JP5531214B2 - 電流センサ - Google Patents

Description

本発明は、電流の大きさを測定する電流センサに関する。特に、測定精度の低下が抑制された電流センサに関する。

電気自動車やハイブリッドカーにおけるモータ駆動技術などの分野では、比較的大きな電流が取り扱われるため、このような用途向けに、大電流を非接触で測定することが可能な電流センサが求められている。そして、このような電流センサとして、被測定電流によって生じる磁界の変化を磁気センサによって検出する方式のものが実用化されている。また、磁気センサを用いる電流センサは、外乱磁界の影響による測定精度の低下が問題となるため、これを抑制する方式が提案されている。

外乱磁界の影響による測定精度の低下を抑制する方式としては、例えば、二つの磁気センサの出力信号の差動をとるものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。この構成では、二つの磁気センサの出力信号において、被測定電流が形成する磁界の影響が逆相で現れ、外乱磁界の影響が同相で現れるため、その差動を取ることで外乱磁界の影響を除去することができる。なお、磁気センサの出力信号はアナログ信号であるから、当該方式では、差動演算を含むすべての補正処理がアナログ信号に基づいて行われる。

一方で、すべての補正処理をアナログ信号に基づいて行うのではなく、一部の処理をデジタル信号に基づいて行う方式も提案されている（例えば、特許文献２参照）。この方式では、差動アンプによって差動をとった後に、アナログデジタル変換器を用いてアナログ差動値をデジタル信号に変換し、その後の処理を行っている。

特開２００２−１３１３４２号公報 国際公開第２００８／０４７４２８号パンフレット

上述のように、アナログ信号を用いてすべての補正処理を行う場合には、その補正精度を向上させるために、可変抵抗の調整や、抵抗等のレーザートリミングといった調整手法を用いる必要がある。しかしながら、これらの手法はワンタイムのものであって再度の調整が難しく、また、コスト的にも不利であった。一方、特許文献２に記載の方式では、このような問題はある程度解消され得るが、アナログ差動値にノイズが残存する場合などにおいては適切な補正が難しくなるという問題がある。

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、適切な補正処理を可能にして、測定精度の低下を抑制することができる電流センサを提供することを目的とする。

本発明の電流センサは、被測定電流が通流する電流線の周囲に配置され、前記被測定電流からの誘導磁界により逆相の出力信号を出力する第一の磁気センサおよび第二の磁気センサと、前記第一の磁気センサに接続され、前記第一の磁気センサの出力信号をアナログ信号からデジタル信号へと変換して出力する第一のアナログデジタル変換器と、前記第二の磁気センサに接続され、前記第二の磁気センサの出力信号をアナログ信号からデジタル信号へと変換して出力する第二のアナログデジタル変換器と、前記第一のアナログデジタル変換器および前記第二のアナログデジタル変換器に接続され、前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号と前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号とを差動演算し、演算値を出力する演算装置と、を具備することを特徴とする。

この構成によれば、第一の磁気センサの出力信号と第二の磁気センサの出力信号とを、個別のデジタル信号に変換することができる。つまり、第一の磁気センサの出力信号が独自に有する情報と、第二の磁気センサの出力信号が独自に有する情報と、が残存した状態で後の補正処理（演算処理）を行うことになるため、第一の磁気センサの出力信号が独自に有する情報と、第二の磁気センサの出力信号が独自に有する情報と、を補正処理に用いることができるようになる。よって、第一の磁気センサの出力信号と第二の磁気センサの出力信号とのアナログ差動値をデジタル信号に変換する場合などと比較して、より適切な補正が可能になる。そして、これにより、電流測定精度の低下を効果的に抑制することができる。

なお、本明細書において、「電流線」の用語は、電流を導くことが可能な構成要素を示すにすぎず、その形状が「線」状であることを限定する趣旨で用いるものではない。たとえば、「電流線」には、板状の導電部材や、薄膜状の導電部材などが含まれる。

本発明の電流センサにおいて、前記第一の磁気センサおよび前記第二の磁気センサは、前記電流線を中心として点対象に配置され、かつ、感度軸方向が同じになるように配置されることがある。この構成によれば、差動演算によって、外部磁界の影響を容易にキャンセルすることができる。

本発明の電流センサにおいて、前記第一の磁気センサおよび前記第二の磁気センサには、前記被測定電流からの誘導磁界により特性が変化する磁気センサ素子と前記磁気センサ素子の近傍に配置され、前記誘導磁界を相殺するキャンセル磁界を発生するフィードバックコイルとを含む磁気平衡式センサが用いられることがある。この構成によれば、応答速度が速く、温度依存の小さい電流センサを容易に実現できる。

本発明の電流センサにおいて、前記磁気センサ素子は、磁気抵抗効果素子であることがある。この構成によれば、磁気抵抗効果素子によって、十分な電流測定精度を確保することができる。

本発明の電流センサにおいて、前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号（以下、Ｏ_１−１と表記する）に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号（以下、Ｏ_１−２と表記する）の変化量（以下、Δ_１と表記する）と、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号（以下、Ｏ_２−１と表記する）に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号（以下、Ｏ_２−２と表記する）の変化量（以下、Δ_２と表記する）と、の差が閾値（以下、Δ_ｔｈと表記する）を超える場合に、前記第一のサンプリングにおける演算値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力することがある。この構成では、第一のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量Δ_１と第二のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量Δ_２とを比較して、これらのずれが大きい場合には、測定精度が低い状態にあるものとみなして新たな測定データを放棄している。これにより、測定精度の低下を抑制することができる。

本発明の電流センサにおいて、前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−１に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−２の変化量Δ_１が、閾値Δ_ｔｈを超え、かつ、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−１に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−２の変化量Δ_２が、閾値Δ_ｔｈを超える場合に、前記第一のサンプリングにおける演算値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力することがある。この構成では、第一のアナログデジタル変換器の出力信号と第二のアナログデジタル変換器の出力信号がいずれも大きく変化する場合には、測定精度が低い状態にあるものとみなして新たな測定データを放棄している。これにより、測定精度の低下を抑制することができる。

本発明の電流センサにおいて、前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−１に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−２の変化量Δ_１と、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−１に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−２の変化量Δ_２と、の差が閾値Δ_ｔｈを超える場合に、エラー信号を出力することがある。この構成によれば、システムの動作異常などを防ぐことができる。

本発明の電流センサにおいて、前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−１に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−２の変化量Δ_１が、閾値Δ_ｔｈを超え、かつ、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−１に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−２の変化量Δ_２が、閾値Δ_ｔｈを超える場合に、エラー信号を出力することがある。この構成によれば、システムの動作異常などを防ぐことができる。

本発明の電流センサにおいて、前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−１に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−２の変化量Δ_１と、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−１に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−２の変化量Δ_２と、の差が閾値Δ_ｔｈを超える場合に、前記第二のサンプリングにおける、前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−２と前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−２との差動値に、１未満の係数を乗じて得られる値から算出される値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力することがある。この構成では、第一のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量と第二のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量とを比較して、これらのずれが大きい場合には、測定精度が低い状態にあるものとみなして新たな測定データの重み付けを小さくしている。これにより、測定精度の低下を抑制することができる。

本発明の電流センサにおいて、前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−１に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−２の変化量Δ_１が、閾値Δ_ｔｈを超え、かつ、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−１に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−２の変化量Δ_２が、閾値Δ_ｔｈを超える場合に、前記第二のサンプリングにおける、前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−２と前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−２との差動値に、１未満の係数を乗じて得られる値から算出される値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力することがある。この構成では、第一のアナログデジタル変換器の出力信号と第二のアナログデジタル変換器の出力信号がいずれも大きく変化する場合には、測定精度が低い状態にあるものとみなして新たな測定データの重み付けを小さくしている。これにより、測定精度の低下を抑制することができる。

本発明の電流センサにおいて、前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−１に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−２の変化量Δ_１と、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−１に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−２の変化量Δ_２と、の差が閾値Δ_ｔｈを超える場合に、エラー信号を出力することがある。この構成によれば、システムの動作異常などを防ぐことができる。

本発明の電流センサにおいて、前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−１に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−２の変化量Δ_１が、閾値Δ_ｔｈを超え、かつ、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−１に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−２の変化量Δ_２が、閾値Δ_ｔｈを超える場合に、エラー信号を出力することがある。この構成によれば、システムの動作異常などを防ぐことができる。

本発明の電流センサにおいて、前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−１に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−２の変化量Δ_１が閾値Δ_ｔｈを超え、かつ、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−１に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−２の変化量Δ_２が閾値Δ_ｔｈを超えない場合に、前記第一のサンプリングにおける演算値に、変化量Δ_２の２倍の値を加えた値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力し、前記第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−１に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−２の変化量Δ_１が閾値Δ_ｔｈを超えず、かつ、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−１に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−２の変化量Δ_２が閾値Δ_ｔｈ超える場合に、前記第一のサンプリングにおける演算値に、変化量Δ₁の２倍の値を加えた値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力することがある。この構成では、第一のアナログデジタル変換器の出力信号または第二のアナログデジタル変換器の出力信号のいずれかが大きく変化する場合には、大きく変化した出力信号は測定精度が低い状態にあるものとみなして、大きく変化した出力信号を放棄し、大きく変化していない出力信号の変化量を採用している。これにより、測定精度の低下を抑制することができる。

本発明の電流センサは、第一の磁気センサの出力信号と第二の磁気センサの出力信号とを、個別のデジタル信号に変換することができるため、第一の磁気センサの出力信号と第二の磁気センサの出力信号との差動値をデジタル信号に変換して用いる場合などと比較して、より適切な補正が可能になる。このため、電流測定精度の低下を効果的に抑制することができる。

本発明の電流センサの構成例を示す模式図である。 演算装置における処理フローの例を説明する図である。 演算装置における処理フローの例を説明する図である。 演算装置における処理フローの例を説明する図である。 演算装置における処理フローの例を説明する図である。 演算装置における処理フローの例を説明する図である。

本発明者らは、逆相の出力信号を出力する第一の磁気センサおよび第二の磁気センサを差動アンプに直接接続するのではなく、第一の磁気センサおよび第二の磁気センサのそれぞれにアナログデジタル変換器を接続することで、より適切な補正が可能になることを見出した。これは、アナログ信号からデジタル信号への変換を、差動値算出などの補正処理（演算処理）の前段階で行うことによって、第一の磁気センサの出力信号が独自に有する情報と、第二の磁気センサの出力信号が独自に有する情報と、を残存させて利用することができるためである。

すなわち、本発明の骨子は、アナログ信号からデジタル信号への変換を、差動値算出などの補正処理（演算処理）の前段階で行うことによって、第一の磁気センサの出力信号が独自に有する情報と、第二の磁気センサの出力信号が独自に有する情報と、を利用して、より適切な補正を可能にしようとするものである。演算装置の上流側（処理の流れの上流側）にアナログデジタル変換器を有する、と言い換えても良い。以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

図１は、本発明に係る電流センサ１のブロック図の例である。図１に示される電流センサ１は、第一の磁気センサ１１Ａおよび第二の磁気センサ１１Ｂと、第一の磁気センサ１１Ａおよび第二の磁気センサ１１Ｂの制御を行う制御部１３と、を有する。

第一の磁気センサ１１Ａは、磁気平衡式センサであり、被測定電流によって発生する磁界を打ち消す方向の磁界を発生可能に配置されたフィードバックコイル１１１Ａと、磁気検出素子である二つの磁気抵抗効果素子及び二つの固定抵抗素子からなるブリッジ回路１１３Ａとから構成されている。また、第二の磁気センサ１１Ｂも第一の磁気センサ１１Ａと同様に、被測定電流によって発生する磁界を打ち消す方向の磁界を発生可能に配置されたフィードバックコイル１１１Ｂと、磁気検出素子である二つの磁気抵抗効果素子及び二つの固定抵抗素子からなるブリッジ回路１１３Ｂとから構成されている。なお、ここでは、磁気平衡式センサを用いているが、磁気比例式センサを用いても良い。

制御部１３は、第一の磁気センサ１１Ａのブリッジ回路１１３Ａの差動出力を増幅し、フィードバックコイル１１１Ａのフィードバック電流を制御する差動・電流アンプ１２１Ａと、第一の磁気センサ１１Ａのフィードバック電流を電圧に変換するＩ／Ｖアンプ１２３Ａと、Ｉ／Ｖアンプ１２３Ａの出力をデジタル信号に変換する第一のアナログデジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）１２５Ａとを含む。また、制御部１３は、第二の磁気センサ１１Ｂのブリッジ回路１１３Ｂの差動出力を増幅し、フィードバックコイル１１１Ｂのフィードバック電流を制御する差動・電流アンプ１２１Ｂと、第二の磁気センサ１１Ｂのフィードバック電流を電圧に変換するＩ／Ｖアンプ１２３Ｂと、Ｉ／Ｖアンプ１２３Ｂの出力をデジタル信号に変換する第二のアナログデジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）１２５Ｂとを含む。また、制御部１３は、差動演算などの各種処理を行う演算装置として、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａおよび第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂに接続されたＭＣＵ（マイクロコントローラユニット：Ｍｉｃｒｏ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ Ｕｎｉｔ）１２７を含む。

フィードバックコイル１１１Ａ、１１１Ｂは、ブリッジ回路１１３Ａ、１１３Ｂの磁気抵抗効果素子の近傍に配置されており、被測定電流により発生する誘導磁界を相殺するキャンセル磁界を発生する。ブリッジ回路１１３Ａ、１１３Ｂの磁気抵抗効果素子としては、ＧＭＲ（Ｇｉａｎｔ Ｍａｇｎｅｔｏ Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）素子やＴＭＲ（Ｔｕｎｎｅｌ Ｍａｇｎｅｔｏ Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）素子などを用いることができる。磁気抵抗効果素子は、被測定電流からの誘導磁界の印加により抵抗値が変化するという特性を有する。このような特性を有する二つの磁気抵抗効果素子と二つの固定抵抗素子を用いてブリッジ回路１１３Ａ、１１３Ｂを構成することにより、高感度の電流センサを実現することができる。また、磁気抵抗効果素子を用いることにより、電流センサを設置する基板面と平行な方向に感度軸を配置し易くなり、平面コイルを使用することが可能となる。

ブリッジ回路１１３Ａ、１１３Ｂは、それぞれ、被測定電流により生じた誘導磁界に応じた電圧差を生じる二つの出力端子を備える。ブリッジ回路１１３Ａ、１１３Ｂがそれぞれ有する二つの出力端子からの二つの出力は、差動・電流アンプ１２１Ａ、１２１Ｂで差動増幅され、差動増幅された出力がフィードバックコイル１１１Ａ、１１１Ｂに電流（フィードバック電流）として与えられる。このフィードバック電流は、誘導磁界に応じた電圧差に対応する。フィードバック電流がフィードバックコイル１１１Ａ、１１１Ｂに与えられると、当該フィードバック電流によって、誘導磁界を相殺するキャンセル磁界が発生する。そして、誘導磁界とキャンセル磁界とが相殺される平衡状態となったときにフィードバックコイル１１１Ａ、１１１Ｂを流れる電流が、Ｉ／Ｖアンプ１２３Ａ、１２３Ｂで電圧に変換され、センサ出力となる。

なお、差動・電流アンプ１２１Ａ、１２１Ｂにおいては、電源電圧を、Ｉ／Ｖ変換の基準電圧＋（フィードバックコイル抵抗の定格内最大値×フルスケール時フィードバックコイル電流）に近い値に設定することで、フィードバック電流が制限され、磁気抵抗効果素子やフィードバックコイルを保護する効果が得られる。また、ここではブリッジ回路１１３Ａ、１１３Ｂの二つの出力の差動を増幅してフィードバック電流に用いたが、ブリッジ回路１１３Ａ、１１３Ｂからは中点電位のみを出力とし、所定の基準電位との電位差をもとにしたフィードバック電流を用いてもよい。

第一のアナログデジタル変換器１２５Ａおよび第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂは、アナログ信号である第一の磁気センサ１１Ａおよび第二の磁気センサ１１Ｂの出力を、デジタル信号に変換して出力する。変換方式には、並列比較型、逐次比較型、二重積分型、パイプライン型、デルタシグマ型などがあるが、これらは要求される精度や応答速度などに応じて適宜選択することができる。

ＭＣＵ１２７は、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａおよび第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂからのデジタル信号を受けて、あるタイミングにおける第一のアナログデジタル変換器１２５Ａおよび第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力と、その直前のタイミングにおける第一のアナログデジタル変換器１２５Ａおよび第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力とを比較する。そして、二つのアナログデジタル変換器の出力が共に同相で大きく変化している場合や、一方のアナログデジタル変換器の出力のみが大きく変化している場合には、測定精度が低い状態であるとして、その測定データを放棄し、または、重み付けを小さくする。このような判定を行うのは、電流変化に起因する出力変化は逆相の変化として表れ、同相の変化や、一方のみの変化としては表れないためである。

より具体的には、ＭＣＵ１２７は、（１）第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力信号の変化量Δ_１と第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力信号の変化量Δ_２とを比較して、その差が閾値Δ_ｔｈより大きい場合には、その測定データを放棄し、直前のタイミングで取得されたデータを用いる補正処理、（２）第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との符号が同じで、Δ_１の絶対値およびΔ_２の絶対値が、それぞれ、あらかじめ決められている閾値Δ_ｔｈより大きい場合には、その測定データを放棄し、直前のタイミングで取得されたデータを用いる補正処理、（３）第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力信号の変化量Δ_１と第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力信号の変化量Δ_２とを比較して、その差が閾値Δ_ｔｈより大きい場合には、その測定データの重み付けを小さくする補正処理、（４）第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との符号が同じで、Δ_１の絶対値およびΔ_２の絶対値が、それぞれ、あらかじめ決められている閾値Δ_ｔｈより大きい場合には、その測定データの重み付けを小さくする補正処理、などを行う。

また、ＭＣＵ１２７は、（５）第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値、または、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値のいずれか一方のみが、あらかじめ決められている閾値Δ_ｔｈより大きい場合に、その一方の測定データを放棄する補正処理、を行う場合がある。なお、ＭＣＵ１２７は、他に、差動値の取得、差動値のゲインとオフセットの補正、などの演算処理が行える構成であっても良い。

上述のように、本実施の形態における電流センサ１では、第一の磁気センサ１１Ａの出力信号と第二の磁気センサ１１Ｂの出力信号とを、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａと第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂとによって個別のデジタル信号に変換することができる。つまり、第一の磁気センサ１１Ａの出力信号が独自に有する情報と、第二の磁気センサ１１Ｂの出力信号が独自に有する情報と、が残存した状態で後の補正処理（演算処理）を行うことになるため、第一の磁気センサ１１Ａの出力信号が独自に有する情報と、第二の磁気センサ１１Ｂの出力信号が独自に有する情報と、を補正処理に用いることができるようになる。よって、第一の磁気センサ１１Ａの出力信号と第二の磁気センサ１１Ｂの出力信号とのアナログ差動値をデジタル信号に変換する場合などと比較して、より適切な補正が可能になる。そして、これにより、電流測定精度の低下を効果的に抑制することができる。

なお、図１のブロック図に係る電流センサ１の構成は一例にすぎず、他の構成を採用することは当然に可能である。

（実施の形態１）
本実施の形態では、電流センサ１の補正処理の一例について説明する。ここでは、上述の（１）第一のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量Δ_１と第二のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量Δ_２とを比較して、その差が閾値Δ_ｔｈより大きい場合には、その測定データを放棄し、直前のタイミングで取得されたデータを用いる補正処理、について、詳細に説明する。

図２は、電流センサ１のＭＣＵ１２７における処理フローの一例を示す図である。以下の説明において、第一のサンプリングとは、所定のサンプリング周期で電流測定が行われる場合の、あるタイミングにおける測定データの取得および取得された測定データの処理をいい、第二のサンプリングとは、第一のサンプリングの次のタイミングでの測定データの取得および取得された測定データの処理をいう。つまり、第一のサンプリングおよび第二のサンプリングにおける序数詞は、連続して行われる測定および処理であることを示すに過ぎず、特定のタイミングにおける測定および処理であることを示すものではない。なお、図２では、説明の簡単のため、本発明の電流センサ１に特徴的な処理のみを示すに留める。また、第一のサンプリングと第二のサンプリングは同様に行うことができるため、以下では、主として第二のサンプリングに関しての説明を行うこととする。

ステップ２０１において、ＭＣＵ１２７は、第一のサンプリングにおける演算値を出力する。第一のサンプリングにおける第一の磁気センサ１１Ａに接続された第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力信号Ｏ_１−１および第一のサンプリングにおける第二の磁気センサ１１Ｂに接続された第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力信号Ｏ_１−２のノイズが小である場合には、通常、これらの差動値（Ｏ_１−１−Ｏ_２−１ ｏｒ Ｏ_２−１−Ｏ_１−１）が演算値として出力される。その後、第二のサンプリングが開始され、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａおよび第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂから、デジタル信号に変換された第一の磁気センサ１１Ａの出力信号（第二のサンプリングにおける第一の磁気センサ１１Ａに接続されたアナログデジタル変換器１２５Ａの出力信号Ｏ_１−２）と、デジタル信号に変換された第二の磁気センサ１１Ｂの出力信号（第二のサンプリングにおける第二の磁気センサ１１Ｂに接続されたアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力信号Ｏ_２−２）とがＭＣＵ１２７に入力される。

ＭＣＵ１２７に出力信号Ｏ_１−２と出力信号Ｏ_２−２とが入力されると、ＭＣＵ１２７は、出力信号Ｏ_１−２、出力信号Ｏ_２−２、第一のサンプリングにおいて既に取得している出力信号Ｏ_１−１および出力信号Ｏ_１−２、を基に、ステップ２０３において、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２とを算出する。すなわち、Δ_１＝Ｏ_１−２−Ｏ_１−１であり、Δ_２＝Ｏ_２−２−Ｏ_２−１である。

ステップ２０５では、第一の磁気センサ１１Ａの出力信号および第二の磁気センサ１１Ｂの出力信号におけるノイズの大小を判定するため、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との差が、所定の範囲に収まっているか否かを判定する。具体的には、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との差を、あらかじめ決められている閾値Δ_ｔｈと比較する。第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との差が、閾値Δ_ｔｈを超える場合、つまり、｜Δ_１−Δ_２｜＞Δ_ｔｈである場合には、ステップ２０７を実行する。第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との差が、閾値Δ_ｔｈを超えない場合、つまり、｜Δ_１−Δ_２｜≦Δ_ｔｈである場合には、ステップ２０９を実行する。

閾値Δ_ｔｈとしては、例えば、電流センサ１の検出電流の上限をＩ_ＭＡＸとし、必要とされる測定精度をそのａ％とし、電流センサ１の検出電流の分解能をＩ_ＲＥＳとして表現される閾値電流Ｉ_ｔｈ＝０．０１・ａ・Ｉ_ＭＡＸ−Ｉ_ＲＥＳに相当する電位差（電圧）を採用することができる。この場合、電流センサ１のフルスケールが１０００Ａであり、必要とされる測定精度が１％であり、電流センサ１の分解能が１Ａであれば、閾値電流９Ａに相当する電位差が閾値Δ_ｔｈとして採用される。なお、閾値Δ_ｔｈの決定方法に特に限定はなく、他の決定方法を採用しても良い。いずれにしても、ノイズの有無を判別するために適した閾値Δ_ｔｈを用いることが望ましい。

第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との差が、閾値Δ_ｔｈを超える場合、つまり、｜Δ_１−Δ_２｜＞Δ_ｔｈである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２のノイズが大として、ステップ２０７では、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２を放棄する。そして、ステップ２０１において出力された第一のサンプリングにおける演算値を、第二のサンプリングにおける演算値として扱う。

第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との差が、閾値Δ_ｔｈを超えない場合、つまり、｜Δ_１−Δ_２｜≦Δ_ｔｈである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２のノイズが小として、ステップ２０９では、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２の差動値（Ｏ_１−２−Ｏ_２−２ ｏｒ Ｏ_２−２−Ｏ_１−２）を算出し、当該差動値を第二のサンプリングにおける演算値として扱う。

その後、ステップ２０７またはステップ２０９における処理を基に、ＭＣＵ１２７は、ステップ２１１において、第二のサンプリングにおける演算値を出力する。以後の処理は同様であるため省略する。

なお、ここでは、連続する第一のサンプリングと第二のサンプリングからノイズの大小を判定しているが、本発明はこれに限られない。例えば、上述の処理フローにおいて、既に、第一のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−１および出力信号Ｏ_１−２のノイズが大と判定されている場合には、それ以前のサンプリングにおける出力信号から変化量を算出して、同様のノイズ判定をしても良い。例えば、第一のサンプリングの直前のサンプリングを第零のサンプリングとして、第零のサンプリングにおける第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力信号Ｏ_１−０と、第零のサンプリングにおける第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力信号Ｏ_２−０とを用いて、変化量Δ_１＝Ｏ_１−２−Ｏ_１−０、および変化量Δ_２＝Ｏ_２−２−Ｏ_２−０を算出し、これらと閾値との関係からノイズの大小を判定することができる。この場合の閾値は、閾値Δ_ｔｈと等しいものであっても良いし、異なるものであっても良い。

または、第一のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−１および出力信号Ｏ_１−２のノイズが大と判定されている場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２のノイズが仮想的に小として、ステップ２０９を実行しても良い。

以上に示した補正処理では、第一のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量Δ_１と第二のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量Δ_２とを比較して、これらのずれが大きい場合には、測定精度が低い状態にあるものとみなして新たな測定データを放棄している。これにより、測定精度の低下を十分に抑制することができる。なお、補正処理は図２に示す処理に限られない。図２に示す処理に代えて、異なる処理を採用することもできる。また、矛盾を生じない限りにおいて、実施の形態２以下に示す他の処理と組み合わせて用いることも可能である。

（実施の形態２）
本実施の形態では、実施の形態１とは異なる補正処理の一例について説明する。ここでは、上述の（２）第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との符号が同じで、Δ_１の絶対値およびΔ_２の絶対値が、それぞれ、あらかじめ決められている閾値Δ_ｔｈより大きい場合には、その測定データを放棄し、直前のタイミングで取得されたデータを用いる補正処理、について、詳細に説明する。図３は、電流センサ１のＭＣＵ１２７における処理フローの一例を示す図である。なお、図３では、説明の簡単のため、本発明の電流センサ１に特徴的な処理のみを示すに留める。

ステップ３０１、ステップ３０３およびステップ３１１は、実施の形態１におけるステップ２０１、ステップ２０３およびステップ２１１と同様である。つまり、ＭＣＵ１２７は、ステップ３０１において、第一のサンプリングにおける演算値を出力し、ステップ３０３において、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２とを算出し、ステップ３１１において、ステップ３０７またはステップ３０９における処理を基に、第二のサンプリングにおける演算値を出力する。

ステップ３０５では、第一の磁気センサ１１Ａの出力信号および第二の磁気センサ１１Ｂの出力信号におけるノイズの大小を判定するため、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２とが、所定の範囲に収まっているか否かを判定する。具体的には、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との符号が同じであるか否かを評価すると共に、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値、および、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値を、それぞれ、あらかじめ決められている閾値Δ_ｔｈと比較する。第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との符号が同じであって、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超え、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超える場合、つまり、Δ_１＞０、かつ、Δ_２＞０、であって｜Δ_１｜＞Δ_ｔｈ、かつ、｜Δ_２｜＞Δ_ｔｈである場合、または、Δ_１ ＜０、かつ、Δ_２ ＜０であって、｜Δ_１｜＞Δ_ｔｈ、かつ、｜Δ_２｜＞Δ_ｔｈである場合には、ステップ３０７を実行する。第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との符号が異なる場合、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超えない場合、または、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超えない場合、つまり、Δ_１＞０、かつ、Δ_２＜０である場合、Δ_１＜０、かつ、Δ_２＞０である場合、｜Δ_１｜≦Δ_ｔｈ、または、｜Δ_２｜≦Δ_ｔｈである場合には、ステップ３０９を実行する。

閾値Δ_ｔｈの決定方法は任意である。例えば、実施の形態１において示した決定方法を用いることができる。

第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超え、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超える場合、つまり、｜Δ_１｜＞Δ_ｔｈ、かつ、｜Δ_２｜＞Δ_ｔｈである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２のノイズが大として、ステップ３０７では、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２を放棄する。そして、ステップ３０１において出力された第一のサンプリングにおける演算値を、第二のサンプリングにおける演算値として扱う。

第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超えない場合、または、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超えない場合、つまり、｜Δ_１｜≦Δ_ｔｈ、または、｜Δ_２｜≦Δ_ｔｈである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２のノイズが小として、ステップ３０９では、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２の差動値（Ｏ_１−２−Ｏ_２−２ ｏｒ Ｏ_２−２−Ｏ_１−２）を算出し、当該差動値を第二のサンプリングにおける演算値として扱う。

なお、ここでは、連続する第一のサンプリングと第二のサンプリングからノイズの大小を判定しているが、本発明はこれに限られない。例えば、上述の処理フローにおいて、既に、第一のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−１および出力信号Ｏ_１−２のノイズが大と判定されている場合には、それ以前のサンプリングにおける出力信号から変化量を算出して、同様のノイズ判定をしても良い。例えば、第一のサンプリングの直前のサンプリングを第零のサンプリングとして、第零のサンプリングにおける第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力信号Ｏ_１−０と、第零のサンプリングにおける第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力信号Ｏ_２−０とを用いて、変化量Δ_１＝Ｏ_１−２−Ｏ_１−０、および変化量Δ_２＝Ｏ_２−２−Ｏ_２−０を算出し、これらと閾値との関係からノイズの大小を判定することができる。この場合の閾値は、閾値Δ_ｔｈと等しいものであっても良いし、異なるものであっても良い。

または、第一のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−１および出力信号Ｏ_１−２のノイズが大と判定されている場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２のノイズが仮想的に小として、ステップ３０９を実行しても良い。

上述の補正処理では、第一のアナログデジタル変換器の出力信号と第二のアナログデジタル変換器の出力信号がいずれも大きく変化する場合には、測定精度が低い状態にあるものとみなして新たな測定データを放棄している。これにより、測定精度の低下を十分に抑制することができる。なお、補正処理は図３に示す処理に限られない。図３に示す処理に代えて、異なる処理を採用することもできる。また、矛盾を生じない限りにおいて、他の処理と組み合わせて用いることも可能である。例えば、図２に示す処理と図３に示す処理とを組み合わせて用いることにより、測定精度の低下をさらに抑制することが可能である。なお、複数の処理を組み合わせる場合には、矛盾の発生を防止するためにも、処理の優先度をあらかじめ決めておくことが望ましい。

（実施の形態３）
本実施の形態では、実施の形態１や実施の形態２とは異なる補正処理の一例について説明する。ここでは、上述の（３）第一のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量Δ_１と第二のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量Δ_２とを比較して、その差が閾値Δ_ｔｈより大きい場合には、その測定データの重み付けを小さくする補正処理、について、詳細に説明する。図４は、電流センサ１のＭＣＵ１２７における処理フローの一例を示す図である。なお、図４では、説明の簡単のため、本発明の電流センサ１に特徴的な処理のみを示すに留める。

ステップ４０１、ステップ４０３、およびステップ４１１は、実施の形態１におけるステップ２０１、ステップ２０３およびステップ２１１と同様である。つまり、ＭＣＵ１２７は、ステップ４０１において、第一のサンプリングにおける演算値を出力し、ステップ４０３において、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２とを算出し、ステップ４１１において、ステップ４０７またはステップ４０９における処理を基に、第二のサンプリングにおける演算値を出力する。

また、ステップ４０５は、実施の形態１におけるステップ２０５と同様である。つまり、ＭＣＵ１２７は、ステップ４０５において、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との差を、あらかじめ決められている閾値Δ_ｔｈと比較する。第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との差が、閾値Δ_ｔｈを超える場合、つまり、｜Δ_１−Δ_２｜＞Δ_ｔｈである場合には、ステップ４０７を実行する。第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との差が、閾値Δ_ｔｈを超えない場合、つまり、｜Δ_１−Δ_２｜≦Δ_ｔｈである場合には、ステップ４０９を実行する。

閾値Δ_ｔｈの決定方法は任意である。例えば、実施の形態１において示した決定方法を用いることができる。

第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との差が、閾値Δ_ｔｈを超える場合、つまり、｜Δ_１−Δ_２｜＞Δ_ｔｈである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２のノイズが大として、ステップ４０７では、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２の差動値（Ｏ_１−２−Ｏ_２−２ ｏｒ Ｏ_２−２−Ｏ_１−２）を算出し、その重み付けを小さくして用いる。具体的には、例えば、出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２の差動値に係数ｃ（ｃは１未満）を乗じた値と、第一のサンプリングにおいて得られる出力信号Ｏ_１−１および出力信号Ｏ_２−１の差動値（Ｏ_１−１−Ｏ_２−１ ｏｒ Ｏ_２−１−Ｏ_１−１）に係数（１−ｃ）を乗じた値との和を算出し、このようにして算出された値を、第二のサンプリングにおける演算値として扱う。なお、出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２の差動値の重み付けを小さくする方法はこれに限られない。

第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との差が、閾値Δ_ｔｈを超えない場合、つまり、｜Δ_１−Δ_２｜≦Δ_ｔｈである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２のノイズが小として、ステップ４０９では、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２の差動値（Ｏ_１−２−Ｏ_２−２ ｏｒ Ｏ_２−２−Ｏ_１−２）を算出し、当該差動値を第二のサンプリングにおける演算値として扱う。

なお、ここでは、連続する第一のサンプリングと第二のサンプリングからノイズの大小を判定しているが、本発明はこれに限られない。例えば、上述の処理フローにおいて、既に、第一のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−１および出力信号Ｏ_１−２のノイズが大と判定されている場合には、それ以前のサンプリングにおける出力信号から変化量を算出して、同様のノイズ判定をしても良い。例えば、第一のサンプリングの直前のサンプリングを第零のサンプリングとして、第零のサンプリングにおける第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力信号Ｏ_１−０と、第零のサンプリングにおける第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力信号Ｏ_２−０とを用いて、変化量Δ_１＝Ｏ_１−２−Ｏ_１−０、および変化量Δ_２＝Ｏ_２−２−Ｏ_２−０を算出し、これらと閾値との関係からノイズの大小を判定することができる。この場合の閾値は、閾値Δ_ｔｈと等しいものであっても良いし、異なるものであっても良い。

また、上述のような場合には、例えば、出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２の差動値に係数ｃ（ｃは１未満）を乗じた値と、第零のサンプリングにおいて得られる出力信号Ｏ_１−０および出力信号Ｏ_２−０の差動値（Ｏ_１−０−Ｏ_２−０ ｏｒ Ｏ_２−０−Ｏ_１−０）に係数（１−ｃ）を乗じた値との和を算出し、このようにして算出された値を、第二のサンプリングにおける演算値として扱ってもよい。また、第零のサンプリング、第一のサンプリング、第二のサンプリングにおいて得られる差動値を適当な比率で加えた値を、演算値として扱っても良い。

または、第一のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−１および出力信号Ｏ_１−２のノイズが大と判定されている場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２のノイズが仮想的に小として、ステップ４０９を実行しても良い。

上述の補正処理では、第一のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量と第二のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量とを比較して、これらのずれが大きい場合には、測定精度が低い状態にあるものとみなして新たな測定データの重み付けを小さくしている。これにより、測定精度の低下を十分に抑制することができる。なお、補正処理は図４に示す処理に限られない。図４に示す処理に代えて、異なる処理を採用することもできる。また、矛盾を生じない限りにおいて、他の処理と組み合わせて用いることも可能である。例えば、図３に示す処理と図４に示す処理とを組み合わせて用いることにより、測定精度の低下をさらに抑制することが可能である。なお、複数の処理を組み合わせる場合には、矛盾の発生を防止するためにも、処理の優先度をあらかじめ決めておくことが望ましい。

（実施の形態４）
本実施の形態では、実施の形態１〜実施の形態３とは異なる補正処理の一例について説明する。ここでは、上述の（４）第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との符号が同じで、Δ_１の絶対値およびΔ_２の絶対値が、それぞれ、あらかじめ決められている閾値Δ_ｔｈより大きい場合には、その測定データの重み付けを小さくする補正処理、について、詳細に説明する。図５は、電流センサ１のＭＣＵ１２７における処理フローの一例を示す図である。なお、図５では、説明の簡単のため、本発明の電流センサ１に特徴的な処理のみを示すに留める。

ステップ５０１、ステップ５０３およびステップ５１１は、実施の形態１におけるステップ２０１、ステップ２０３およびステップ２１１と同様である。つまり、ＭＣＵ１２７は、ステップ５０１において、第一のサンプリングにおける演算値を出力し、ステップ５０３において、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２とを算出し、ステップ５１１において、ステップ５０７またはステップ５０９における処理を基に、第二のサンプリングにおける演算値を出力する。

また、ステップ５０５は、実施の形態２におけるステップ３０５と同様である。つまり、ＭＣＵ１２７は、ステップ５０５において、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との符号が同じであるか否かを評価すると共に、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値、および、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値を、それぞれ、あらかじめ決められている閾値Δ_ｔｈと比較する。第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との符号が同じであって、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超え、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超える場合、つまり、Δ_１＞０、かつ、Δ_２＞０、であって｜Δ_１｜＞Δ_ｔｈ、かつ、｜Δ_２｜＞Δ_ｔｈである場合、または、Δ_１ ＜０、かつ、Δ_２ ＜０であって、｜Δ_１｜＞Δ_ｔｈ、かつ、｜Δ_２｜＞Δ_ｔｈである場合には、ステップ５０７を実行する。第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との符号が異なる場合、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超えない場合、または、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超えない場合、つまり、Δ_１＞０、かつ、Δ_２＜０である場合、Δ_１＜０、かつ、Δ_２＞０である場合、｜Δ_１｜≦Δ_ｔｈ、または、｜Δ_２｜≦Δ_ｔｈである場合には、ステップ５０９を実行する。

閾値Δ_ｔｈの決定方法は任意である。例えば、実施の形態１において示した決定方法を用いることができる。

第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超え、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超える場合、つまり、｜Δ_１｜＞Δ_ｔｈ、かつ、Δ_２｜＞Δ_ｔｈである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２のノイズが大として、ステップ５０７では、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２の差動値（Ｏ_１−２−Ｏ_２−２ ｏｒ Ｏ_２−２−Ｏ_１−２）を算出し、その重み付けを小さくして用いる。具体的には、例えば、出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２の差動値に係数ｃ（ｃは１未満）を乗じた値と、第一のサンプリングにおいて得られる出力信号Ｏ_１−１および出力信号Ｏ_２−１の差動値（Ｏ_１−１−Ｏ_２−１ ｏｒ Ｏ_２−１−Ｏ_１−１）に係数（１−ｃ）を乗じた値との和を算出し、このようにして算出された値を、第二のサンプリングにおける演算値として扱う。なお、出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２の差動値の重み付けを小さくする方法はこれに限られない。

第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超えない場合、または、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超えない場合、つまり、｜Δ_１｜≦Δ_ｔｈ、または、Δ_２｜≦Δ_ｔｈである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２のノイズが小として、ステップ５０９では、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２の差動値（Ｏ_１−２−Ｏ_２−２ ｏｒ Ｏ_２−２−Ｏ_１−２）を算出し、当該差動値を第二のサンプリングにおける演算値として扱う。

なお、ここでは、連続する第一のサンプリングと第二のサンプリングからノイズの大小を判定しているが、本発明はこれに限られない。例えば、上述の処理フローにおいて、既に、第一のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−１および出力信号Ｏ_１−２のノイズが大と判定されている場合には、それ以前のサンプリングにおける出力信号から変化量を算出して、同様のノイズ判定をしても良い。例えば、第一のサンプリングの直前のサンプリングを第零のサンプリングとして、第零のサンプリングにおける第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力信号Ｏ_１−０と、第零のサンプリングにおける第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力信号Ｏ_２−０とを用いて、変化量Δ_１＝Ｏ_１−２−Ｏ_１−０、および変化量Δ_２＝Ｏ_２−２−Ｏ_２−０を算出し、これらと閾値との関係からノイズの大小を判定することができる。この場合の閾値は、閾値Δ_ｔｈと等しいものであっても良いし、異なるものであっても良い。

また、上述のような場合には、例えば、出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２の差動値に係数ｃ（ｃは１未満）を乗じた値と、第零のサンプリングにおいて得られる出力信号Ｏ_１−０および出力信号Ｏ_２−０の差動値（Ｏ_１−０−Ｏ_２−０ ｏｒ Ｏ_２−０−Ｏ_１−０）に係数（１−ｃ）を乗じた値との和を算出し、このようにして算出された値を、第二のサンプリングにおける演算値として扱ってもよい。また、第零のサンプリング、第一のサンプリング、第二のサンプリングにおいて得られる差動値を適当な比率で加えた値を、演算値として扱っても良い。

または、第一のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−１および出力信号Ｏ_１−２のノイズが大と判定されている場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２のノイズが仮想的に小として、ステップ５０９を実行しても良い。

上述の補正処理では、第一のアナログデジタル変換器の出力信号と第二のアナログデジタル変換器の出力信号がいずれも大きく変化する場合には、測定精度が低い状態にあるものとみなして新たな測定データの重み付けを小さくしている。これにより、測定精度の低下を十分に抑制することができる。なお、補正処理は図５に示す処理に限られない。図５に示す処理に代えて、異なる処理を採用することもできる。また、矛盾を生じない限りにおいて、他の処理と組み合わせて用いることも可能である。例えば、図４（または図１）に示す処理と図５に示す処理とを組み合わせて用いることにより、測定精度の低下をさらに抑制することが可能である。なお、複数の処理を組み合わせる場合には、矛盾の発生を防止するためにも、処理の優先度をあらかじめ決めておくことが望ましい。

（実施の形態５）
本実施の形態では、実施の形態１〜実施の形態４とは異なる補正処理の一例について説明する。ここでは、（５）第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値、または、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値のいずれか一方のみが、あらかじめ決められている閾値Δ_ｔｈより大きい場合に、その一方の測定データを放棄する補正処理、について、詳細に説明する。図６は、電流センサ１のＭＣＵ１２７における処理フローの一例を示す図である。なお、図６では、説明の簡単のため、本発明の電流センサ１に特徴的な処理のみを示すに留める。

ステップ６０１およびステップ６０３は、実施の形態１におけるステップ２０１およびステップ２０３と同様である。つまり、ＭＣＵ１２７は、ステップ６０１において、第一のサンプリングにおける演算値を出力し、ステップ６０３において、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２とを算出する。

ステップ６０５、ステップ６０７、ステップ６０９、ステップ６１１では、第一の磁気センサ１１Ａの出力信号および第二の磁気センサ１１Ｂの出力信号におけるノイズの大小を判定するため、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１、または、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２が所定の範囲に収まっているか否かを判定する。具体的には、ステップ６０５において、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値を、あらかじめ決められている閾値Δ_ｔｈと比較し、ステップ６０７およびステップ６０９において、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値を、あらかじめ決められている閾値Δ_ｔｈと比較し、ステップ６１１において、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との符号が同じであるか否かを評価する。

閾値Δ_ｔｈの決定方法は任意である。例えば、実施の形態１において示した決定方法を用いることができる。

第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との符号が同じであって、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超え、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超える場合、つまり、Δ_１＞０、かつ、Δ_２＞０、であって｜Δ_１｜＞Δ_ｔｈ、かつ、｜Δ_２｜＞Δ_ｔｈである場合、または、Δ_１ ＜０、かつ、Δ_２ ＜０であって、｜Δ_１｜＞Δ_ｔｈ、かつ、｜Δ_２｜＞Δ_ｔｈである場合には、ステップ６１３を実行する。第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超え、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超えない場合、つまり、｜Δ_１｜＞Δ_ｔｈ、かつ、｜Δ_２｜≦Δ_ｔｈである場合には、ステップ６１５を実行する。第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超えず、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超える場合、つまり、｜Δ_１｜≦Δ_ｔｈ、かつ、｜Δ_２｜＞Δ_ｔｈである場合には、ステップ６１７を実行する。第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超えず、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超えない場合、つまり、｜Δ_１｜≦Δ_ｔｈ、かつ、｜Δ_２｜≦Δ_ｔｈである場合、または、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との符号が異なり、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超え、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超える場合、つまり、Δ_１＞０、かつ、Δ_２＜０、であって｜Δ_１｜＞Δ_ｔｈ、かつ、｜Δ_２｜＞Δ_ｔｈである場合、または、Δ_１＜０、かつ、Δ_２＞０であって、｜Δ_１｜＞Δ_ｔｈ、かつ、｜Δ_２｜＞Δ_ｔｈである場合には、ステップ６１９を実行する。

第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との符号が同じであって、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超え、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超える場合、つまり、Δ_１＞０、かつ、Δ_２＞０、であって｜Δ_１｜＞Δ_ｔｈ、かつ、｜Δ_２｜＞Δ_ｔｈである場合、または、Δ_１ ＜０、かつ、Δ_２ ＜０であって、｜Δ_１｜＞Δ_ｔｈ、かつ、｜Δ_２｜＞Δ_ｔｈである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２のノイズが大であり、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_２−２のノイズが大として、ステップ６１３において、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２を放棄して、ステップ６０１において出力された第一のサンプリングにおける演算値を、第二のサンプリングにおける演算値として扱う。

第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超え、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超えない場合、つまり、｜Δ_１｜＞Δ_ｔｈ、かつ、｜Δ_２｜≦Δ_ｔｈである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２のノイズが大であり、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_２−２のノイズが小として、ステップ６１５において、出力信号Ｏ_２−２の変化量Δ_２から第二のサンプリングにおける演算値を算出する。具体的には、例えば、第一のサンプリングにおける演算値に、変化量Δ_２の２倍の値を加えたものを、演算値として扱う。但し、被測定電流の増加に対して変化量Δ_２が減少する関係の場合には、変化量Δ_２の符号を反転させて（正負を入れ替えて）演算値を算出する。なお、演算値の算出方法はこれに限られない。

第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超えず、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超える場合、つまり、｜Δ_１｜≦Δ_ｔｈ、かつ、｜Δ_２｜＞Δ_ｔｈである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２のノイズが小であり、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_２−２のノイズが大として、ステップ６１７において、出力信号Ｏ_１−２の変化量Δ₁から第二のサンプリングにおける演算値を算出する。具体的には、例えば、第一のサンプリングにおける演算値に、変化量Δ₁の２倍の値を加えたものを、演算値として扱う。但し、被測定電流の増加に対して変化量Δ₁が減少する関係の場合には、変化量Δ₁の符号を反転させて（正負を入れ替えて）演算値を算出する。なお、演算値の算出方法はこれに限られない。

第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超えず、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超えない場合、つまり、｜Δ_１｜≦Δ_ｔｈ、かつ、｜Δ_２｜≦Δ_ｔｈである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２のノイズが小であり、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_２−２のノイズが小として、ステップ６１９において、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２の差動値（Ｏ_１−２−Ｏ_２−２ ｏｒ Ｏ_２−２−Ｏ_１−２）を算出し、当該差動値を第二のサンプリングにおける演算値として扱う。また、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との符号が異なり、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超え、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２の絶対値が閾値Δ_ｔｈを超える場合、つまり、Δ_１＞０、かつ、Δ_２＜０、であって｜Δ_１｜＞Δ_ｔｈ、かつ、｜Δ_２｜＞Δ_ｔｈである場合、または、Δ_１＜０、かつ、Δ_２＞０であって、｜Δ_１｜＞Δ_ｔｈ、かつ、｜Δ_２｜＞Δ_ｔｈである場合には、ステップ６１９において、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２の差動値（Ｏ_１−２−Ｏ_２−２ ｏｒ Ｏ_２−２−Ｏ_１−２）を算出し、当該差動値を第二のサンプリングにおける演算値として扱う。

なお、ここでは、連続する第一のサンプリングと第二のサンプリングからノイズの大小を判定しているが、本発明はこれに限られない。例えば、上述の処理フローにおいて、既に、第一のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−１および出力信号Ｏ_１−２のノイズが大と判定されている場合には、それ以前のサンプリングにおける出力信号から変化量を算出して、同様のノイズ判定をしても良い。例えば、第一のサンプリングの直前のサンプリングを第零のサンプリングとして、第零のサンプリングにおける第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力信号Ｏ_１−０と、第零のサンプリングにおける第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力信号Ｏ_２−０とを用いて、変化量Δ_１＝Ｏ_１−２−Ｏ_１−０、および変化量Δ_２＝Ｏ_２−２−Ｏ_２−０を算出し、これらと閾値との関係からノイズの大小を判定することができる。この場合の閾値は、閾値Δ_ｔｈと等しいものであっても良いし、異なるものであっても良い。

または、第一のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−１および出力信号Ｏ_１−２のノイズが大と判定されている場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号Ｏ_１−２および出力信号Ｏ_２−２のノイズが仮想的に小として、ステップ６１７を実行しても良い。

その後、ステップ６１３、６１５、６１７、６１９における処理を基に、ＭＣＵ１２７は、ステップ６２１において、第二のサンプリングにおける演算値を出力する。以後の処理は同様であるため省略する。

上述の補正処理では、第一のアナログデジタル変換器の出力信号と第二のアナログデジタル変換器の出力信号がいずれも大きく変化する場合には、測定精度が低い状態にあるものとみなして新たな測定データを放棄している。これにより、測定精度の低下を十分に抑制することができる。なお、この場合、新たな測定データの重み付けを小さくしても良い。また、第一のアナログデジタル変換器の出力信号と第二のアナログデジタル変換器の出力信号の一方のみが大きく変化する場合には、他方の測定精度は高い状態にあるものとみなして、他方の出力信号のみを用いている。これにより、ノイズが多い状況においても、精度の高い測定を行うことができる。また、サンプリングデータの放棄が、かえって大きな測定精度低下の要因となるような、サンプリング周期が電流変化の時間より長い状況であっても、精度の高い測定を行うことができる。なお、補正処理は図６に示す処理に限られない。図６に示す処理に代えて、異なる処理を採用することもできる。また、矛盾を生じない限りにおいて、他の処理と組み合わせて用いることも可能である。

（実施の形態６）
本実施の形態では、実施の形態１〜実施の形態５などにおいてノイズが大と判定された場合に、エラー状態であることを示す信号（以下、エラー信号）を出力する処理について説明する。サンプリングにおいて、ノイズが大という状態は、電流センサ１やこれを含むシステムなどに何らかの異常が発生したこと、または異常が発生しつつあること、などに起因して表れることがある。よって、この状態を示す信号を出力できることは、フェールセーフの観点から有効である。

まず、実施の形態１〜実施の形態５などに示す処理において、第一の磁気センサ１１Ａの出力信号および第二の磁気センサ１１Ｂの出力信号におけるノイズの大小を判定する（ステップ２０５、ステップ３０５、ステップ４０５、ステップ５０５、ステップ６０５、ステップ６０７、ステップ６０９、ステップ６１１、など）。例えば、実施の形態１の処理では、ステップ２０５において、第一のアナログデジタル変換器１２５Ａの出力の変化量Δ_１と、第二のアナログデジタル変換器１２５Ｂの出力の変化量Δ_２との差を、あらかじめ決められている閾値Δ_ｔｈと比較する。

上述の処理において、ノイズが大と判定された場合には、補正処理と併せて、または、補正処理に代えて、エラー信号の出力処理を行う。例えば、実施の形態１の処理において、補正処理と併せてエラー信号の出力処理を行う場合には、ステップ２０７において、第一のサンプリングにおける演算値を、第二のサンプリングにおける演算値とした後に、ステップ２１１において、第二のサンプリングにおける演算値とエラー信号を出力する。なお、上記エラー信号の出力処理は、補正処理に関連させても良いし、補正処理と独立させても良い。例えば、上述のように補正処理が完了してサンプリングにおける演算信号を出力する際に、エラー信号を出力させる構成とことができる。また、ノイズが大と判定された場合に補正処理を行わず、エラー信号のみを出力させる構成とすることもできる。

上述の処理では、磁気センサからの出力信号（アナログデジタル変換器の出力信号）のノイズが大と判定された場合には、ＭＣＵ１２７がエラー信号を出力している。このエラー信号を、電流センサ１を含むシステムが利用することで、電流センサ１を含むシステムの動作異常を防ぐことができる。また、電流センサ１やこれを含むシステムなどの保守・点検が容易になる。例えば、電流センサ１の故障を早期に発見することなども可能である。すなわち、上述の処理を採用した電流センサ１では、これを含むシステムの動作異常を防ぐ、システムのメンテナンスを容易にする、といった課題を解決することができる。

なお、本発明は上記実施の形態に限定されず、種々変更して実施することができる。例えば、上記実施の形態における各素子の接続関係、大きさなどは適宜変更して実施することが可能である。また、各種処理は組み合わせて用いることができる。その他、本発明は、本発明の範囲を逸脱しないで適宜変更して実施することができる。

本発明の電流センサは、例えば、電気自動車やハイブリッドカーのモータ駆動用の電流の大きさを検知するために用いることが可能である。

本出願は、２０１０年８月３１日出願の特願２０１０−１９４１７４に基づく。この内容は、全てここに含めておく。

Claims (12)

1. 被測定電流が通流する電流線の周囲に配置され、前記被測定電流からの誘導磁界により逆相の出力信号を出力する第一の磁気センサおよび第二の磁気センサと、
   前記第一の磁気センサに接続され、前記第一の磁気センサの出力信号をアナログ信号からデジタル信号へと変換して出力する第一のアナログデジタル変換器と、
   前記第二の磁気センサに接続され、前記第二の磁気センサの出力信号をアナログ信号からデジタル信号へと変換して出力する第二のアナログデジタル変換器と、
   前記第一のアナログデジタル変換器および前記第二のアナログデジタル変換器に接続され、前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号と前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号とを差動演算し、演算値を出力する演算装置と、
   を具備し、
   前記演算装置は、
   第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−１に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−２の変化量Δ_１と、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−１に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−２の変化量Δ_２と、の差が閾値Δ_ｔｈを超える場合に、
   測定精度が低いと判断することを特徴とする電流センサ。
2. 測定精度が低いと判断した場合に、前記第一のサンプリングにおける演算値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力することを特徴とする請求項１に記載の電流センサ。
3. 測定精度が低いと判断した場合に、エラー信号を出力することを特徴とする請求項１に記載の電流センサ。
4. 前記演算装置は、
   測定精度が低いと判断した場合に、前記第二のサンプリングにおける、前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−２と前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−２との差動値に、１未満の係数を乗じて得られる値から算出される値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力することを特徴とする請求項１に記載の電流センサ。
5. 被測定電流が通流する電流線の周囲に配置され、前記被測定電流からの誘導磁界により逆相の出力信号を出力する第一の磁気センサおよび第二の磁気センサと、
   前記第一の磁気センサに接続され、前記第一の磁気センサの出力信号をアナログ信号からデジタル信号へと変換して出力する第一のアナログデジタル変換器と、
   前記第二の磁気センサに接続され、前記第二の磁気センサの出力信号をアナログ信号からデジタル信号へと変換して出力する第二のアナログデジタル変換器と、
   前記第一のアナログデジタル変換器および前記第二のアナログデジタル変換器に接続され、前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号と前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号とを差動演算し、演算値を出力する演算装置と、
   を具備し、
   前記演算装置は、
   第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−１に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−２の変化量Δ_１が、閾値Δ_ｔｈを超え、かつ、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−１に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−２の変化量Δ_２が、閾値Δ_ｔｈを超える場合に、
   測定精度が低いと判断することを特徴とする電流センサ。
6. 測定精度が低いと判断した場合に、前記第一のサンプリングにおける演算値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力することを特徴とする請求項１４に記載の電流センサ。
7. 測定精度が低いと判断した場合に、エラー信号を出力することを特徴とする請求項１４に記載の電流センサ。
8. 前記演算装置は、
   測定精度が低いと判断した場合に、前記第二のサンプリングにおける、前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−２と前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−２との差動値に、１未満の係数を乗じて得られる値から算出される値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力することを特徴とする請求項１４に記載の電流センサ。
9. 被測定電流が通流する電流線の周囲に配置され、前記被測定電流からの誘導磁界により逆相の出力信号を出力する第一の磁気センサおよび第二の磁気センサと、
   前記第一の磁気センサに接続され、前記第一の磁気センサの出力信号をアナログ信号からデジタル信号へと変換して出力する第一のアナログデジタル変換器と、
   前記第二の磁気センサに接続され、前記第二の磁気センサの出力信号をアナログ信号からデジタル信号へと変換して出力する第二のアナログデジタル変換器と、
   前記第一のアナログデジタル変換器および前記第二のアナログデジタル変換器に接続され、前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号と前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号とを差動演算し、演算値を出力する演算装置と、
   を具備し、
   前記演算装置は、
   第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−１に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−２の変化量Δ_１が閾値Δ_ｔｈを超え、かつ、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−１に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−２の変化量Δ_２が閾値Δ_ｔｈを超えない場合に、
   前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−２から算出される値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力し、
   前記第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−１に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−２の変化量Δ_１が閾値Δ_ｔｈを超えず、かつ、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−１に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_２−２の変化量Δ_２が閾値Δ_ｔｈを超える場合に、
   前記第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号Ｏ_１−２から算出される値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力することを特徴とする電流センサ。
10. 前記第一の磁気センサおよび前記第二の磁気センサは、前記電流線を中心として点対称に配置され、かつ、感度軸方向が同じになるように配置されたことを特徴とする請求項１乃至１８の何れかに記載の電流センサ。
11. 前記第一の磁気センサおよび前記第二の磁気センサは、前記被測定電流からの誘導磁界により特性が変化する磁気センサ素子と前記磁気センサ素子の近傍に配置され、前記誘導磁界を相殺するキャンセル磁界を発生するフィードバックコイルとを含む磁気平衡式センサであることを特徴とする請求項１乃至１９の何れかに記載の電流センサ。
12. 前記磁気センサ素子が磁気抵抗効果素子であることを特徴とする請求項２０に記載の電流センサ。

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