JP2009512870A - 物体測距 - Google Patents
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Abstract
物体測距システムが、周波数掃引された信号から導出されるパルスを送信し、周波数掃引された信号と、物体からのその反射とを合成した信号のビート周波数を求めることによって動作する。2次(またはそれ以上の)の高調波が、その合成信号から導出される。したがって、ビート周波数、ひいては物体距離を求めるのが大きく改善される。この周波数掃引は、終了時よりも、各パルス繰返し間隔の始めにおいて著しく高い速度で周波数変化が生じるようになされる。したがって、周波数変化は、パルス送信の周期内で集中するので、近くの物体からの反射ですら、発信元の信号と反射との間の時間遅延が極めて小さい場合であっても、高いビート周波数を生じさせるであろう。
Description
本発明は、物体までの距離を測定する方法に関し、限定はしないが、特に、マイクロ波センサを有し、周波数変調された搬送波をパルス伝送と組み合わせて用いて障害物を検出する自動車用レーダシステムに適用されることができる。
PCT国際公開03/044559 A1、同03/044560 A1、米国特許6646587 B2、日本特許出願公開2000−275333、同2004−333269及び同2004−144696に記載されているシステムのような、自動車用警報及び衝突回避のために用いられる数多くのシステムのうちの1つが、FMICW(frequency modulated interrupted continuous wave)レーダである。図1にブロック図の形で示されるようなシステムでは、発振器OSCによって生成される搬送波の周波数が、電圧制御発振器VCO内の周波数変調器FMを用いて、所定の周波数範囲ΔFにわたって、周期TSWで周期的に線形に掃引される。変調パターンが、制御モジュールCMの制御下にある線形波形発生器LWGによって与えられる。周波数変調された連続波(FM−CW)信号は、結合器CPLによって電力増幅器PAに結合され、その信号はその電力増幅器において増幅される。その後、制御モジュールCMによってトリガされかつパルス繰返し周波数PRIで動作する送信−受信スイッチTRSを介して、その信号は送信される。送信−受信スイッチTRSは、周期的に、短い間隔ΔTTだけ、電力増幅器PAの出力をアンテナANに結合し、対象とする障害物OBに向けて送信されるパルス状のRF送信信号TXを得る。通常はゲーティング周期TPRI=1/PRIのうちのごくわずかな時間である、この時間の間、スイッチTRSは、レーダ受信機をアンテナから切り離しておく。物体までの距離Dに比例する時間τだけ遅延した、反射信号RXが、同じアンテナによって検出され、送信−受信スイッチTRSを介して低雑音増幅器LNAに結合される。
障害物から反射したパルス信号は、ダウンコンバータDRにおいて、結合器CPLから受信される送信信号のバージョン(version)によって形成される基準信号と混合される。送信パルス信号及び受信パルス信号の間には遅延があるので、送信パルス信号及び受信パルス信号の、ある瞬間の周波数は異なる。それゆえ、ダウンコンバータの出力において得られるビート信号は、周波数差FDを有し、周波数差FDは、障害物までの未知の距離Dに正比例する。
ダウンコンバータDRの出力はシグナルプロセッサモジュールSPMに供給される。シグナルプロセッサモジュールSPMは、クロックCLKからのクロックパルスによって駆動される、アナログ/デジタルコンバータADC及びデジタルプロセッサDPを備える。
コンバータADCは、ダウンコンバータDRからの信号をデジタル信号に変換し、このデジタル信号は、ビート周波数を求め、ひいては物体距離を求めるために、デジタルプロセッサDPによって用いられる。
コンバータADCは、ダウンコンバータDRからの信号をデジタル信号に変換し、このデジタル信号は、ビート周波数を求め、ひいては物体距離を求めるために、デジタルプロセッサDPによって用いられる。
線形波形発生器LWGが与える変調パターンは、たとえば、図2aに示されるように、一定の傾きを有する周期的な三角波形に従う。この三角波形を用いることは多くの場合に、のこぎり波等の他の線形変調方式よりも好ましい。その理由は、この三角波形によって、三角波形の立ち上がり部分及び立ち下がり部分において送信信号及び受信信号から導出される一対の周波数シフト差(a pair of differential frequency shifts)から計算されるドップラ周波数から、動いている障害物の速度も推定できるようになるからである。
図2bは、図1のシステムの種々の部分において観測されるパルス信号を示す。この図によれば、スイッチTRSが動作することによって、所定の時間スロットΔTR中にだけ、反射信号がレーダ受信機に確実に結合されるようになる。なお、この所定の時間スロットΔTRは、送信機から信号を送信するために用いられる時間スロットΔTTを含まないことがわかる。このようなゲーティング方式は、結果として受信機増幅器及び/又はアナログ/デジタルコンバータADCの飽和等の、受信機に望ましくない影響を与えることがある、アンテナ結合から生じる強い信号を最小限に抑える。
ビート周波数と物体距離との関係は、予想される距離の範囲にわたって保持されるべきである。これは、送信信号の周波数掃引において高度な線形性を要求するので、レーダ送信機内の電圧制御発振器VCOに厳しい要件が課せられる。
レーダ内での周波数掃引を線形にすることに関連する問題は種々の方法によって対処されてきた。レーダ送信機の動作を改善して周波数掃引の高度な線形性を達成することによって、又はそのような線形性のなさによって引き起こされる影響を最小限に抑えることによっていくつかの改良方法が提案されている。
実現可能な解決策の一例が、米国特許第4,539,565号において提供されている。提案される方法のハードウエアの実施態様は、送信機において導入される周波数掃引の非線形性を補償することを目的とし、図3に示される。送信信号の周波数掃引における線形性のなさに起因して位相回転を受ける、受信信号を表すデータが、リニアライザに与えられる。リニアライザにおいて、データサンプルは、線形掃引であれば存在していたはずである、データサンプルと一致するように、時間的なシフトを受ける。代替的に、その周波数が送信信号内の非線形性を考慮に入れている、時間依存性の補正信号と、データ信号は混合され、ビート信号の正規化された周波数を達成する。正規化されたビート信号はプロセッサに適用され、その周波数スペクトルが確立され、このスペクトルは複数の周波数ビンに分割され、その結果、ビンに入る信号は、測距される障害物までの対応する距離を示す。提案される方法は、線形性の制御を0.1%〜0.5%まで達成することができる。これは、周波数掃引の持続時間TSWよりも著しく短い時間間隔にわたって線形性が保持される必要がある、中距離及び長距離の衝突回避のために用いられるFMICWレーダを含む、大部分の用途にとって十分である。
FMICWレーダでは、信号の包絡線、ひいては周波数FDは、持続時間TSWの一度の周波数掃引中に観測される、受信されるパルス列から推定される。そのような推定が正確であるためには、受信信号が持続時間TSW以上の時間間隔にわたって確実に観測される必要がある。しかしながら、ビート信号の周期TD=1/FDは、或る一定の臨界値よりも短い距離では、測定される距離Dと共に減少するので、そのような条件は満たすことができない。そのような特定の事例が図2cに示される。
FMICWレーダの短距離性能の別の制限が、スイッチTRSによって実行される上記のゲーティング方式から生じる。図2bに示されるように、送信パルスの持続時間ΔTTよりも短い時間遅延τの場合、ダウンコンバータDRに供給されるパルスの持続時間ΔTDR(ひいては、エネルギー)は低減される。そのように短くなったパルスの形状は、たとえば、増幅器LNA及びダウンコンバータDR内の雑音及び帯域制限に起因して歪む可能性が高くなる。結果として、コンバータADCにおいて、クロックCLKによって支配される速度で実行されるサンプリング過程は、パルスの振幅を正確に求められないことがある。これにより、デジタルプロセッサDPにおいて実行される計算からビート周波数を推定する際に誤差が生じることがあり、それゆえ、障害物距離に関して間違った指示がなされることがある。
上記のことから、これまでに説明された信号処理方式を利用するFMICWレーダシステムは、短い距離において性能低下を受けることになる。それゆえ、特に衝突回避システム又は/及び警報システムのための用途において、従来技術の技法によって提供されるよりもさらに効率的に、特に短い距離におけるFMICWレーダの性能を改善する新規の信号処理方法及び装置を開発することが望ましいであろう。
本発明の複数の態様が、添付の特許請求の範囲に記載される。
本発明のさらなる独立した態様によれば、周波数掃引された信号から導出されるパルスを送信し、周波数掃引された信号と物体からのその反射とを合成した信号のビート周波数を求めることによって動作する物体測距システムにおいて、この合成信号から、2次の(又は、さらに高次の)高調波が導出される。したがって、ビート周波数、ひいては物体距離の測定が大幅に向上する。
前段において説明された態様と共に、又はこの態様とは別に用いられることができる、本発明のさらに別の独立した態様によれば、周波数掃引された信号から導出されるパルスを送信し、周波数掃引された信号と物体からのその反射とを合成した信号のビート周波数を求めることによって動作する物体測距システムにおいて、周波数掃引は、周波数が、各パルス繰返し間隔内で、パルス繰返し間隔の終わりよりも、始めにおいて著しく高い速度で変化するようになされる。従来技術のシステムでは、ビート周波数が物体距離に比例するので、ビート周波数の計算が不正確であることの影響は、距離が近くなるほど大きくなる。したがって、本発明のこの態様では、物体距離に関して、物体が近いほどビート周波数変化が大きくなるので、少なくとも部分的にこの影響が補償される。
非線形周波数掃引は、たとえば、各パルス繰返し間隔全体にわたる対数関数的な変化、又は各パルス繰返し間隔内での異なる速度の複数の線形変化を含むことができる。
ここで、一例として、本発明を具現する構成を添付の図面を参照しながら説明する。
本発明によって提供される利益及び利点を十分に理解するために、例1において、概念的なパラメータを有する自動車用FMICWレーダの基本性能を検討する。
実施例1
マイクロ波領域において動作している自動車用FMICWレーダが以下のパラメータを有するものと仮定する。
− 線形周波数掃引の持続時間TSW=4ms
− 掃引中の周波数変化範囲ΔF=80MHz
− パルス繰返し間隔TPRI=2μs
マイクロ波領域において動作している自動車用FMICWレーダが以下のパラメータを有するものと仮定する。
− 線形周波数掃引の持続時間TSW=4ms
− 掃引中の周波数変化範囲ΔF=80MHz
− パルス繰返し間隔TPRI=2μs
図2aは、解析中の概念的な自動車用レーダの場合の時間と周波数との関係、すなわち周波数/時間特性を概略的に示す。
この事例では、パルス繰返し間隔TPRIは2μsに等しいので、距離測定の曖昧でない範囲は300mに及ぶであろう。線形周波数掃引を用いるレーダでは、障害物までの距離Dは、2つの周波数間、すなわち送信される波形の周波数と、障害物から反射される波形の周波数との間の差FDから求められる。ただし、以下の式が成り立つ。
ただし、cは光の速さであり、SFTは、以下の式によって与えられる周波数/時間特性の傾きである。
それゆえ、検討中の事例では、距離D=3mにある障害物が、400Hzの周波数差(ビート周波数)FDを引き起こすであろう。
ビート周波数FDの測定(ひいては、距離測定)が、周波数掃引の持続時間TSWに等しい時間間隔内で果たされるべきである場合には、スペクトル解析の周波数ステップ(「ビン」)の幅は1/TSW=250Hzに等しい。メインローブの3dB帯域幅及びベースはそれぞれ、0.9/TSW及び2/TSWに等しい。
当業者によく知られているように、この3dB帯域幅は、持続時間TSWの適当に整形された観測窓が受信信号に適用され、望ましくない周波数サイドローブが抑圧されるときに、増加するであろう。たとえば、ハミング窓の場合、メインローブの3dB帯域幅は1.3/TSWに等しいであろう。
図4は、周波数及び距離測定の過程における観測時間が有限であることの影響を示す。図に示されるように、周波数解析の帯域幅が一定であることに起因して、距離測定の相対的な誤差は、距離が短くなるほど大きくなり、著しい性能劣化に繋がる。
本発明の一実施形態では、FMICWレーダが用いる周波数掃引は、概念的な従来技術のシステムの線形掃引と比べて、非線形な周波数掃引であっても、以下の特性を有する概ね単調な掃引が得られるように設計される。
1.全周波数変化範囲ΔFは変化しないか、又は減少することもある。
2.各パルス繰返し間隔TPRI内の(部分的な)周波数変化範囲は変化しないか、減少することもある。
3.周波数掃引の持続時間TSWは変化しない。
4.隣接するパルス繰返し間隔内の周波数/時間特性は、適切にシフトした互いのレプリカである。
5.各パルス繰返し間隔TPRI内で、周波数/時間特性は時間に関する単調な関数であり、その傾きは時間の値が小さくなるほど急になる。
1.全周波数変化範囲ΔFは変化しないか、又は減少することもある。
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3.周波数掃引の持続時間TSWは変化しない。
4.隣接するパルス繰返し間隔内の周波数/時間特性は、適切にシフトした互いのレプリカである。
5.各パルス繰返し間隔TPRI内で、周波数/時間特性は時間に関する単調な関数であり、その傾きは時間の値が小さくなるほど急になる。
各パルス繰返し間隔TPRI内で、周波数/時間特性の形状は、対数関数的な「ソフトリミッタ」の形状に従う。周波数/時間特性の形状は、対象となる最大距離に対応するオフセット時間の値において、その平坦なレベルに達することが好ましい。一般的に、そのような距離は、システムの曖昧でない範囲よりも常に短くなるので、平坦なレベルは、パルス繰返し間隔TPRIの持続時間よりも短いオフセット時間において到達されるであろう。周波数/時間特性の対数関数的な形状は、距離が短くなるほど、レーダの性能が劣化するのを緩和する傾向があるであろう。
図5aは、本発明に従って構成される非線形周波数上方掃引を表す周波数/時間特性のセグメントの一例を示す。上方掃引全体は、それぞれの開始が個々の送信レーダパルスのトリガ時刻と一致する、複数の同じ非減少掃引セグメントを含むであろう。以下の説明では、そのようなトリガ時刻に対応する周波数をトリガ周波数と呼ぶ。それゆえ、非線形周波数掃引は、同じ掃引持続時間TSW、同じ全周波数変化範囲ΔF及び同じパルス繰返し間隔TPRIを有する、基本的な線形掃引において生じる全てのトリガ時刻及びトリガ周波数の値を保持するであろう。
同様に、下方掃引全体は、複数の非増加掃引セグメントを含むであろう。適当な掃引セグメントの一例が図5bに示される。
実際の用途では、自動車用FMICWレーダは、周波数上方掃引及び周波数下方掃引を交互に繰返しながら生成し、図5cに示される周期的な「波形形状をした」三角パターンを形成するであろう。
図11は、本発明による自動車用障害物検出システムを示す。このシステムは図1のシステムに類似しており、以下に説明される場合を除いて、同様の参照符号は同様の構成要素を示す。
図11の実施形態は、図1に示される自動車用FMICWレーダのブロックCM、LWG及びVCOの代わりに、非線形周波数掃引発生器NFSGを有する。図6は、非線形周波数掃引発生器NFSGの簡略化した機能ブロック図である。非線形周波数掃引発生器NFSGは、結合器CPLと、周波数/電圧コンバータFVCと、差動増幅器DIFと、ループフィルタLPFと、電圧制御発振器VCOと、非線形波形発生器NWGとを備える。
非線形波形発生器NWGは、タイミング/制御ユニットTCUと、デジタル階段波発生器STRと、デジタル掃引セグメント発生器SWTと、デジタル加算器ADDと、デジタル/アナログコンバータDACとを備える。
非線形波形発生器NWGの機能及び動作は以下のように要約することができる。
1.タイミング/制御ユニットTCUが供給するトリガパルスTRの時間系列に応答して、「アップ/ダウン」(可逆)カウンタであり得るデジタル階段波発生器STRが、交互に、昇順又は降順に連続した2進数STを生成する。階段波形の各「段」の持続時間は、パルス繰返し間隔TPRIに等しい。
2.各パルス繰返し間隔TPRI中に、デジタル掃引セグメント発生器SWTが、タイミング/制御ユニットTCUから、M個のパルスから成る系列MTを受信し、対数関数的な掃引セグメントに対してデジタル近似SWを生成する。生成される掃引セグメントのタイプ、「アップ」又は「ダウン」は、デジタル階段波発生器STRが供給する立ち上がり又は立ち下がりデジタル階段波パターンに直接対応する。
3.各掃引セグメントSWは、デジタル加算器ADDにおいて、階段波パターンの各段ST上に適当に重ね合わせられて、図5bの「波形形状をした」三角パターンのデジタル表現の要素CSが生成される。その後、各デジタル表現CSは、デジタル/アナログコンバータDACにおいて、個々の電圧値ASに変換される。
1.タイミング/制御ユニットTCUが供給するトリガパルスTRの時間系列に応答して、「アップ/ダウン」(可逆)カウンタであり得るデジタル階段波発生器STRが、交互に、昇順又は降順に連続した2進数STを生成する。階段波形の各「段」の持続時間は、パルス繰返し間隔TPRIに等しい。
2.各パルス繰返し間隔TPRI中に、デジタル掃引セグメント発生器SWTが、タイミング/制御ユニットTCUから、M個のパルスから成る系列MTを受信し、対数関数的な掃引セグメントに対してデジタル近似SWを生成する。生成される掃引セグメントのタイプ、「アップ」又は「ダウン」は、デジタル階段波発生器STRが供給する立ち上がり又は立ち下がりデジタル階段波パターンに直接対応する。
3.各掃引セグメントSWは、デジタル加算器ADDにおいて、階段波パターンの各段ST上に適当に重ね合わせられて、図5bの「波形形状をした」三角パターンのデジタル表現の要素CSが生成される。その後、各デジタル表現CSは、デジタル/アナログコンバータDACにおいて、個々の電圧値ASに変換される。
デジタル掃引セグメント発生器SWTは、たとえば、その出力が、「ルックアップ」テーブルとして機能するリードオンリーメモリのアドレスとして利用される、適切なカウンタを用いて実現することができる。このメモリは、対数関数に対するデジタル近似を格納するであろう。たとえば、当業者に知られているように、「米国方式のmu-law」及び「欧州方式のA-law」と呼ばれる2つの適当な近似が、デジタル音声圧縮において幅広く用いられている。
「閉ループ」制御システムとして構成される、非線形周波数掃引発生器NFSGの機能及び動作は、以下のように要約することができる。
1.出力周波数掃引FSの電圧の一部が、結合器CPLによって進路を変更され、周波数/電圧コンバータFVCに供給され、信号FSの瞬時周波数に比例する電圧信号FVが生成される。
2.2つの信号:電圧制御発振器VCOの瞬時周波数の軌跡を表すFV、及び要求される「波形形状をした」階段波周波数パターンを表すASが、差動増幅器DIFにおいて減算され、2つの周波数パターン、すなわち実際に生成される周波数パターンと要求される周波数パターンとの違いを示す、時間と共に変化する誤差電圧ERが生成される。
3.時間と共に変化する誤差電圧ERが、ローパス「ループ」フィルタLPFにおいて処理され、制御電圧CVが生成され、制御電圧CVは、電圧制御発振器VCOの周波数が、要求される「波形形状をした」階段波周波数パターンに従うように変更する。
1.出力周波数掃引FSの電圧の一部が、結合器CPLによって進路を変更され、周波数/電圧コンバータFVCに供給され、信号FSの瞬時周波数に比例する電圧信号FVが生成される。
2.2つの信号:電圧制御発振器VCOの瞬時周波数の軌跡を表すFV、及び要求される「波形形状をした」階段波周波数パターンを表すASが、差動増幅器DIFにおいて減算され、2つの周波数パターン、すなわち実際に生成される周波数パターンと要求される周波数パターンとの違いを示す、時間と共に変化する誤差電圧ERが生成される。
3.時間と共に変化する誤差電圧ERが、ローパス「ループ」フィルタLPFにおいて処理され、制御電圧CVが生成され、制御電圧CVは、電圧制御発振器VCOの周波数が、要求される「波形形状をした」階段波周波数パターンに従うように変更する。
実際のハードウエアの実施態様では、非線形周波数掃引発生器NFSGが用いる電圧制御発振器VCOは、たとえば、安価な市販の在庫用のRFデバイスを入手できることから、2GHz周波数帯において動作することができる。その後、当該技術分野において知られているような、RF混合器と、それに接続される適当なバンドパスフィルタとの従来どおりの組み合わせによって、VCO信号を、77GHz又は95GHzのような所望の動作周波数まで「アップコンバート」することができる。
図7aは、本発明の変更された実施形態において用いられる、異なる非線形周波数掃引の周波数/時間特性の一例を示す。この事例では、上方掃引全体は、複数の同じランプ掃引セグメントを含む。各掃引セグメントはトリガ時刻と、次のトリガ周波数に達する終了時刻TRとの間で傾きが一定であるので、最大レーダ距離は、終了時刻の値によって求められる距離に対応するであろう。そのような構成の結果として、距離が短くなるほど性能が高められるので、その構成は、クルーズコントロール及び「ストップ・アンド・ゴー(stop-and-go)」走行のような、自動車用レーダの短距離の用途において特に重要である。
図7bは、周波数下方掃引を構成するために用いられる掃引セグメントの一例を示す。
以下の実施例2は、従来の線形周波数掃引の代わりに、本発明のこの実施形態の区分的線形周波数掃引が用いられる場合の、自動車用FMICWレーダの短距離性能の改善の可能性を解析する。
実施例2
再び、実施例1の概念的な自動車用FMICWレーダについて検討し、線形掃引セグメントの持続時間が2μsから400nsまで減少しているものと仮定する。そのような事例では、最大動作距離は60mまで減少するが、周波数/時間特性の局所的な傾きが、20Hz/nsの概念的な値から100Hz/nsまで増加する。結果として、3mの距離にある障害物の場合、ビート周波数FDは、400Hzから2000Hzまで増加するであろう。それゆえ、この場合、時間間隔TSW=4ms及び1.3/TSW=325Hz(ハミング窓が用いられるとき)の周波数分解能の範囲内でスペクトル解析することによって距離を求める作業が、はるかに容易になるであろう。
再び、実施例1の概念的な自動車用FMICWレーダについて検討し、線形掃引セグメントの持続時間が2μsから400nsまで減少しているものと仮定する。そのような事例では、最大動作距離は60mまで減少するが、周波数/時間特性の局所的な傾きが、20Hz/nsの概念的な値から100Hz/nsまで増加する。結果として、3mの距離にある障害物の場合、ビート周波数FDは、400Hzから2000Hzまで増加するであろう。それゆえ、この場合、時間間隔TSW=4ms及び1.3/TSW=325Hz(ハミング窓が用いられるとき)の周波数分解能の範囲内でスペクトル解析することによって距離を求める作業が、はるかに容易になるであろう。
図8は、図7a及び図7bの波形を生成するために図11の構成において用いるための非線形(ただし、区分的線形)周波数掃引発生器NFSGの簡略化した機能ブロック図である。
非線形周波数掃引発生器NFSGは、電圧制御発振器VCOと、周波数掃引リニアライザFSLと、アナログ/デジタルコンバータADCと、デジタル/アナログコンバータDACと、適当なメモリMEMと、スイッチSWCと、タイミング/制御ユニットTCUとを備える。
周波数掃引リニアライザFSLは、従来のFMCWレーダ及びFMICWレーダにおいて用いられる既知のシステムのうちの1つであることができる。リニアライザFSLは、電圧制御発振器VCOの周波数の線形な変化を得るような形状を成す掃引電圧SVを生成する。
図8に示されるシステムの機能及び動作は、以下のように要約することができる。
1.システムは2つのモードにおいて動作する。
−標準(フルレンジ)モード。このモードでは、電圧制御発振器VCOが、スイッチSWCを介して、リニアライザFSLから制御電圧SVを受信する。
−レンジ縮小(ズーミング)モード。このモードでは、電圧制御発振器VCOは、スイッチSWCを介して、デジタル/アナログコンバータDACから制御信号CVを受信する。
2.システムが標準モードにおいて動作している場合、アナログ/デジタルコンバータADCが、タイミング/制御ユニットTCUによって決定されるサンプリング時刻SAにおいて、制御電圧SVをサンプリングする。電圧SVのサンプルの2値が、タイミング/制御ユニットTCUによって供給される、メモリMEM内の場所ADに格納される。掃引間隔TSWが経過した後に、メモリMEMは、電圧制御発振器VCOの線形な周波数変化を引き起こす、掃引電圧波形SVの離散時間2値表現を収容しているであろう。
3.システムがレンジ縮小(ズーミング)モードにおいて動作している場合、デジタル/アナログコンバータDACが、メモリMEMから、タイミング/制御ユニットTCUによって決定された時点SDにおいて、制御電圧SVの格納されたサンプルの2値BCを受信する。しかしながら、パルス繰返し間隔TPRI中に、このパルス繰返し間隔TPRIよりも短い時間間隔TR内で次のトリガ周波数に達するように、「再生」過程の速度が上げられる。結果として、周波数/時間特性の局所的な傾きSFTは、TPRI/TR倍だけ大きくなり、それにより、周波数、それゆえ距離測定が著しく改善されることになる。
1.システムは2つのモードにおいて動作する。
−標準(フルレンジ)モード。このモードでは、電圧制御発振器VCOが、スイッチSWCを介して、リニアライザFSLから制御電圧SVを受信する。
−レンジ縮小(ズーミング)モード。このモードでは、電圧制御発振器VCOは、スイッチSWCを介して、デジタル/アナログコンバータDACから制御信号CVを受信する。
2.システムが標準モードにおいて動作している場合、アナログ/デジタルコンバータADCが、タイミング/制御ユニットTCUによって決定されるサンプリング時刻SAにおいて、制御電圧SVをサンプリングする。電圧SVのサンプルの2値が、タイミング/制御ユニットTCUによって供給される、メモリMEM内の場所ADに格納される。掃引間隔TSWが経過した後に、メモリMEMは、電圧制御発振器VCOの線形な周波数変化を引き起こす、掃引電圧波形SVの離散時間2値表現を収容しているであろう。
3.システムがレンジ縮小(ズーミング)モードにおいて動作している場合、デジタル/アナログコンバータDACが、メモリMEMから、タイミング/制御ユニットTCUによって決定された時点SDにおいて、制御電圧SVの格納されたサンプルの2値BCを受信する。しかしながら、パルス繰返し間隔TPRI中に、このパルス繰返し間隔TPRIよりも短い時間間隔TR内で次のトリガ周波数に達するように、「再生」過程の速度が上げられる。結果として、周波数/時間特性の局所的な傾きSFTは、TPRI/TR倍だけ大きくなり、それにより、周波数、それゆえ距離測定が著しく改善されることになる。
図9は、2つの過程のタイミング図を概略的に示す。
− サンプルSVの取得
− 値CVの生成
− サンプルSVの取得
− 値CVの生成
自動車用FMICWレーダでは、2つの動作モードは入れ替わることができる。たとえば、調査過程の場合、フルレンジを走査し、潜在的な障害物を記録するために、標準モードが用いられることがある。一方、レーダの近くに位置する障害物を調査するために、縮小レンジ(ズーミング)モードを用いることができる。
また、図11の実施形態は、1つの障害物しか存在しないことがある場合に、特に極めて短い距離において、自動車用FMICWレーダの性能を改善することができるさらなる特徴部も含む。シグナルプロセッサモジュールSPMは、任意のスペクトル解析の前に、処理される信号の周波数を2倍にする周波数2逓倍回路FDを組み込む。結果として、ビート周波数の値は2倍になるので、周波数、それゆえ距離測定が大幅に改善されることになる。
周波数2逓倍回路FDを信号二乗演算を実行するように構成することができる。図10は、ビート周波数FDを表す正弦波包絡線を有するパルスの主要系列と、二乗回路の出力において結果として観測されるパルスの系列とを概略的に示す。結果として生成されるパルス系列の包絡線も正弦波であるが、これは周波数2FDで変化する。
自動車用FMICWレーダにおいて非線形周波数掃引及び/又は周波数2逓倍(二乗による)を適用する結果として、測定されるビート周波数と、測定される距離との関係が非線形になるであろう。したがって、適当な周波数/距離変換が、信号処理アルゴリズムの中に含まれなければならないであろう。
二乗回路に代わる種々の回路があり得る。たとえば、回路FDは、供給される信号の絶対値を導出するように構成されることができる。信号の2次高調波を導出するように構成される周波数2逓倍回路の代わりに、より高次の高調波を導出する回路を用いることもできる。
本発明の好ましい実施形態のこれまでの説明は、例示し、説明するために提示されてきた。それは、本発明を包括的に述べること、又は本発明を開示される厳密な形態に限定することは意図していない。これまでの説明に鑑みて、数多くの改変、変更及び変形によって、当業者が、意図される特定の用途に適した種々の実施形態において本発明を利用できるようになることは明らかである。
Claims (11)
- 物体までの距離を求める方法であって、
周波数変調された主要信号を生成すること、
前記主要信号から、基準信号及び呼掛け信号を導出することであって、該呼掛け信号は異なる周波数において断続的なパルスを含む、導出すること、
前記呼掛け信号を送信すること、
物体からの前記呼掛け信号の反射を含む受信信号を得ること、及び
前記基準信号と前記受信信号とを合成して、前記物体の距離を示すビート周波数を導出することを含み、
前記ビート周波数の高調波であって、少なくとも2次の高調波である、前記高調波を導出し、前記高調波から前記物体の距離を求めるステップを特徴とする、物体までの距離を求める方法。 - 前記高調波は、前記基準信号と前記受信信号とを合成することによって得られる信号の絶対値を得ることによって導出される、請求項1に記載の方法。
- 前記高調波は、前記基準信号と前記受信信号とを合成することによって得られる信号を二乗することによって導出される、請求項1に記載の方法。
- 各パルスがパルス繰返し間隔の始めに送信され、
前記主要信号は、後の部分よりも、各パルス繰返し間隔の前の部分において速い速度で変化する周波数を有する、請求項1〜3のいずれか一項に記載の方法。 - 物体までの距離を求める方法であって、
周波数変調された主要信号を生成すること、
前記主要信号から、基準信号及び呼掛け信号を導出することであって、該呼掛け信号は異なる周波数において連続するパルスを含み、該パルスのそれぞれは、個々のパルス繰返し間隔の始めに送信される、導出すること、
前記呼掛け信号を送信すること、
物体からの前記呼掛け信号の反射を含む受信信号を得ること、及び
前記基準信号と前記受信信号とを合成して、前記物体の距離を示すビート周波数を導出することを含み、
前記主要信号は、後の部分よりも、各パルス繰返し間隔の前の部分において速い速度で変化する周波数を有することを特徴とする、物体までの距離を求める方法。 - 前記各パルス繰返し間隔内で、前記主要信号の周波数は、連続して非線形に変化し、
前記周波数は、前記パルス繰返し間隔の境界において不連続に変化する、請求項4又は5に記載の方法。 - 前記各パルス繰返し間隔内で、前記主要信号の周波数は対数関数的に変化する、請求項6に記載の方法。
- 前記各パルス繰返し間隔内で、前記主要信号の周波数は不連続に線形に変化する、請求項4又は5に記載の方法。
- 前記各パルス繰返し間隔内の前記主要信号の周波数/時間特性は、他のパルス繰返し間隔内の特性をシフトしたものである、請求項4〜8のいずれか一項に記載の方法。
- 前記主要信号が、後の部分よりも、前記各パルス繰返し間隔の前の部分において速い速度で変化する周波数を有する第1のモードと、前記主要信号が、多数のパルス繰返し間隔を通して線形に変化する周波数を有する第2のモードとの間で切り替わるステップを含む、請求項4〜9のいずれか一項に記載の方法。
- 請求項1〜10のいずれか一項に記載の方法に従って動作するように構成される装置。
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