CN101542298B - 电子电度表 - Google Patents

Abstract

常规的电子电度表不能达到充分小型化和降低成本的目的。在本发明的电子电度表内，在软件处理部(25)的控制下，电压传感器(13)和电流传感器(14)的检测输出和电流传感器(14)的基准电位经差分放大器(23)差分放大后，再由A/D变换器(24)通过A∑调制进行A/D变换。然后，分别从电压传感器(13)和电流传感器(14)的经A/D变换的检测输出中扣除经A/D变换的基准电位，由此计算出被测对象的使用电能量。对使用电能量的绝对误差的校正处理仅通过增益调整处理来执行。计算出的使用电能量在受液晶驱动器(5)控制的液晶显示部(6)上显示，并且作为脉冲信号传送给LED(15)。

Description

电子电度表

技术领域

本发明涉及根据经模数(A/D)变换装置变换得到的数字信号计算被测对象的使用电能量的电子电度表。 

背景技术

电子电度表的测量精度保证量程通常对于电压为额定值的±10％左右，而对于电流为额定值的6倍到1/40倍的宽量程。因此，为了以±1％的精度在测量精度保证量程内测量电流，要求分辨率为1/240×1％＝1/24,000，即1/24000，从而要求A/D变换器的分辨率为15比特左右。然而，包含在通常用作运算处理设备的微型计算机内的A/D变换器通常只具有10比特或最多12比特的分辨率，从而在使用这样的通用微型计算机的电子电度表内，分辨率就不足了。因此，为了弥补包含在微型计算机内的A/D变换器的分辨率的不足，常规的电子电度表就用与所测量的电流的幅度相应的放大因子对被测电流进行放大。例如，在专利文献1中所描述的常规的电子电度表内，放大因子根据经整流和平均的被测电流的电平和放大装置的额定电平自动调整，在放大装置内根据经调整的放大因子对电流传感器的输出进行放大。此外，有一种常规电子电度表，将多个放大器配置在多个级内，如图1所示，以便能按照被测电流的幅度用不同的放大因子对被测电流进行放大。 

这种电子电度表配置成包括通用微型计算机1。微型计算机1配有逐次逼近型A/D变换器2和根据在A/D变换器2内变换得出的数字数据执行运算的软件处理部3。将输入信号放大5倍的放大器9、10、11和12连接成4个级，通过选择开关7接到A/D变换器2上。电压传感器13和电流传感器14通过选择开关8接到第一级内的放大器9上。选择开关8可以择一地切换连接到端子8a、8b和8c中的任一端 子。在切换连接到端子8a时，所选择和测量的是来自电压传感器13的电压信号；在切换连接到端子8b时，所选择和测量的是来自电流传感器14的电流信号；而在切换连接到端子8c时，所选择和测量的是传感器13和14的检测输出的基准电位。选择开关7可以择一地切换连接到端子7a、7b、7c和7d中的任一端子，以便选择用来放大电流传感器14所检测的电流信号的放大器的级数。在切换连接到端子7a时，所选择的是一级的放大器9，使输入信号放大5倍。此外，在切换连接到端子7b时，所选择的是二级的放大器9和10；在切换连接到端子7c时，所选择的是三级的放大器9至11；而在切换连接到端子7d时，所选择的是四级的放大器9至12；从而将输入信号分别放大5²倍、5³倍和5⁴倍。 

控制LED(发光二极管)15和液晶显示(LCD)部6的液晶显示驱动器(LCD驱动器)5接到软件处理部3上。软件处理部3将在A/D变换器2内变换成数字数据的电压值和电流值相乘，计算出电功率，再将电功率累积，计算出电能量。计算出的电能量在液晶显示部6上显示，并且根据计算出的电能量产生与使用电能量成正比的脉冲信号，以接通和断开LED 15。 

图2为示出在上述软件处理部3内对电能量的计算处理的概要的流程图。 

在电能量的计算处理中，首先执行电流伪A/D变换处理(见图2中的步骤(以下示为S)1)。在这个处理中，将选择开关8切换连接到端子8b后，舍弃由A/D变换器2最初变换得到的电流值的数字数据，以提高电流测量精度。接着，执行电流预A/D变换处理(S2)。在这个处理中，执行确定放大器9至12中用来放大电流信号的放大器的最佳级数的测量处理。接着，执行电流实A/D变换处理(S3)。在这个处理中，通过切换选择开关7，选择在S2确定的级数的放大器，而在电流传感器14输出的检测信号经所选择的这些放大器放大后，由A/D变换器2执行将检测信号变换成数字数据的处理。接着，执行电压伪A/D变换处理(S4)。在这个处理中，如在S1的电流伪A/D变 换处理中那样，将选择开关8切换连接到端子8a后，舍弃由A/D变换器2最初变换得到的电压值的数字数据，以便提高电压测量精度。接着，执行电压实A/D变换处理(S5)。在这个处理中，通过切换选择开关7，选择单级放大器9，电压传感器13输出的检测信号经放大器9放大后，由A/D变换器2执行将检测信号变换成数字数据的处理。 

接着，从在S3中得到的电流值和在S5得到的电压值中扣除通过上次的S13的处理(将在稍后说明)而得到的偏置量，再计算出电功率(瞬时功率)(S6)。这个偏置量是在放大器9至12中的每个放大器内输入为零时A/D变换器2输出的电压，而在S6的电功率计算公式表示为(电压值-偏置量)×(电流值-偏置量)。 

接着，执行增益调整处理(S7)。具体些说，将在S6中所得到的电功率计算结果增大与在S2中所确定的级数的放大器的放大因子一致的预定倍数，从而执行增益调整。随后，执行增益误差校正处理(S8)。具体些说，执行消除电功率计算结果中由于确定各个放大器9至12的放大因子的内阻的误差而引起的误差的处理。接着，执行通过将S6至S8的处理所得到的电功率数据累积(累计)而计算电能量的处理(S9)。根据电功率累积处理计算得到的电能量，将与使用电能量成正比的脉冲信号输出给LED 15(S10)，并且在液晶显示部6上显示计算出的电能量。 

接着，执行偏置量伪A/D变换处理(S11)。在这个处理中，将选择开关8切换连接到端子8c后，舍弃A/D变换器2最初得出的偏置量数据，以提高各个放大器9至12的偏置量测量精度。接着，执行偏置量实A/D变换处理(S12)。在这个处理中，通过切换选择开关7，按序测量放大器9至12的各级的偏置量，再由A/D变换器2将测得的偏置量变换成数字数据。对偏置量执行几次测量，再根据测量结果计算出偏置量的平均值(S13)。根据因此得到的偏置量，执行下次的电功率计算处理(S6)，如上所述。 

专利文献1：日本专利公开No.2004-177228(段落[0025]至[0031]) 

发明内容

然而，在以上所说明的图1所示的常规电子电度表中，由于放大器9至12连接成多个级的配置，必需通过S2的电流预A/D变换处理确定放大器的最佳级数，必需通过S11的偏置量伪A/D变换处理测量各个级的放大器9至12的偏置量，以及必需针对放大器9至12的各个级存储通过S12的偏置量实A/D变换处理测得的若干次的偏置量值。此外，需要通过S7的增益调整处理对各个级的各个放大器9至12执行增益调整，而且需要通过S8的增益误差校正处理校正各个级的各个放大器9至12的电阻误差。因此，在以上所说明的图1所示的常规电子电度表内，需要许多处理，软件规模大，需要大的数据存储容量，从而需要具有大存储器容量的微型计算机。 

此外，由于处理量增大，必需通过提高微型计算机1的操作时钟频率来提高处理速度，从而微型计算机1的电流消耗大。此外，由于放大器9至12连接成多个级的配置，模拟电路部分的规模大，从而增大基片尺寸，而且模拟电路部分的电流消耗也大。因此，在图1所示的常规电子电度表内不能使用小型电源。此外，随着电流消耗的增大，电源输出电压的起伏范围变大，因此，在图1所示的常规电子电度表内，需要用来稳定电源的输出电压的电路组件，从而使成本增大。此外，在微型计算机1的操作时钟频率提高时，微型计算机1所产生的电磁噪声的辐射电场强度的影响变大。因此，在图1所示的常规电子电度表内，需要增强抗噪声性能(EMC)的诸如电磁屏蔽之类的对抗措施，在这一点上也要使成本增大。 

因此，在图1所示的常规电子电度表内，没有能够充分达到减小产品尺寸和降低成本的目的。 

本发明为了解决以上问题提出了一种电子电度表，这种电子电度表包括： 

检测被测对象的电压的电压传感器； 

检测被测对象的电流的电流传感器； 

按序重复择一地选择和输出电压传感器的检测输出、电流传感器的检测输出或电路地线的基准电位的选择开关， 

差分放大选择开关的输出信号的电位和所述电路地线的基准电位的差分放大装置，以及 

运算处理设备，含有将差分放大装置输出的模拟信号变换成数字信号的A/D变换装置和根据A/D变换装置输出的数字信号对被测对象的使用电能量进行运算的运算装置， 

所述电子电度表的特征在于： 

每当选择开关被切换时，A/D变换装置通过Δ∑调制执行A/D变换，并在该变换完成后停止操作；以及 

运算装置根据通过从在选择开关选择电压传感器的检测输出和电流传感器的检测输出中的至少一个检测时A/D变换装置的输出中扣除在选择开关选择基准电位时A/D变换装置的输出所得到的数字信号计算被测对象的使用电能量。 

按照这种配置，电压传感器的检测输出、电流传感器的检测输出和这些检测输出的基准电位通过A/D变换装置内的Δ∑调制从模拟信号变换成数字信号。运算装置从变换成数字信号的电压传感器和电流传感器的检测输出中的至少一个检测输出中扣除变换成数字信号的基准电位，从而从电压传感器和电流传感器的各自检测输出中扣除了差分放大装置和A/D变换装置的偏置量。被测对象的使用电能量用扣除了偏置量的电压传感器和电流传感器的各自检测输出计算。 

在A/D变换装置内在Δ∑调制时用过采样进行精细采样从而高分辨率地将模拟信号变换成数字信号，因此放大装置不需要为了弥补A/D变换装置的分辨率不足而配置成具有多个级。因此，即使放大装置不配置成具有多个级，也能在整个宽量程上以高精度测量需要宽的测量精度保证量程的电流传感器的检测输出。此外，由于放大装置不需要配置成具有多个级，因此也就不必确定放大器的最佳级数、测量各级各个放大器的偏置量和将若干次测得的放大器各级的偏置量值存储在RAM内。此外，也就不必通过增益调整处理执行对各级每个放大器的增益调整和通过增益误差校正处理校正每个放大器的电阻误差。于是，处理量减少，从而减小了软件的规模，并且数据存储容量也减小。因此，运算处理设备只需要小容量的存储器。此外，由于处理量减少，运算处理设备的操作时钟频率可以压低，从而它的电流消耗可以减小。此外，由于放大装置不需要配置成具有多个级，因此模拟电路部分的规模变小，这可以减小基片尺寸和减小模拟电路部分的电流消耗。于是，可以用小型电源作为电子电度表的电源。此外，由于电流消耗减小从而可以使电源的输出电压的波动幅度减小，因此就不需要如在常规电子电度表内那样的用于稳定电源的输出电压的电路组件，从而成本可以压低。此外，由于可以压低运算处理设备的操作时钟频率，因此可以减小由于运算处理设备所产生的电磁噪声而引起的辐射电场强度的影响，从而可以节约与实现抗噪措施有关的成本。结果，按照本发明的电子电度表，可以充分达到减小产品尺寸和降低成本的目的。 

此外，用差分放大装置作为放大装置，可以将偏压加到从放大装置输出的来自至少电流传感器的检测信号上。因此，即使电流传感器的检测信号在负的范围内改变，也可以通过施加偏压使检测信号成为在正的范围内改变，电流传感器的检测信号经放大装置放大后可以由A/D变换装置变换成数字信号。此外，由于用差分放大装置作为放大装置，因此即使有噪声加到输入端上，这噪声也被抵消掉，从而可以消除噪声的影响。因此，输入信号可以得到高精度的放大。 

此外，在完成对电压传感器和电流传感器的检测输出和这些检测输出的基准电位的每个变换时，A/D变换装置的操作就停止，作好A/D变换装置启动下一变换的准备。因此，每个变换就可以由A/D变换装置从A/D变换装置停止的状态迅速执行。于是，在不停止A/D变换装置的操作连续执行变换时，在启动变换时通过等待A/D变换装置完成上个变换操作之类来推迟启动下一变换，从而每个变换不能按固定的时间间隔执行，但是按照这种配置，每个变换的启动可以按固定的时间间隔执行。结果，被测对象的电压和电流的测量定时和偏置量的测 量定时按固定的时间间隔执行，从而可以精确执行被测对象的使用电能量的计算处理。 

此外，本发明的特征在于：运算装置通过将使用电能量乘以预定倍数或者通过调整与使用电能量相应的脉冲输出的阈值来校正使用电能量的绝对误差。 

按照这种配置，通过将计算出的使用电能量乘以与放大装置的放大因子一致的预定倍数，校正计算出的使用电能量的绝对误差。此外，通过调整与计算出的使用电能量相应的脉冲输出的阈值，调整脉冲输出的定时，按照实际使用电能量输出脉冲，从而校正计算出的使用电能量的绝对误差。因此，可以通过将计算出的使用电能量乘以预定倍数或者通过调整脉冲输出的阈值来校正计算出的使用电能量的绝对误差，从而增大了设计电子电度表的自由度。 

此外，本发明的特征在于：在电压传感器的检测输出的基准电位被设置在与电流传感器的检测输出的基准电位不同的电位时，运算装置根据通过只从在选择开关选择电压传感器的检测输出和电流传感器的检测输出中任一个的检测输出时A/D变换装置的输出中扣除在选择开关选择基准电位时A/D变换装置的输出所得到的数字信号计算被测对象的使用电能量。 

按照这种配置，根据传感器各自的检测输出计算出的功率值为直流分量，而在没有扣除基准电位的那个检测输出内出现的放大装置和A/D变换装置的偏置量成为电压正的和负的均等出现的交流分量，可以在使用电能量的累计处理过程中通过积分处理除去。于是，只对电流传感器的检测输出和电压传感器的检测输出之一执行扣除经A/D变换装置变换的基准电位，就可以从计算出的使用电能量中除去放大装置和A/D变换装置的偏置量。因此，简化了被测对象的使用电能量的计算处理，减小了软件的规模，减小了运算处理设备的存储器容量，并且降低了操作时钟频率，从而能进一步减小电流消耗。 

此外，本发明的特征在于：在A/D变换装置完成对电压传感器和电流传感器的检测输出和这些检测输出的基准电位中任一个的变换 后，运算处理设备立即将选择开关切换成使它进行下一选择，再过一段时间之后，运算处理设备使A/D变换装置执行下一变换。 

按照这种配置，在A/D变换装置完成对电压传感器和电流传感器的检测输出和这些检测输出的基准电位中任一个的变换时，选择开关立即被切换，再过一段时间之后，才由A/D变换装置对由经切换的选择开关输入的信号执行变换。因此，A/D变换装置的每个变换都在选择开关被切换后过了一定时间输入A/D变换装置的信号稳定的状态下启动。因此，消除了引起测量误差的因素，从而A/D变换装置可以精确执行每个变换。 

此外，本发明的特征在于：A/D变换装置的基准电压被设置在与运算处理设备的工作电压相同的电位。 

按照这种配置，可以将向A/D变换装置提供基准电压的电源和向运算处理设备提供工作电压的电源做成一个公共电源。因此，不必单独配备向A/D变换装置提供基准电压的电源，从而可以达到进一步减小产品尺寸和降低成本的目的。 

按照本发明，如上所述，可以提供能充分达到减小产品尺寸和降低成本的目的的电子电度表。 

附图说明

图1为示出常规电子电度表的电路配置的概要的框图； 

图2为示出图1所示电度表内电能量计算处理的概要的流程图； 

图3为示出按照本发明的一个实施例的电子电度表的电路配置的概要的框图； 

图4为图3所示框图的部分详细电路图； 

图5为示出图3所示电度表内电能量计算处理的概要的流程图； 

图6为示出图5所示电能量计算处理的详细情况的流程图； 

图7为示出按照本发明第一修改例的电子电度表的电路配置的概要的框图； 

图8为示出按照本发明第二修改例的电子电度表的电路配置的概要的框图； 

图9为示出按照本发明第三修改例的电子电度表的电路配置的概要的框图； 

图10为示出按照本发明第四修改例在电子电度表内所累积的使用电能量与所产生的脉冲信号的关系的图；以及 

图11为按照本发明第五修改例用于电子电度表的A/D变换器的内部电路图。 

具体实施方式

下面，将对实施本发明的最佳方式进行说明。 

图3为示出按照本实施例的单相二线制电子电度表的电路配置的概要的框图。此外，图4为图3所示框图的部分详细电路图。在图3和4中，与图1中的相同或相应部件将用相同的标注数字和字符标示。 

按照本发明的电子电度表配置成包括电压传感器13、电流传感器14、通用微型计算机21和液晶显示部6。配置为运算处理设备的微型计算机21包括选择开关22、差分放大器23、A/D变换器24、软件处理部25、液晶显示驱动器5和LED 15，而电路地线(GND)连接到为0V的基准电位V_SS上。 

电压传感器13配置成分压电路，用电阻器13a、13b和13c对电源端子P0与P1之间的输入电压V·sinωt分压，再检测和输出出现在电阻器13c两端的经分压的电压E_V·sinωt，作为被测对象的电压。电阻器13c所连接的信号地线设置为具有偏压V_COM(1.8V)的电位，偏压V_COM为加到基准电位V_SS上的微型计算机21的工作电压V_DD(3.6V)的二分之一，如图4所示。电流传感器14配置成旁路电阻器14a，检测和输出由于在负载端1S和1L之间通过负载电流I·sinωt而在旁路电阻器14a的两端之间出现的电压E_I·sinωt，作为被测对象的电流。电源端子P1和负载端1S接到与微型计算机21的基准电位相同的0V上，而0V也是电流传感器14的检测输出的基准电位。因此，在本实 施例中，电流传感器14的检测输出的基准电位和电压传感器13的检测输出的基准电位分别设置为0V和1.8V，相互不同。 

选择开关22可以择一地切换连接到端子22a、22b和22c中任一个。在切换连接到端子22a时，选择电压传感器的检测输出，在切换连接到端子22b时，选择电流传感器14的检测输出，而在切换连接到端子22c时，选择电流传感器14的基准电位。因此，选择开关22择一地地选择和输出电压传感器13或电流传感器14的检测输出或者检测输出的基准电位。 

差分放大器23通过选择开关22接到上述各个传感器13和14上，向A/D变换器24输出它的放大输出。差分放大器23和A/D变换器24具有带加到电路地线(0V)上的电源26所产生的偏压V_COM(1.8V)的电位，作为基准电位，它们都由微型计算机21的工作电压V_DD(3.6V)供电，进行工作。 

如图4所示，差分放大器23的倒相输入端(-)通过电阻器23a接到选择开关22的输出端上，从而选择开关22所选择的来自传感器13或14的检测输出或者它的基准电位被输入倒相输入端(-)。此外，非倒相输入端(+)通过电阻器23b接到电流传感器14的为0V的基准电位上，而通过电阻器23c接到电源26上。此外，电阻器23d配置在差分放大器23的倒相输入端(-)与输出端之间，以便提供负反馈。差分放大器23配置成对选择开关22所选择的至少电流传感器14的检测输出进行放大的放大装置，并配置成对输入倒相输入端(-)和非倒相输入端(+)的输入信号进行差分放大的差分放大装置。 

A/D变换器24接到差分放大器23的输出端上。微型计算机21按固定的时间间隔切换选择开关22，使得A/D变换器24按固定时间间隔执行对电压传感器13和电流传感器14的检测输出和检测输出的基准电位的各个变换。A/D变换器24参考基准电压V_ref通过Δ∑调制将从差分放大器23输入的信号从模拟信号变换成数字信号。A/D变换器24配置成通过Δ∑调制将电压传感器13和电流传感器14的检测输出和电流传感器14的基准电位从模拟信号变换成数字信号的A/D变 换装置。 

软件处理部25接到A/D变换器24的输出端上。与使用电能量成正比的脉冲信号所加到的LED 15和控制液晶显示部6的显示的液晶显示驱动器5接到软件处理部25上。软件处理部25通过将经A/D变换器24变换成数字信号的电压传感器13的检测输出与电流传感器14的检测输出相乘计算出电功率，再将计算出的电功率累积，计算出被测对象的使用电能量。通过液晶显示驱动器5的控制，将计算出的使用电能量在液晶显示部6上显示。此外，软件处理部25还产生与计算出的使用电能量成正比的脉冲信号。在所产生的脉冲信号输出时，电流流入LED 15，从而LED 15发光。LED 15所发射的光由光接收传感器检测，通过使用与使用电能量成正比的脉冲信号执行对电能量测量精度的检测处理。软件处理部25配置成根据经A/D变换器24变换得到的数字信号运算被测对象的使用电能量的运算装置。 

图5为示出上述软件处理部25对使用电能量进行计算处理的概要的流程图。 

在本实施例的使用电能量计算处理中，首先执行电流A/D变换处理(见图5中的S21)。在这个处理中，选择开关22被切换连接到端子22b，从而通过A/D变换器24的Δ∑调制将经差分放大器23放大的电流传感器14的检测输出从模拟信号变换成数字信号。随后，执行电压A/D变换处理(S22)。在这个处理中，选择开关22被切换连接到端子22a，从而通过A/D变换器24的Δ∑调制将经差分放大器23放大的电压传感器13的检测输出从模拟信号变换成数字信号。 

接着，从在S21变换成数字信号的电流值和在S22变换成数字信号的电压值中扣除在上次的S27的处理(这将在稍后说明)中变换成数字信号的偏置量，再根据扣除了偏置量的电流值和电压值计算出电功率(S23)。偏置量是在差分放大器23的输入为零时在A/D变换器24的输出端上出现的电压，在上述S23的处理中功率计算公式示为(电压值-偏置量)×(电流值-偏置量)。 

接着，执行增益调整处理(S24)。在这个处理中，通过将在S23 计算出的电功率数据乘以事先按照差分放大器23的放大因子确定的因子对瞬时功率的绝对误差进行校正。接着，将经S23和S24处理得到的电功率数据累积，计算出使用电能量(S25)，而计算出的使用电能量在液晶显示部6上显示。此外，还产生与计算出的使用电能量成正比的脉冲信号，而所产生的脉冲信号输出给LED 15(S26)。 

接着，执行偏置量A/D变换处理(S27)。在这个处理中，选择开关22被切换连接到端子22c，从而将为0V的基准电位输入差分放大器23，受到差分放大。随后，通过A/D变换器24的Δ∑调制将经差分放大的基准电位变换成数字信号，再计算出差分放大器23和A/D变换器24的偏置量。在下次的S23的功率计算处理中，如上所述从电压值和电流值中扣除经S27的偏置量A/D变换处理得到的偏置量，再计算出电功率。 

图6为示出上述使用电能量计算处理的详细情况的流程图。使用电能量计算处理作为微型计算机21的定时器中断处理执行。 

在对定时器中断处理的中断定时计时的定时器的所计时间达到T_SS(＝500μs)时，定时器中断处理启动。在定时器中断处理中，微型计算机21首先确定T_S2标志是否已设置(见图6中的S31)。T_S2标志在执行电压A/D变换处理(见图5中的S22)时在S39中设置，如稍后要说明的那样。在确定结果为“否”时，微型计算机21随后确定V_OFF进行中标志是否已设置，也就是说，确定是否正在进行对差分放大器23和A/D变换器24的偏置量的测量(S32)。V_OFF进行中标志在执行偏置量A/D变换处理(见图5中的S27)时在S45中设置，如稍后要说明的那样。在没有执行偏置量A/D变换处理而S32的确定结果为“否”时，微型计算机21在定时器内设置时间T_S1(＝93μs)(S33)，使定时器启动时间T_S1定时。在执行时间T_S1定时时，执行至如下所示的S39的一系列处理。此外，由于S33的定时器设置，在过了T_S1的时间就出现下一定时器中断，启动S41的电压Δ∑A/D变换。接着，微型计算机21启动电流A/D变换处理(见图5中的S21)(S34)。此时，由于选择开关22已经在稍后要说明的S56的处理中被切换连接 到端子22b，因此电流传感器14的检测输出就输出给A/D变换器24。接着，微型计算机21确定在S34启动的电流A/D变换处理是否已完成(S35)，而在确定结果为“是”时，微型计算机21立即停止A/D变换器24的操作(S36)。随后，微型计算机21将选择开关22切换连接到端子22a，以将状态设置为使电压传感器13的检测输出被输入到差分放大器23(S37)，并为启动下一电压Δ∑A/D变换(见S41)作好准备。 

接着，将通过从在S34和S35的处理变换成数字信号的电流传感器的检测输出值(AD值)中扣除在稍后要说明的S55中已经变换成数字信号的偏置量值(V_OFF值)所得到的值(电流值-偏置量)设置入微型计算机21所含有的RAM(随机存取存储器)的没有示出的操作数据存储区，作为供电功率计算使用的电流值(S38)。接着，微型计算机21将T_S2标志设置(S39)，从而结束这个定时器中断处理。 

此外，在TS2标志已设置从而S31的确定结果为“是”时，微型计算机21在定时器内设置时间T_S2(＝T_SS-T_S1＝500-93＝407μs)(S40)，使定时器启动时间T_S2定时。在执行时间T_S2定时时，执行至如下所示的S49的一系列处理。由于S40的定时器设置，在过了T_S2的时间就出现下一定时器中断，从而启动S52的V_OFFΔ∑A/D变换。接着，微型计算机21启动电压A/D变换处理(见图5中的S22)(S41)。此时，由于选择开关22已经在S37的处理中被切换连接到端子22a，因此电压传感器13的检测输出就输出给A/D变换器24。接着，微型计算机21确定在S41启动的电压A/D变换处理是否已完成(S42)，而在确定结果为“是”时，微型计算机21立即停止A/D变换器24的操作(S43)。微型计算机21将选择开关22切换连接到端子22c，以将状态设置为使电流传感器14的基准电位被输入到差分放大器23(S44)，将V_OFF进行中标志设置(S45)，并为启动下一V_OFFΔ∑A/D变换(见S52)作好准备。 

接着，微型计算机21将通过从在S41和S42的处理中变换成数字信号的电压传感器13的检测输出值(AD值)中扣除已经在稍后要 说明的S55中变换成数字信号的偏置量值(V_OFF值)所得到的值(电压值-偏置量)设置入微型计算机21所含有的RAM内的没有示出的操作数据存储区域，作为供在电功率计算中使用的电压值(S46)。接着，微型计算机21将在S39设置的T_S2标志清除(S47)，随后将在S38设置入操作数据存储区域的电流值与设置入操作数据存储区域的电压值相乘，计算出电功率(S48)。对于在S48中计算出的电功率数据，执行上述增益调整(见图5中的S24)和电功率累积处理(见图5中的S25)，从而计算出使用电能量，同时对它的绝对误差进行校正。接着，根据计算出的使用电能量，产生与使用电能量成正比的脉冲信号(S49)，结束这个定时器中断处理。所产生的脉冲信号输出给LED 15，如上所述(见图5中的S26)。 

此外，在V_OFF进行中标志已设置从而S32的确定结果为“是”时，微型计算机在定时器内设置时间T_SS(＝500μs)(S51)，使定时器启动时间T_SS定时。在执行时间T_SS定时时，执行如下所示的至S57的一系列处理。由于S51的定时器设置，在过了T_SS的时间就出现下一定时器中断，从而启动S34的电流Δ∑A/D变换。接着，微型计算机21启动偏置量A/D变换处理(见图5中的S27)(S52)。此时，由于选择开关22已经由S44的处理切换连接到端子22c，因此电流传感器14的基准电位就输出给A/D变换器24。接着，微型计算机21确定在S52启动的偏置量A/D变换处理是否已完成(S53)，而在确定结果为“是”时，微型计算机21立即停止A/D变换器24的操作(S54)。随后，微型计算机21将在S52和S53的处理中变换成数字信号的偏置量值(V_OFF值)设置入微型计算机21所含有的RAM的操作数据存储区域(S55)。随后，微型计算机21将选择开关22切换连接到端子22b，以将状态设置为使电流传感器14的检测输出被输入到差分放大器23(S56)，并为启动下一电流Δ∑A/D变换(见S34)作好准备。接着，微型计算机21将在S45设置的V_OFF进行中标志清除(S57)，并结束定时器中断处理。 

按照本实施例的电子电度表，电压传感器13的检测输出、电流 传感器14的检测输出和这些检测输出的基准电位如上面所说明的那样通过A/D变换器24内的Δ∑调制从模拟信号变换成数字信号(见图5中的S21、S22和S27，以及图6中的S34、S41和S52)。通过软件处理部25内的运算，从变换成数字信号的电压传感器13和电流传感器14的各自检测输出中扣除变换成数字信号的基准电位(见图6中的S38和S46)，从而从电压传感器13和电流传感器14的各自检测输出中扣除了差分放大器23和A/D变换器24的偏置量。被测对象的使用电能量用扣除了偏置量的电压传感器13和电流传感器14的各自检测输出计算(见图5中的S23和S25，以及图6中的S48)。 

在A/D变换器24内在Δ∑调制时用过采样对数字信号进行精细采样从而高分辨率地将模拟信号变换成数字信号，因此放大装置不需要如在常规电子电度表内那样为了弥补A/D变换器的分辨率配置成具有多个级。因此，需要宽的测量精度保证量程的电流传感器14的检测输出可以在整个宽量程上高精度测量，而不需要将放大装置配置成具有多个级。此外，由于放大装置不需要配置成具有多个级，因此也就不必确定放大器的最佳级数、测量各级放大器的偏置量和将测得的各级放大器几次的偏置量值存储在RAM内。此外，也不必通过增益调整处理对各级的每个放大器执行增益调整和通过增益误差校正处理对各级的放大器执行电阻误差校正。于是，减少了处理量，从而可以减小软件处理部25内的软件规模，并且可以减小包含在微型计算机21内的RAM的数据存储容量。因此，可以减小微型计算机21所需的RAM的存储器规模。此外，由于减小了处理量，因此可以降低微型计算机21的操作时钟频率，从而可以减小电流消耗。此外，由于放大装置不需要配置成具有多个级，因此可以减小模拟电路部分的规模，从而可以减小包含在电子电度表内的电子电路基片，而且可以减小模拟电路部分的电流消耗。于是，可以用小型电源作为电子电度表的电源。此外，由于减小电流消耗也就可以减小电源输出电压的起伏范围，因此不需要如在常规电子电度表内那样的稳定电源输出电压的电路组件，从而可以压缩成本。由于可以降低微型计算机21的操作时钟频率， 因此可以减小微型计算机21所产生的电磁噪声引起的辐射电场强度的影响，从而可以压低与实现抗噪的措施有关的成本。结果，按照本实施例的电子电度表，可以充分达到减小产品尺寸和降低成本的目的。 

此外，由于用差分放大器23作为放大装置，可以将偏压V_COM加到差分放大器23输出的电压传感器13和电流传感器14的检测信号上。因此，即使电压传感器13和电流传感器14的检测信号在负的电压范围内变化，通过施加偏压V_COM也可以使检测信号成为在正的范围内变化的信号，电压传感器13和电流传感器14的检测信号经差分放大器23放大后，可以用A/D变换器24变换成数字信号。此外，由于用差分放大器23作为放大装置，即使有噪声加到它的倒相输入端(-)和非倒相输入端(+)上，这噪声也会被抵消掉，从而可以消除噪声的影响。因此，传感器13和14的各自检测信号可以得到高精度的放大。 

此外，在本实施例中，按T_S1+T_S2+T_SS(＝1000μs)的固定时间间隔分别执行S34的电流Δ∑A/D启动、S41的电压Δ∑A/D启动和S52的V_OFFΔ∑A/D启动。在用A/D变换器24完成对任何电压传感器13和电流传感器14的检测输出和这些检测输出的基准电位的变换时，立即切换选择开关22(见图6中的S37、S44和S56)，再过一段时间之后才用A/D变换器24对由经切换的选择开关22输入的信号执行变换(见图6中的S34、S41和S52)。因此，每个用A/D变换器24执行的变换都在选择开关22被切换后过了一定时间输入A/D变换器24的信号稳定的状态下启动。因此，消除了产生测量误差的因素，从而可以用A/D变换器24精确执行每个变换。 

此外，在本实施例中，在完成对电压传感器13和电流传感器14的检测输出和这些检测的基准电位的每个变换时，A/D变换器24的操作立即停止(见图6中的S36、S43和S54)，执行为启动下一个用A/D变换器24执行的变换的准备。因此，每个用A/D变换器24执行的变换就可以从A/D变换器24停止的状态迅速实现。于是，在不停止A/D变换器24的操作连续执行变换时，在启动变换时通过等待A/D 变换器24的上个变换操作完成之类来推迟下一变换的启动，每个变换的启动不能按固定时间间隔执行，但是按照本实施例，每个变换的启动可以按1000(＝93+407+500)μs的固定时间间隔执行(见图6中的S34、S41和S52)。结果，被测对象的电压和电流的测量定时和偏置量的测量定时按预定的时间间隔执行，从而被测对象的使用电能量的计算处理可以精确执行。 

在以上所说明的实施例中，说明了用公式(电压值-偏置量)×(电流值-偏置量)执行电功率计算(见图5中的S23和图6中的S38、S46和S48)的情况，但是本发明并不局限于这种情况。如在以上所说明的实施例中，在电流传感器14的检测输出的基准电位(0V)与电压传感器13的检测输出的基准电位(1.8V)相互不同时可以使软件处理部25内的运算具有只从经A/D变换器24变换的电流传感器14的检测输出中扣除经A/D变换器24变换的电流传感器14的检测输出的基准电位(偏置量消除)的配置。 

具体地说，在这种配置中，不执行图6中的S46的从电压传感器13所检测的电压值中扣除偏置量的处理，而电功率用公式(电压值)×(电流值-偏置量)计算。即使只在电流侧执行偏置量消除而不在电压侧执行偏置量消除，也可以精确计算使用电能量，如下所示。 

在图4中的电源端子P0与P1之间的电压设为V·sinωt、电压传感器13的信号地线设为V_COM、差分放大器23和A/D变换器24的偏置量设为V_OFF、电阻器13a、13b和13c的电阻值分别设为R₁、R₂和R₃而α＝R₃/(R₁+R₂+R₃)时，电压传感器13根据出现在电阻器13c两端的电压E_V·sinωt测得的电压的A/D变换结果为 

E_v·sin ωt+V_OFF

＝(V·sinωt-V_COM)×α+V_OFF

此外，由于电流I·sinωt在负载端1L与1S之间流过，在旁路电阻器14a的两端出现电压E_I·sinωt，因此电流传感器14测得的电流的A/D变换结果为 

E_I·sinωt+V_OFF

因此，可按如下所示计算电功率。 

电功率 

＝(电压值)×(电流值-偏置量) 

＝(E_V·sinωt+V_OFF)×(E_I·sinωt+V_OFF-V_OFF) 

＝{(V·sinωt-V_COM)×α+V_OFF}×(E_I·sinωt+V_OFF-V_OFF) 

＝(α·V·sinωt-α·V_COM+V_OFF)×E_I·sinωt 

＝α·V·E_I·sin²ωt-E_I(α·V_COM-V_OFF)sinωt 

在这种情况下，根据传感器13和14的各自检测输出计算出的电功率值具有第一项的直流分量(α·V·E_I·sin²ωt)，但是在没有扣除基准电位的电压传感器13的检测输出内出现的差分放大器23和A/D变换器24的偏置量V_OFF成为第二项的正、负变化的交流分量E_I(α·V_COM-V_OFF)sinωt，在图5中S25的电功率累积处理中通过积分处理变成零。因此，在电压侧不执行偏置量消除的情况下，在电功率计算时自动消除了V_OFF的影响。具体地说，在以上说明的公式中如果满足α·V＝E_V，就可以用下式1： 

${\∫}_0^t{E}_V\·E_I\·{\sin }^2\mathrm{\ωtdt}-{\∫}_0^t{E}_I(\mathrm{\α}\·V_{\mathrm{COM}}-V_{\mathrm{OFF}})\sin \mathrm{\ωtdt}$

$=-\frac{E_V\·E_I}{2}{\∫}_0^t(\cos 2\mathrm{\ωt}-1)\mathrm{dt}-E_I(\mathrm{\α}\·V_{\mathrm{COM}}-V_{\mathrm{OFF}}){\∫}_0^t\sin \mathrm{\ωtdt}$

$=-\frac{E_V\·E_I}{2}{[\frac{1}{2\mathrm{\ω}}\·\sin 2\mathrm{\ωt}-t]}_0^t-E_I(\mathrm{\α}\·V_{\mathrm{COM}}-V_{\mathrm{OFF}})\×{[-\frac{1}{\mathrm{\ω}}\·\cos \mathrm{\ωt}]}_0^t$

$=-\frac{E_V\·E_I}{2}(\frac{1}{2\mathrm{\ω}}\·\sin 2\mathrm{\ωt}-t)-E_I(\mathrm{\α}\·V_{\mathrm{COM}}-V_{\mathrm{OFF}})\×(-\frac{1}{\mathrm{\ω}}\·\cos \mathrm{\ωt}+\frac{1}{\mathrm{\ω}})$

$=-\frac{E_V\·E_I}{2}\{\frac{1}{2\mathrm{\ω}}\·\sin (2\mathrm{\ω}\·\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\ω}})-t\}-E_I(\mathrm{\α}\·V_{\mathrm{COM}}-V_{\mathrm{OFF}})\×\{-\frac{1}{\mathrm{\ω}}\·\cos (\mathrm{\ω}\·\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\ω}})+\frac{1}{\mathrm{\ω}}\}$

$=-\frac{E_V\·E_I}{2}(\frac{1}{2\mathrm{\ω}}\·\sin 4\mathrm{\π}-t)-E_I(\mathrm{\α}\·V_{\mathrm{COM}}-V_{\mathrm{OFF}})\×(-\frac{1}{\mathrm{\ω}}\·\cos 2\mathrm{\π}+\frac{1}{\mathrm{\ω}})$

$=\frac{E_V\·E_I\·t}{2}$

计算在时间0至t期间所计算的使用电能量。其中，作了sin²ωt＝-(cos2ωt-1)/2的变换。此外，由于ω＝2πf＝2π/t，作了t＝2π/ω的变换。 

在这里，由于E_V和E_I都是峰值，因此在上述使用电能量用有效值表示时，满足下式2： 

$\frac{\sqrt{2}{E}_V\·\sqrt{2}{E}_I\·t}{2}$

$=E_V\·E_I\·t$

因此，即使在电压侧没有执行偏置量消除，在电功率计算时也可以自动消除V_OFF的影响。 

按照以上所说明的配置，只对电流传感器14的检测输出执行扣除经A/D变换器24变换的基准电位，从而可以从计算出的使用电能量中扣除差分放大器23和A/D变换器24的偏置量。因此，简化了被测对象的使用电能量的计算处理，减小了软件的规模，从而可以减小微型计算机的存储器规模，而且可以降低操作时钟频率，使电流消耗进一步减小。 

此外，在以上所说明的配置中，如3和4所示，所描述的情况是，电流传感器14的检测输出的基准电位和电压传感器13的检测输出的基准电位分别设置为0V和1.8V，而只从经A/D变换器24变换的电流传感器14的检测输出中扣除经A/D变换器24变换的电流传感器14的检测输出的基准电位，但本发明并不局限于这种情况。例如，也可以采用这样的配置：将电流传感器14的检测输出的基准电位设置为信号地线的基准电位(例如，为1.8V)，将电压传感器13的检测输出的基准电位设置为电路地线的基准电位V_SS(例如，为0V)，将选择开关22的端子22c接到电路地线的基准电位V_SS上，从而只从经A/D变换器24变换的电压传感器13的检测输出中扣除经A/D变换器24变换的电压传感器13的检测输出的基准电位。 

如上面所说明的那样，根据传感器13和14各自的检测输出计算出的电功率值体现为直流分量，而出现在基准电位没有扣除的那个的检测输出内的差分放大器23和A/D变换器24的偏置量成为正、负电压均等出现的交流分量，通过在使用电能量的累计处理过程中的积分处理(见图5中的S25)除去。于是，只对电流传感器14的检测输出和电压传感器13的检测输出之一执行扣除经A/D变换器24变换的基准电位，就可以从所计算的使用电能量中除去差分放大器23和A/D变换器24的偏置量。因此，简化了被测对象的使用电能量的计算处理，减小了软件的规模，减小了微型计算机的存储器容量，以及降低了操作时钟频率，从而能进一步减小电流消耗。 

此外，在以上所说明的实施例中，描述了一对电压传感器13和电流传感器14配置成通过选择开关22接到差分放大器23上的情况，但是也可以采用包括多对电压传感器和电流传感器的多单元电子电度表的配置。 

图7为示出包括三对电压传感器和电流传感器的电子电度表的电路配置的概要的框图。在这个图中，与图3中的相同或相应部件标以 相同的标注数字和字符，而不再对它们进行说明。 

在基于本配置的多单元电子电度表内，电压传感器13A、13B和13C和电流传感器14A、14B和14C通过选择开关42接到包含在微型计算机41内的差分放大器23上。电流传感器14A至14C各配置为电流互感器或Rogowski线圈，而由软件处理部25a为每对各自的单元执行电功率计算。除了这几点，采用与在以上所说明的实施例中的相同的配置。在这种配置中，提供与在以上所说明的实施例中的电子电度表类似的操作效果。 

此外，在以上所说明的实施例中，描述了电压传感器13和电流传感器14两者的检测输出都由差分放大器23放大的情况，但本发明并不局限于这种情况。与作为被测对象的电流相比，作为被测对象的电压的测量精度保证量程不是宽的量程，而且检测信号的幅度大。因此，如图8所示，可以采用电压传感器13直接接到A/D变换器24上而不接到差分放大器23上的配置。在这个图中，与图3中的相同或相应部件标以相同的标注数字和字符，而不再对它们进行说明。 

在本配置中，除了用两个选择开关22和52将电压传感器13接到A/D变换器24上而不接到差分放大器上、在软件处理部25b内的处理与本配置一致而有所不同这两点之外，采用与在以上所说明的实施例中的相同的配置。 

在将电压传感器13的检测输出输入到A/D变换器24和变换成数字信号时，选择开关22和52如图8所示被切换成分别连接端子22a和52a，从而使电压传感器13的检测输出通过选择开关22和52直接输入A/D变换器24。此外，在将电流传感器14的检测输出输入到A/D变换器24和变换成数字信号时，选择开关22和52被切换连接到端子22b和52b，从而使电流传感器14的检测输出经差分放大器23放大后输入A/D变换器24。此外，在将电流传感器14的基准电位输入A/D变换器24和变换成数字信号时，选择开关22和52被切换成分别连接端子22c和52b，从而使电流传感器14的基准电位经差分放大器23放大后输入A/D变换器24。于是，在这种配置中，也提供与在以上所 说明的实施例中的电子电度表类似的操作效果。 

此外，在以上所说明的实施例中，描述了差分放大器23包含在微型计算机21内部的A/D变换器24的前级内的情况，但本发明并不局限于这种情况。差分放大器23可以包含在微型计算机21内，或者可以配置在微型计算机21外。 

图9为示出配置成差分放大器23在微型计算机21外的电子电度表的电路配置的概要的框图。在这个图中，与图3中的相同或相应的部件标以相同的标注数字和字符，而不再对它们进行说明。 

在本配置中的微型计算机61为包括放大器63的通用微型计算机，放大器63通过选择开关62接到A/D变换器24上。此外，电流传感器14通过配置在微型计算机61外的选择开关65和差分放大器64接到在微型计算机61内的选择开关22上。本配置除了这几点和在软件处理部25c内与这几点相应的处理有所不同这点之外配置与以上所说明的实施例相同。 

在将电压传感器13的检测输出输入到A/D变换器24变换成数字信号时，选择开关22和62被切换成如图9所示分别连接端子22a和62a。电压传感器13的检测输出通过选择开关22和62直接输入A/D变换器。此外，在将电流传感器14的检测输出输入到A/D变换器24变换成数字信号时，选择开关65、22和62被切换成分别连接端子65a、22b和62b。电流传感器14的检测输出经差分放大器64和放大器63放大后输入A/D变换器24。此外，在将电流传感器14的基准电位输入A/D变换器24变换成数字信号时，选择开关65、22和62被切换成分别连接端子65b、22c和62b。电流传感器14的基准电位经差分放大器64和放大器63放大后输入A/D变换器24。于是，在这种配置中，也提供与在以上所说明的实施例中的电子电度表类似的操作效果。 

此外，在以上所说明的实施例中，描述了使用电能量通过在增益调整处理(见图5中的S24)中将瞬时电功率乘以预定倍数予以校正的情况，但本发明并不局限于这种情况。 

图10为示出所累积的使用电能量(见图5中的S25)与软件处 理部25输出给LED 15的脉冲信号之间的关系的图。图10中的(a)示出了按照历经时间累积的使用电能量，而图10中的(b)示出了在使用电能量达到图10的(a)中所示的固定值(阈值)时相应输出的脉冲信号的输出时序。在图10的(a)和(b)中，横坐标轴为时间轴。 

在不需要校正使用电能量的绝对误差时，将脉冲输出的阈值设置成如图10的(a)中的实线所示。在软件处理部25中所累积的使用电能量达到α时，输出一个脉冲信号，如图10的(b)所示，并且将所累积的使用电能量重置为“0”。此后，以同样方式，每当过了时间t和使用电能量达到阈值α时，就输出一个脉冲信号。阈值α调整成在额定电压和额定电流加到电子电度表上时使时间t成为常数而脉冲信号频率成为例如6.4Hz。然而，实际累积得到的使用电能量的增加率按照各组件的精度之类，诸如传感器13和14各自的内部电阻值、加到A/D变换器24上的基准电压V_ref的值和差分放大器23的增益误差，变小和变大，如图10的(a)中的虚线和点划线所示的锯齿波形那样。在增加率这样改变时，使用电能量达到阈值α的节拍就会改变，因此通过调整与使用电能量相应的脉冲输出的阈值，对使用电能量的绝对误差进行校正。具体些说，在使用电能量的增加率变小时，如图10的(a)中的虚线所示，将阈值从α改变为β(α＞β)。此外，在使用电能量的增加率变大时，如点划线所示，将阈值从α改变为γ(α＜γ)。通过这样调整阈值，脉冲输出的节拍得到调整，于是按照实际使用电能量输出脉冲信号，从而校正了计算出的使用电能量的绝对误差。 

计算出的使用电能量的绝对误差可以通过图5中的S24的增益调整将使用电能量乘以与差分放大器23的放大因子一致的预定倍数来校正，但也可以通过如上所述调整脉冲输出的阈值来校正。因此，增大了设计这种电子电度表的自由度。 

此外，在以上所说明的实施例中，描述了传感器13和14的检测信号和基准电位都由差分放大器23放大的情况，但本发明并不局限于这种情况。例如，在图3和图4所示的电子电度表内，传感器13和14各自的检测信号和基准电位可以按照A/D变换器24而不是放大器 23的输入电容器比放大。图11为示出配置在A/D变换器24内的开关电容积分电路。 

A/D变换器24配置成包括接到它的输出侧上的运算放大器71和比较器72。运算放大器71的输入侧和输出侧通过保持电容器79和80反馈连接。此外，各具有电容Ci的对输入信号进行采样的采样电容器73和74以及各具有电容Cr的进行反馈的反馈电容器75和76接到运算放大器71的输入侧。切换开关77和78分别接到反馈电容器75和76上，这两个开关77和78由比较器72的输出切换，而基准电压+V_ref或-V_ref加到反馈电容器75和76上。采样电容器73接到上面所提到的选择开关22上，传感器13和14的各自检测输出和基准电位按照选择开关22的切换输入采样电容器73。此外，采样电容器74接到电流传感器14的基准电位上，从而为0V的基准电位输入采样电容器74。 

在以上所说明的配置中，输入采样电容器73和74的信号分别经输入电容比Ci/Cr的放大因子差分放大和Δ∑调制后从模拟信号变换成数字信号。于是，在这种配置中，也提供与以上所说明的实施例类似的操作效果。 

此外，在以上所说明的实施例中，描述了电压传感器13配置成分电压电阻器13a至13c而电流传感器14配置成旁路电阻器14a的情况，但电压传感器13和电流传感器14的类型可以适当加以改变。例如，可以使用图7中所示的电流互感器(CT)、Rogowski线圈之类作为电流传感器14。 

此外，在以上所说明的实施例中，描述了通过切换选择开关22在A/D变换器24内对电流传感器14的检测输出、电压传感器13的检测输出和电流传感器14的基准电位按这个次序执行A/D变换处理(见图5中的S21、S22和S27)的情况，但这个对各个信号的A/D变换处理的次序可以适当加以改变。 

此外，在以上所说明的实施例中，描述了加到A/D变换器24上的基准电压V_ref是与微型计算机21的工作电压V_DD分开单独配备的情况，但本发明并不局限于这种情况。例如，可以将A/D变换器24的 基准电压V_ref设置在与微型计算机21的工作电压V_DD相同的电位，从而可以将向A/D变换器24提供基准电压V_ref的电源和向微型计算机21提供工作电压V_DD的电源做成一个公共电源。按照这种配置，不必单独配备向A/D变换器24提供基准电压V_ref的电源，从而可以进一步达到减小产品尺寸和降低成本的目的。 

此外，在以上所说明的实施例的定时器中断处理中，将时间T_S1、T_S2和T_SS分别设置为93μs、407μs和500μs，而将微型计算机21的偏压V_COM和工作电压V_DD分别设置为1.8V和3.6V，但T_S1、T_S2和T_SS以及V_COM和V_DD并不局限于这些值，而是可以适当加以改变的。 

此外，在以上所说明的实施例中，描述了为了提高电压传感器13的耐压性能将电阻器13a和13b串联地接在电源端子P0与电阻器13c之间的情况，但接在电源端子P0与电阻器13c之间的电阻器也可以是一个，也就是说，这些电阻器的个数是可以适当加以改变的。 

产业适用性

在以上所说明的实施例中，描述了本发明应用于单相二线制电子电度表的情况，但本发明也可以应用于根据经A/D变换装置变换的数字信号对被测对象的使用电能量进行运算的单相三线制、三相三线制之类的各种电子电度表。在本发明应用于这样的各种电子电度表时，也提供与以上所说明的实施例类似的操作效果。 

Claims (5)

1.一种电子电度表，包括：

检测被测对象的电压的电压传感器；

检测被测对象的电流的电流传感器；

按序重复择一地选择和输出所述电压传感器的检测输出、所述电流传感器的检测输出或电路地线的基准电位的选择开关；

差分放大所述选择开关的输出信号的电位和所述电路地线的基准电位的差分放大装置；以及

运算处理设备，含有将所述差分放大装置输出的模拟信号变换成数字信号的A/D变换装置、以及根据A/D变换装置输出的数字信号对被测对象的使用电能量进行运算的运算装置，

所述电子电度表的特征在于：

每当所述选择开关被切换时，所述A/D变换装置通过Δ∑调制执行A/D变换，并在该变换完成后停止操作；以及

所述运算装置根据数字信号来计算被测对象的使用电能量，该数字信号是通过从在所述选择开关选择所述电压传感器的检测输出和所述电流传感器的检测输出中的至少一个检测输出时所述A/D变换装置的输出中扣除在所述选择开关选择所述基准电位时所述A/D变换装置的输出而得到的。

2.按照权利要求1所述的电子电度表，其特征在于：所述运算装置通过将所述使用电能量乘以预定倍数或者通过调整与所述使用电能量相应的脉冲输出的阈值，校正所述使用电能量的绝对误差。

3.按照权利要求1所述的电子电度表，其特征在于：

在所述电压传感器的检测输出的基准电位被设置在与所述电流传感器的检测输出的基准电位不同的电位时，所述运算装置根据数字信号来计算被测对象的使用电能量，该数字信号是通过只从在所述选择开关选择所述电压传感器的检测输出和所述电流传感器的检测输出中的任一检测输出时所述A/D变换装置的输出中扣除在所述选择开关选择所述基准电位时所述A/D变换装置的输出而得到的。

4.按照权利要求1所述的电子电度表，其特征在于：所述运算处理设备在所述A/D变换装置完成对所述电压传感器和所述电流传感器的检测输出以及这些检测输出的基准电位中的任一个的变换后立即将所述选择开关切换成使它进行下一选择，再过一段时间之后，所述运算处理设备使所述A/D变换装置执行下一变换。

5.按照权利要求1所述的电子电度表，其特征在于：所述A/D变换装置的基准电压被设置在与所述运算处理设备的工作电压相同的电位。

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