JP2009512870A - 物体測距 - Google Patents

Abstract

物体測距システムが、周波数掃引された信号から導出されるパルスを送信し、周波数掃引された信号と、物体からのその反射とを合成した信号のビート周波数を求めることによって動作する。２次（またはそれ以上の）の高調波が、その合成信号から導出される。したがって、ビート周波数、ひいては物体距離を求めるのが大きく改善される。この周波数掃引は、終了時よりも、各パルス繰返し間隔の始めにおいて著しく高い速度で周波数変化が生じるようになされる。したがって、周波数変化は、パルス送信の周期内で集中するので、近くの物体からの反射ですら、発信元の信号と反射との間の時間遅延が極めて小さい場合であっても、高いビート周波数を生じさせるであろう。

Description

本発明は、物体までの距離を測定する方法に関し、限定はしないが、特に、マイクロ波センサを有し、周波数変調された搬送波をパルス伝送と組み合わせて用いて障害物を検出する自動車用レーダシステムに適用されることができる。

ＰＣＴ国際公開０３／０４４５５９ Ａ１、同０３／０４４５６０ Ａ１、米国特許６６４６５８７ Ｂ２、日本特許出願公開２０００−２７５３３３、同２００４−３３３２６９及び同２００４−１４４６９６に記載されているシステムのような、自動車用警報及び衝突回避のために用いられる数多くのシステムのうちの１つが、ＦＭＩＣＷ（frequency modulated interrupted continuous wave）レーダである。図１にブロック図の形で示されるようなシステムでは、発振器ＯＳＣによって生成される搬送波の周波数が、電圧制御発振器ＶＣＯ内の周波数変調器ＦＭを用いて、所定の周波数範囲ΔＦにわたって、周期Ｔ_SWで周期的に線形に掃引される。変調パターンが、制御モジュールＣＭの制御下にある線形波形発生器ＬＷＧによって与えられる。周波数変調された連続波（ＦＭ−ＣＷ）信号は、結合器ＣＰＬによって電力増幅器ＰＡに結合され、その信号はその電力増幅器において増幅される。その後、制御モジュールＣＭによってトリガされかつパルス繰返し周波数ＰＲＩで動作する送信−受信スイッチＴＲＳを介して、その信号は送信される。送信−受信スイッチＴＲＳは、周期的に、短い間隔ΔＴ_Tだけ、電力増幅器ＰＡの出力をアンテナＡＮに結合し、対象とする障害物ＯＢに向けて送信されるパルス状のＲＦ送信信号ＴＸを得る。通常はゲーティング周期Ｔ_PRI＝１／ＰＲＩのうちのごくわずかな時間である、この時間の間、スイッチＴＲＳは、レーダ受信機をアンテナから切り離しておく。物体までの距離Ｄに比例する時間τだけ遅延した、反射信号ＲＸが、同じアンテナによって検出され、送信−受信スイッチＴＲＳを介して低雑音増幅器ＬＮＡに結合される。

障害物から反射したパルス信号は、ダウンコンバータＤＲにおいて、結合器ＣＰＬから受信される送信信号のバージョン(version)によって形成される基準信号と混合される。送信パルス信号及び受信パルス信号の間には遅延があるので、送信パルス信号及び受信パルス信号の、ある瞬間の周波数は異なる。それゆえ、ダウンコンバータの出力において得られるビート信号は、周波数差Ｆ_Dを有し、周波数差Ｆ_Dは、障害物までの未知の距離Ｄに正比例する。

ダウンコンバータＤＲの出力はシグナルプロセッサモジュールＳＰＭに供給される。シグナルプロセッサモジュールＳＰＭは、クロックＣＬＫからのクロックパルスによって駆動される、アナログ／デジタルコンバータＡＤＣ及びデジタルプロセッサＤＰを備える。
コンバータＡＤＣは、ダウンコンバータＤＲからの信号をデジタル信号に変換し、このデジタル信号は、ビート周波数を求め、ひいては物体距離を求めるために、デジタルプロセッサＤＰによって用いられる。

線形波形発生器ＬＷＧが与える変調パターンは、たとえば、図２ａに示されるように、一定の傾きを有する周期的な三角波形に従う。この三角波形を用いることは多くの場合に、のこぎり波等の他の線形変調方式よりも好ましい。その理由は、この三角波形によって、三角波形の立ち上がり部分及び立ち下がり部分において送信信号及び受信信号から導出される一対の周波数シフト差(a pair of differential frequency shifts)から計算されるドップラ周波数から、動いている障害物の速度も推定できるようになるからである。

図２ｂは、図１のシステムの種々の部分において観測されるパルス信号を示す。この図によれば、スイッチＴＲＳが動作することによって、所定の時間スロットΔＴ_R中にだけ、反射信号がレーダ受信機に確実に結合されるようになる。なお、この所定の時間スロットΔＴ_Rは、送信機から信号を送信するために用いられる時間スロットΔＴ_Tを含まないことがわかる。このようなゲーティング方式は、結果として受信機増幅器及び／又はアナログ／デジタルコンバータＡＤＣの飽和等の、受信機に望ましくない影響を与えることがある、アンテナ結合から生じる強い信号を最小限に抑える。

ビート周波数と物体距離との関係は、予想される距離の範囲にわたって保持されるべきである。これは、送信信号の周波数掃引において高度な線形性を要求するので、レーダ送信機内の電圧制御発振器ＶＣＯに厳しい要件が課せられる。

レーダ内での周波数掃引を線形にすることに関連する問題は種々の方法によって対処されてきた。レーダ送信機の動作を改善して周波数掃引の高度な線形性を達成することによって、又はそのような線形性のなさによって引き起こされる影響を最小限に抑えることによっていくつかの改良方法が提案されている。

実現可能な解決策の一例が、米国特許第４，５３９，５６５号において提供されている。提案される方法のハードウエアの実施態様は、送信機において導入される周波数掃引の非線形性を補償することを目的とし、図３に示される。送信信号の周波数掃引における線形性のなさに起因して位相回転を受ける、受信信号を表すデータが、リニアライザに与えられる。リニアライザにおいて、データサンプルは、線形掃引であれば存在していたはずである、データサンプルと一致するように、時間的なシフトを受ける。代替的に、その周波数が送信信号内の非線形性を考慮に入れている、時間依存性の補正信号と、データ信号は混合され、ビート信号の正規化された周波数を達成する。正規化されたビート信号はプロセッサに適用され、その周波数スペクトルが確立され、このスペクトルは複数の周波数ビンに分割され、その結果、ビンに入る信号は、測距される障害物までの対応する距離を示す。提案される方法は、線形性の制御を０．１％〜０．５％まで達成することができる。これは、周波数掃引の持続時間Ｔ_SWよりも著しく短い時間間隔にわたって線形性が保持される必要がある、中距離及び長距離の衝突回避のために用いられるＦＭＩＣＷレーダを含む、大部分の用途にとって十分である。

ＦＭＩＣＷレーダでは、信号の包絡線、ひいては周波数Ｆ_Dは、持続時間Ｔ_SWの一度の周波数掃引中に観測される、受信されるパルス列から推定される。そのような推定が正確であるためには、受信信号が持続時間Ｔ_SW以上の時間間隔にわたって確実に観測される必要がある。しかしながら、ビート信号の周期Ｔ_D＝１／Ｆ_Dは、或る一定の臨界値よりも短い距離では、測定される距離Ｄと共に減少するので、そのような条件は満たすことができない。そのような特定の事例が図２ｃに示される。

ＦＭＩＣＷレーダの短距離性能の別の制限が、スイッチＴＲＳによって実行される上記のゲーティング方式から生じる。図２ｂに示されるように、送信パルスの持続時間ΔＴ_Tよりも短い時間遅延τの場合、ダウンコンバータＤＲに供給されるパルスの持続時間ΔＴ_DR（ひいては、エネルギー）は低減される。そのように短くなったパルスの形状は、たとえば、増幅器ＬＮＡ及びダウンコンバータＤＲ内の雑音及び帯域制限に起因して歪む可能性が高くなる。結果として、コンバータＡＤＣにおいて、クロックＣＬＫによって支配される速度で実行されるサンプリング過程は、パルスの振幅を正確に求められないことがある。これにより、デジタルプロセッサＤＰにおいて実行される計算からビート周波数を推定する際に誤差が生じることがあり、それゆえ、障害物距離に関して間違った指示がなされることがある。

上記のことから、これまでに説明された信号処理方式を利用するＦＭＩＣＷレーダシステムは、短い距離において性能低下を受けることになる。それゆえ、特に衝突回避システム又は／及び警報システムのための用途において、従来技術の技法によって提供されるよりもさらに効率的に、特に短い距離におけるＦＭＩＣＷレーダの性能を改善する新規の信号処理方法及び装置を開発することが望ましいであろう。

本発明の複数の態様が、添付の特許請求の範囲に記載される。

本発明のさらなる独立した態様によれば、周波数掃引された信号から導出されるパルスを送信し、周波数掃引された信号と物体からのその反射とを合成した信号のビート周波数を求めることによって動作する物体測距システムにおいて、この合成信号から、２次の（又は、さらに高次の）高調波が導出される。したがって、ビート周波数、ひいては物体距離の測定が大幅に向上する。

前段において説明された態様と共に、又はこの態様とは別に用いられることができる、本発明のさらに別の独立した態様によれば、周波数掃引された信号から導出されるパルスを送信し、周波数掃引された信号と物体からのその反射とを合成した信号のビート周波数を求めることによって動作する物体測距システムにおいて、周波数掃引は、周波数が、各パルス繰返し間隔内で、パルス繰返し間隔の終わりよりも、始めにおいて著しく高い速度で変化するようになされる。従来技術のシステムでは、ビート周波数が物体距離に比例するので、ビート周波数の計算が不正確であることの影響は、距離が近くなるほど大きくなる。したがって、本発明のこの態様では、物体距離に関して、物体が近いほどビート周波数変化が大きくなるので、少なくとも部分的にこの影響が補償される。

非線形周波数掃引は、たとえば、各パルス繰返し間隔全体にわたる対数関数的な変化、又は各パルス繰返し間隔内での異なる速度の複数の線形変化を含むことができる。

ここで、一例として、本発明を具現する構成を添付の図面を参照しながら説明する。

本発明によって提供される利益及び利点を十分に理解するために、例１において、概念的なパラメータを有する自動車用ＦＭＩＣＷレーダの基本性能を検討する。

実施例１
マイクロ波領域において動作している自動車用ＦＭＩＣＷレーダが以下のパラメータを有するものと仮定する。
− 線形周波数掃引の持続時間Ｔ_SW＝４ｍｓ
− 掃引中の周波数変化範囲ΔＦ＝８０ＭＨｚ
− パルス繰返し間隔Ｔ_PRI＝２μｓ

図２ａは、解析中の概念的な自動車用レーダの場合の時間と周波数との関係、すなわち周波数／時間特性を概略的に示す。

この事例では、パルス繰返し間隔Ｔ_PRIは２μｓに等しいので、距離測定の曖昧でない範囲は３００ｍに及ぶであろう。線形周波数掃引を用いるレーダでは、障害物までの距離Ｄは、２つの周波数間、すなわち送信される波形の周波数と、障害物から反射される波形の周波数との間の差Ｆ_Dから求められる。ただし、以下の式が成り立つ。

ただし、ｃは光の速さであり、Ｓ_FTは、以下の式によって与えられる周波数／時間特性の傾きである。

それゆえ、検討中の事例では、距離Ｄ＝３ｍにある障害物が、４００Ｈｚの周波数差（ビート周波数）Ｆ_Dを引き起こすであろう。

ビート周波数Ｆ_Dの測定（ひいては、距離測定）が、周波数掃引の持続時間Ｔ_SWに等しい時間間隔内で果たされるべきである場合には、スペクトル解析の周波数ステップ（「ビン」）の幅は１／Ｔ_SW＝２５０Ｈｚに等しい。メインローブの３ｄＢ帯域幅及びベースはそれぞれ、０．９／Ｔ_SW及び２／Ｔ_SWに等しい。

当業者によく知られているように、この３ｄＢ帯域幅は、持続時間Ｔ_SWの適当に整形された観測窓が受信信号に適用され、望ましくない周波数サイドローブが抑圧されるときに、増加するであろう。たとえば、ハミング窓の場合、メインローブの３ｄＢ帯域幅は１．３／Ｔ_SWに等しいであろう。

図４は、周波数及び距離測定の過程における観測時間が有限であることの影響を示す。図に示されるように、周波数解析の帯域幅が一定であることに起因して、距離測定の相対的な誤差は、距離が短くなるほど大きくなり、著しい性能劣化に繋がる。

本発明の一実施形態では、ＦＭＩＣＷレーダが用いる周波数掃引は、概念的な従来技術のシステムの線形掃引と比べて、非線形な周波数掃引であっても、以下の特性を有する概ね単調な掃引が得られるように設計される。
１．全周波数変化範囲ΔＦは変化しないか、又は減少することもある。
２．各パルス繰返し間隔Ｔ_PRI内の（部分的な）周波数変化範囲は変化しないか、減少することもある。
３．周波数掃引の持続時間Ｔ_SWは変化しない。
４．隣接するパルス繰返し間隔内の周波数／時間特性は、適切にシフトした互いのレプリカである。
５．各パルス繰返し間隔Ｔ_PRI内で、周波数／時間特性は時間に関する単調な関数であり、その傾きは時間の値が小さくなるほど急になる。

各パルス繰返し間隔Ｔ_PRI内で、周波数／時間特性の形状は、対数関数的な「ソフトリミッタ」の形状に従う。周波数／時間特性の形状は、対象となる最大距離に対応するオフセット時間の値において、その平坦なレベルに達することが好ましい。一般的に、そのような距離は、システムの曖昧でない範囲よりも常に短くなるので、平坦なレベルは、パルス繰返し間隔Ｔ_PRIの持続時間よりも短いオフセット時間において到達されるであろう。周波数／時間特性の対数関数的な形状は、距離が短くなるほど、レーダの性能が劣化するのを緩和する傾向があるであろう。

図５ａは、本発明に従って構成される非線形周波数上方掃引を表す周波数／時間特性のセグメントの一例を示す。上方掃引全体は、それぞれの開始が個々の送信レーダパルスのトリガ時刻と一致する、複数の同じ非減少掃引セグメントを含むであろう。以下の説明では、そのようなトリガ時刻に対応する周波数をトリガ周波数と呼ぶ。それゆえ、非線形周波数掃引は、同じ掃引持続時間Ｔ_SW、同じ全周波数変化範囲ΔＦ及び同じパルス繰返し間隔Ｔ_PRIを有する、基本的な線形掃引において生じる全てのトリガ時刻及びトリガ周波数の値を保持するであろう。

同様に、下方掃引全体は、複数の非増加掃引セグメントを含むであろう。適当な掃引セグメントの一例が図５ｂに示される。

実際の用途では、自動車用ＦＭＩＣＷレーダは、周波数上方掃引及び周波数下方掃引を交互に繰返しながら生成し、図５ｃに示される周期的な「波形形状をした」三角パターンを形成するであろう。

図１１は、本発明による自動車用障害物検出システムを示す。このシステムは図１のシステムに類似しており、以下に説明される場合を除いて、同様の参照符号は同様の構成要素を示す。

図１１の実施形態は、図１に示される自動車用ＦＭＩＣＷレーダのブロックＣＭ、ＬＷＧ及びＶＣＯの代わりに、非線形周波数掃引発生器ＮＦＳＧを有する。図６は、非線形周波数掃引発生器ＮＦＳＧの簡略化した機能ブロック図である。非線形周波数掃引発生器ＮＦＳＧは、結合器ＣＰＬと、周波数／電圧コンバータＦＶＣと、差動増幅器ＤＩＦと、ループフィルタＬＰＦと、電圧制御発振器ＶＣＯと、非線形波形発生器ＮＷＧとを備える。

非線形波形発生器ＮＷＧは、タイミング／制御ユニットＴＣＵと、デジタル階段波発生器ＳＴＲと、デジタル掃引セグメント発生器ＳＷＴと、デジタル加算器ＡＤＤと、デジタル／アナログコンバータＤＡＣとを備える。

非線形波形発生器ＮＷＧの機能及び動作は以下のように要約することができる。
１．タイミング／制御ユニットＴＣＵが供給するトリガパルスＴＲの時間系列に応答して、「アップ／ダウン」（可逆）カウンタであり得るデジタル階段波発生器ＳＴＲが、交互に、昇順又は降順に連続した２進数ＳＴを生成する。階段波形の各「段」の持続時間は、パルス繰返し間隔Ｔ_PRIに等しい。
２．各パルス繰返し間隔Ｔ_PRI中に、デジタル掃引セグメント発生器ＳＷＴが、タイミング／制御ユニットＴＣＵから、Ｍ個のパルスから成る系列ＭＴを受信し、対数関数的な掃引セグメントに対してデジタル近似ＳＷを生成する。生成される掃引セグメントのタイプ、「アップ」又は「ダウン」は、デジタル階段波発生器ＳＴＲが供給する立ち上がり又は立ち下がりデジタル階段波パターンに直接対応する。
３．各掃引セグメントＳＷは、デジタル加算器ＡＤＤにおいて、階段波パターンの各段ＳＴ上に適当に重ね合わせられて、図５ｂの「波形形状をした」三角パターンのデジタル表現の要素ＣＳが生成される。その後、各デジタル表現ＣＳは、デジタル／アナログコンバータＤＡＣにおいて、個々の電圧値ＡＳに変換される。

デジタル掃引セグメント発生器ＳＷＴは、たとえば、その出力が、「ルックアップ」テーブルとして機能するリードオンリーメモリのアドレスとして利用される、適切なカウンタを用いて実現することができる。このメモリは、対数関数に対するデジタル近似を格納するであろう。たとえば、当業者に知られているように、「米国方式のmu-law」及び「欧州方式のA-law」と呼ばれる２つの適当な近似が、デジタル音声圧縮において幅広く用いられている。

「閉ループ」制御システムとして構成される、非線形周波数掃引発生器ＮＦＳＧの機能及び動作は、以下のように要約することができる。
１．出力周波数掃引ＦＳの電圧の一部が、結合器ＣＰＬによって進路を変更され、周波数／電圧コンバータＦＶＣに供給され、信号ＦＳの瞬時周波数に比例する電圧信号ＦＶが生成される。
２．２つの信号：電圧制御発振器ＶＣＯの瞬時周波数の軌跡を表すＦＶ、及び要求される「波形形状をした」階段波周波数パターンを表すＡＳが、差動増幅器ＤＩＦにおいて減算され、２つの周波数パターン、すなわち実際に生成される周波数パターンと要求される周波数パターンとの違いを示す、時間と共に変化する誤差電圧ＥＲが生成される。
３．時間と共に変化する誤差電圧ＥＲが、ローパス「ループ」フィルタＬＰＦにおいて処理され、制御電圧ＣＶが生成され、制御電圧ＣＶは、電圧制御発振器ＶＣＯの周波数が、要求される「波形形状をした」階段波周波数パターンに従うように変更する。

実際のハードウエアの実施態様では、非線形周波数掃引発生器ＮＦＳＧが用いる電圧制御発振器ＶＣＯは、たとえば、安価な市販の在庫用のＲＦデバイスを入手できることから、２ＧＨｚ周波数帯において動作することができる。その後、当該技術分野において知られているような、ＲＦ混合器と、それに接続される適当なバンドパスフィルタとの従来どおりの組み合わせによって、ＶＣＯ信号を、７７ＧＨｚ又は９５ＧＨｚのような所望の動作周波数まで「アップコンバート」することができる。

図７ａは、本発明の変更された実施形態において用いられる、異なる非線形周波数掃引の周波数／時間特性の一例を示す。この事例では、上方掃引全体は、複数の同じランプ掃引セグメントを含む。各掃引セグメントはトリガ時刻と、次のトリガ周波数に達する終了時刻Ｔ_Rとの間で傾きが一定であるので、最大レーダ距離は、終了時刻の値によって求められる距離に対応するであろう。そのような構成の結果として、距離が短くなるほど性能が高められるので、その構成は、クルーズコントロール及び「ストップ・アンド・ゴー（stop-and-go）」走行のような、自動車用レーダの短距離の用途において特に重要である。

図７ｂは、周波数下方掃引を構成するために用いられる掃引セグメントの一例を示す。

以下の実施例２は、従来の線形周波数掃引の代わりに、本発明のこの実施形態の区分的線形周波数掃引が用いられる場合の、自動車用ＦＭＩＣＷレーダの短距離性能の改善の可能性を解析する。

実施例２
再び、実施例１の概念的な自動車用ＦＭＩＣＷレーダについて検討し、線形掃引セグメントの持続時間が２μｓから４００ｎｓまで減少しているものと仮定する。そのような事例では、最大動作距離は６０ｍまで減少するが、周波数／時間特性の局所的な傾きが、２０Ｈｚ／ｎｓの概念的な値から１００Ｈｚ／ｎｓまで増加する。結果として、３ｍの距離にある障害物の場合、ビート周波数Ｆ_Dは、４００Ｈｚから２０００Ｈｚまで増加するであろう。それゆえ、この場合、時間間隔Ｔ_SW＝４ｍｓ及び１．３／Ｔ_SW＝３２５Ｈｚ（ハミング窓が用いられるとき）の周波数分解能の範囲内でスペクトル解析することによって距離を求める作業が、はるかに容易になるであろう。

図８は、図７ａ及び図７ｂの波形を生成するために図１１の構成において用いるための非線形（ただし、区分的線形）周波数掃引発生器ＮＦＳＧの簡略化した機能ブロック図である。

非線形周波数掃引発生器ＮＦＳＧは、電圧制御発振器ＶＣＯと、周波数掃引リニアライザＦＳＬと、アナログ／デジタルコンバータＡＤＣと、デジタル／アナログコンバータＤＡＣと、適当なメモリＭＥＭと、スイッチＳＷＣと、タイミング／制御ユニットＴＣＵとを備える。

周波数掃引リニアライザＦＳＬは、従来のＦＭＣＷレーダ及びＦＭＩＣＷレーダにおいて用いられる既知のシステムのうちの１つであることができる。リニアライザＦＳＬは、電圧制御発振器ＶＣＯの周波数の線形な変化を得るような形状を成す掃引電圧ＳＶを生成する。

図８に示されるシステムの機能及び動作は、以下のように要約することができる。
１．システムは２つのモードにおいて動作する。
−標準（フルレンジ）モード。このモードでは、電圧制御発振器ＶＣＯが、スイッチＳＷＣを介して、リニアライザＦＳＬから制御電圧ＳＶを受信する。
−レンジ縮小（ズーミング）モード。このモードでは、電圧制御発振器ＶＣＯは、スイッチＳＷＣを介して、デジタル／アナログコンバータＤＡＣから制御信号ＣＶを受信する。
２．システムが標準モードにおいて動作している場合、アナログ／デジタルコンバータＡＤＣが、タイミング／制御ユニットＴＣＵによって決定されるサンプリング時刻ＳＡにおいて、制御電圧ＳＶをサンプリングする。電圧ＳＶのサンプルの２値が、タイミング／制御ユニットＴＣＵによって供給される、メモリＭＥＭ内の場所ＡＤに格納される。掃引間隔Ｔ_SWが経過した後に、メモリＭＥＭは、電圧制御発振器ＶＣＯの線形な周波数変化を引き起こす、掃引電圧波形ＳＶの離散時間２値表現を収容しているであろう。
３．システムがレンジ縮小（ズーミング）モードにおいて動作している場合、デジタル／アナログコンバータＤＡＣが、メモリＭＥＭから、タイミング／制御ユニットＴＣＵによって決定された時点ＳＤにおいて、制御電圧ＳＶの格納されたサンプルの２値ＢＣを受信する。しかしながら、パルス繰返し間隔Ｔ_PRI中に、このパルス繰返し間隔Ｔ_PRIよりも短い時間間隔Ｔ_R内で次のトリガ周波数に達するように、「再生」過程の速度が上げられる。結果として、周波数／時間特性の局所的な傾きＳ_FTは、Ｔ_PRI／Ｔ_R倍だけ大きくなり、それにより、周波数、それゆえ距離測定が著しく改善されることになる。

図９は、２つの過程のタイミング図を概略的に示す。
− サンプルＳＶの取得
− 値ＣＶの生成

自動車用ＦＭＩＣＷレーダでは、２つの動作モードは入れ替わることができる。たとえば、調査過程の場合、フルレンジを走査し、潜在的な障害物を記録するために、標準モードが用いられることがある。一方、レーダの近くに位置する障害物を調査するために、縮小レンジ（ズーミング）モードを用いることができる。

また、図１１の実施形態は、１つの障害物しか存在しないことがある場合に、特に極めて短い距離において、自動車用ＦＭＩＣＷレーダの性能を改善することができるさらなる特徴部も含む。シグナルプロセッサモジュールＳＰＭは、任意のスペクトル解析の前に、処理される信号の周波数を２倍にする周波数２逓倍回路ＦＤを組み込む。結果として、ビート周波数の値は２倍になるので、周波数、それゆえ距離測定が大幅に改善されることになる。

周波数２逓倍回路ＦＤを信号二乗演算を実行するように構成することができる。図１０は、ビート周波数Ｆ_Dを表す正弦波包絡線を有するパルスの主要系列と、二乗回路の出力において結果として観測されるパルスの系列とを概略的に示す。結果として生成されるパルス系列の包絡線も正弦波であるが、これは周波数２Ｆ_Dで変化する。

自動車用ＦＭＩＣＷレーダにおいて非線形周波数掃引及び／又は周波数２逓倍（二乗による）を適用する結果として、測定されるビート周波数と、測定される距離との関係が非線形になるであろう。したがって、適当な周波数／距離変換が、信号処理アルゴリズムの中に含まれなければならないであろう。

二乗回路に代わる種々の回路があり得る。たとえば、回路ＦＤは、供給される信号の絶対値を導出するように構成されることができる。信号の２次高調波を導出するように構成される周波数２逓倍回路の代わりに、より高次の高調波を導出する回路を用いることもできる。

本発明の好ましい実施形態のこれまでの説明は、例示し、説明するために提示されてきた。それは、本発明を包括的に述べること、又は本発明を開示される厳密な形態に限定することは意図していない。これまでの説明に鑑みて、数多くの改変、変更及び変形によって、当業者が、意図される特定の用途に適した種々の実施形態において本発明を利用できるようになることは明らかである。

自動車用衝突回避のために用いられる従来のＦＭＩＣＷレーダシステムのブロック図である。 ａ）は、ＦＭＩＣＷレーダシステムにおいて用いられる線形変調パターンを示す図であり、ｂ）は、ＦＭＩＣＷレーダシステムの種々の点において観測されるパルス信号を示す図であり、ｃ）は、ビート信号の周波数を推定するために、ビート信号の包絡線を再構成する過程を示す図である。 従来技術に従って構成される、周波数掃引における非線形性を補償する、ネットワークのハードウエアの実施態様のブロック図である。 周波数及び距離を求める際に観測時間が有限であることの影響を示す図である。 ａ）は、本発明による、レーダシステムにおいて用いられる波形の一部の周波数／時間特性のセグメントの一例を示す図であり、ｂ）は、波形の別の部分の周波数／時間特性のセグメントの一例を示す図であり、ｃ）は、波形が周期的な「波形形状をした」三角パターンを形成し、周波数上方掃引及び下方掃引を交互に行う時間経過を示す図である。 図５ａ）〜ｃ）の波形を生成する非線形周波数掃引発生器の簡略化した機能ブロック図である。 ａ）は、本発明による、別のシステムにおいて用いられる波形の区分的に線形な周波数／時間特性の一例を示す図であり、ｂ）は、本発明による、別のシステムにおいて用いられる波形の区分的に線形な周波数／時間特性の一例を示す図である。 図７ａ）及びｂ）の波形を生成する区分的線形周波数掃引発生器の簡略化した機能ブロック図である。 本発明のシステムにおけるサンプルの取得及び値の生成の概略的なタイミング図である。 正弦波包絡線を有するパルスの主要系列と、本発明の実施形態において用いられる二乗演算を介して結果として得られるパルスの系列とを示す概略図である。 本発明によるＦＭＩＣＷレーダシステムのブロック図である。

Claims (11)

1. 物体までの距離を求める方法であって、
   周波数変調された主要信号を生成すること、
   前記主要信号から、基準信号及び呼掛け信号を導出することであって、該呼掛け信号は異なる周波数において断続的なパルスを含む、導出すること、
   前記呼掛け信号を送信すること、
   物体からの前記呼掛け信号の反射を含む受信信号を得ること、及び
   前記基準信号と前記受信信号とを合成して、前記物体の距離を示すビート周波数を導出することを含み、
   前記ビート周波数の高調波であって、少なくとも２次の高調波である、前記高調波を導出し、前記高調波から前記物体の距離を求めるステップを特徴とする、物体までの距離を求める方法。
2. 前記高調波は、前記基準信号と前記受信信号とを合成することによって得られる信号の絶対値を得ることによって導出される、請求項１に記載の方法。
3. 前記高調波は、前記基準信号と前記受信信号とを合成することによって得られる信号を二乗することによって導出される、請求項１に記載の方法。
4. 各パルスがパルス繰返し間隔の始めに送信され、
   前記主要信号は、後の部分よりも、各パルス繰返し間隔の前の部分において速い速度で変化する周波数を有する、請求項１〜３のいずれか一項に記載の方法。
5. 物体までの距離を求める方法であって、
   周波数変調された主要信号を生成すること、
   前記主要信号から、基準信号及び呼掛け信号を導出することであって、該呼掛け信号は異なる周波数において連続するパルスを含み、該パルスのそれぞれは、個々のパルス繰返し間隔の始めに送信される、導出すること、
   前記呼掛け信号を送信すること、
   物体からの前記呼掛け信号の反射を含む受信信号を得ること、及び
   前記基準信号と前記受信信号とを合成して、前記物体の距離を示すビート周波数を導出することを含み、
   前記主要信号は、後の部分よりも、各パルス繰返し間隔の前の部分において速い速度で変化する周波数を有することを特徴とする、物体までの距離を求める方法。
6. 前記各パルス繰返し間隔内で、前記主要信号の周波数は、連続して非線形に変化し、
   前記周波数は、前記パルス繰返し間隔の境界において不連続に変化する、請求項４又は５に記載の方法。
7. 前記各パルス繰返し間隔内で、前記主要信号の周波数は対数関数的に変化する、請求項６に記載の方法。
8. 前記各パルス繰返し間隔内で、前記主要信号の周波数は不連続に線形に変化する、請求項４又は５に記載の方法。
9. 前記各パルス繰返し間隔内の前記主要信号の周波数／時間特性は、他のパルス繰返し間隔内の特性をシフトしたものである、請求項４〜８のいずれか一項に記載の方法。
10. 前記主要信号が、後の部分よりも、前記各パルス繰返し間隔の前の部分において速い速度で変化する周波数を有する第１のモードと、前記主要信号が、多数のパルス繰返し間隔を通して線形に変化する周波数を有する第２のモードとの間で切り替わるステップを含む、請求項４〜９のいずれか一項に記載の方法。
11. 請求項１〜１０のいずれか一項に記載の方法に従って動作するように構成される装置。

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