据权利要求5所述的方法，其中，所述第一积分阈值水平和所述第二积分阈值水平分别是所述同一积分值的四分之一和四分之三。

7、根据权利要求5或权利要求6所述的方法，其中，针对正弦波的连续半循环而重复用于确定采样点的积分从所述第一积分阈值水平改变为所述第二积分阈值水平所花费的时间的步骤，对结果求平均以确定所述周期。

8、根据权利要求7所述的方法，其中，分别对正半循环和负半循环的结果求平均，并对这两个平均值进行求平均以确定所述周期。

9、根据前述权利要求中任一项所述的方法，该方法包括以下步骤：利用正弦波的正半循环和负半循环的采样点来计算所述幅度阈值水平以对应于正弦波的零电平，所述幅度阈值水平被计算成满足以下条件，即，通过对所述半循环中的一个半循环期间的采样点进行积分而获得的第一值(D)与通过对所述半循环中的另一个半循环期间的采样点进行积分而获得的第二值(DD)具有预定关系，其中，所述第二值(DD)是通过在一个时长(t_Q)上进行积分而获得，该时长(t_Q)与在所述一个半循环期间的采样点的积分从以预定方式与所述第一值(D)相关的第一预定值(D/4)变化到以预定方式与所述第一值(D)相关的第二预定值(3D/4)所花费的时长(t_UQ-t_LQ)具有预定关系。

10、根据权利要求1到3中的任一项所述的方法，其中，所述第一积分阈值水平和所述第二积分阈值水平等于相应积分值的一半，各积分值是通过对正弦波的相应半循环期间的采样点进行积分而获得。

11、根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，确定所述时间的步骤包括以下步骤：确定在所述间隔内的采样点的积分从所述第一积分阈值水平改变为所述第二积分阈值水平所花费的时间。

12、一种确定到对象的距离的方法，该方法包括以下步骤：

生成主调频信号；

从所述主调频信号中得出参考信号和询问信号，所述询问信号包括不同频率的离散脉冲；

发送所述询问信号；

获得接收信号，该接收信号包括从对象反射的询问信号；

将所述参考信号与所述接收信号进行组合，以得出具有拍频的正弦波的采样点，该拍频表示所述对象的距离；以及

利用根据前述权利要求中任一项所述的方法来确定正弦波的周期。

13、一种被设置成根据前述权利要求中任一项所述的方法而工作的装置。

14、根据权利要求13所述的装置，该装置包括用于根据正弦波经过幅度阈值的次数来选择不同工作模式的单元，各所述模式使用不同算法来计算正弦波周期。

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