CN107342695A - 同步整流器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种控制在功率转换器中的同步整流的方法，该功率转换器包括初级绕组和次级绕组，该方法包括检测在次级绕组中的峰值电流，根据峰值电流确定消隐阈值，以及根据消隐阈值在消隐时间中消隐同步整流器(SR)开关的关断。

Description

同步整流器
技术领域
本发明涉及同步整流方法及同步整流器。
背景技术
同步整流器越来越广泛地得到应用。
发明内容
本文中所描述的实施例包括在最小开关损耗和无反向电流的情况下用于驱动在反激式转换器中的同步整流(SR)开关的装置和方法，并且包括SR控制器，该SR控制器合并了消隐电路以避免由于电流振铃而提早关断SR开关。
在下面呈现各种实施例的简要概述。在以下概述中可以做出一些简化和省略，该概述旨在突出且引入各种实施例的一些方面，而不限制本发明的范围。足以允许本领域的普通技术人员制作且使用本发明概念的实施例的详细描述将在稍后的章节中出现。
本文所描述的各种实施例涉及一种控制在包括初级绕组和次级绕组的功率转换器中的同步整流的方法功率转换器，包括检测在次级绕组中的峰值电流，根据峰值电流确定消隐阈值，以及根据消隐阈值在消隐时间中使同步整流器(SR)开关的关断消隐。
确定消隐阈值可包括感测与次级绕组串联连接的开关的漏源极电压，并且为SR开关充栅电压直到所感测的漏源极电压达到预定调节电平。
当漏源极电压被调节到恒定电平时，栅电压可与峰值电流具有单调关系。
可通过用恒定和经调节的漏源极电压测量栅电压来获得峰值电流相关的信号。
消隐时间可为峰值电流的函数，其中消隐时间随着峰值电流逐渐增加。
对于低峰值电流，消隐时间为零。在低压应用中，零消隐时间可应用于仅高于逻辑电平FET的阈值的SR栅电压，并且在高压应用中，零消隐时间可应用于仅高于标准电平FET的阈值的SR栅电压。
对于通过在次级冲程的结束与下一个初级冲程的开始之间的低频振铃的SR开关合闸，消隐时间可为零。
使SR开关的关断消隐可包括为电容器充电，并且根据电容器的充电水平，在增加的持续时间中输出消隐信号。该方法可另外包括当电容器电压等于经调节的栅电压时，停止消隐信号。还能够将栅电压的按比例缩放版本与按比例缩放的内部电容器斜坡电压比较。
当消隐时间对应于消隐阈值时，可关断消隐信号。
本文所描述的各种实施例涉及一种功率转换器，包括次级电流绕组、同步整流器(SR)开关、SR控制器，该次级电流绕组具有峰值电流，该同步整流器(SR)开关用于把在次级绕组中的电流整流，该SR开关具有源极、漏极和栅极，该SR控制器用于控制SR开关，该SR控制器包括峰值电流检测器以及消隐电路，该峰值电流检测器被配置成产生与次级电流的峰值电流值相关的输出信号，该消隐电路被配置成根据与峰值电流值相关的输出栅极信号设置消隐时间。
通过用被充电的SR栅极测量SR开关的漏源极电压来获得峰值电流，以使得达到限定的VDS电压。
消隐时间可为峰值电流的函数，并且其中消隐时间随着峰值电流逐渐增加。
本文所描述的各种实施例还可涉及一种功率转换器，包括次级绕组、同步整流器(SR)开关、SR控制器，该次级绕组具有峰值电流，该同步整流器(SR)开关用于把在次级绕组中的电流整流，该SR控制器用于控制SR开关，该SR控制器包括检测电路、调节电路以及消隐电路，该检测电路用于检测在次级绕组中的峰值电流，该调节电路用于根据峰值电流确定消隐时间，该消隐电路用于在消隐时间中使SR开关消隐。
消隐电路包括电流源和比较器块，该电流源为电流环路供电，该电流环路包括电阻器和电容器，该比较器块用于将电容器的充电水平与栅电压比较。
消隐时间可由电阻器的值乘以电容器的值限定。
消隐时间与转换器输出电压和控制器电源电压无关。
消隐电路可包括输入端以及闩锁组件，该输入端用于表示SR开关的峰值电流的表示，该闩锁组件用于输出消隐信号，该消隐信号防止在次级绕组的电流中的振铃干扰SR开关的栅极开关。
使SR开关消隐可包括为电容器充电，并且根据电容器的充电水平，在增加的持续时间中输出消隐信号。
附图说明
当结合附图时，本发明的额外目的和特征将从以下详细描述和所附权利要求书更显而易见。虽然示出且描述了几个实施例，但是在每个图中相同的附图标记标识相同的部件，在附图中：
图1示出根据本文所描述的实施例具有同步整流的反激式转换器；
图2A示出根据本文所描述的实施例在低功率条件下无消隐的SR控制器；
图2B示出根据本文所描述的实施例在中等功率条件下无消隐的SR控制器；
图3A和图3B示出了根据本文所描述的实施例对于高次级绕组峰值电流和低次级绕组峰值电流SR栅电压和消隐时间的曲线图；
图4示出根据本文所描述的实施例作为整流器控制器的VGS和IDS的函数的RON；
图5示出根据本文所描述的实施例对于5V和10V输出电压作为SR栅电压的函数的消隐时间；
图6示出根据本文所描述的实施例自适应消隐的实施方案；
图7示出根据本文所描述的实施例将自适应消隐合并在同步整流控制器中；以及
图8示出根据本文所描述的实施例具有自适应消隐的波形。
具体实施方式
本文所描述的实施例包括在最小开关损耗和无反向电流的情况下用于驱动在反激式转换器中的同步整流(SR)开关的装置和方法。SR控制器合并了消隐电路，以避免由于电流振铃而提早关断SR开关。消隐为在输入信号是无效的有限时间期间停用控制块的功能，并且该有限时间可被称为消隐时间。本文所描述的实施例与来自次级绕组的次级电流的峰值电平成比例地缩放消隐时间，并且在无外部组件的情况下进行操作，因此保持封装较小。根据本文所描述的实施例，对于在SR开关中导致大量振铃的高峰值电流，消隐时间可被设置到其最高设置，并且避免提早或临时关断，提早或临时关断将另外导致较低的效率。对于具有中等振铃的中等峰值电流，消隐时间可被保持在中等设置，以避免反向电流。对于具有较低振铃的短电流脉冲，可在无消隐的情况下合闸，并且可直接关断SR开关。
对于用于适配器和功率转换器中的开关模式电源(SMPS)转换器，大小和效率是非常重要的。具有高输出功率的更小的转换器可需要高效率，以便保持较低的组件温度和封装温度。
消隐广泛用于SMPS的控制块中，例如用于电压感测比较器和电压感测调节器中。这些比较器和调节器可对低频SMPS信号起作用，并且不会对高频振铃和瞬态效应起作用。消隐功能注意当输入信号是有效的SMPS信号时比较器和调节器是激活的，并且不会对高频振铃和瞬态效应起作用。
可通过在SMPS转换器例如反激式转换器的AC到DC输出级下应用同步整流来增加效率。相对于通过二极管整流的理想效率改进为二极管电压除以输出电压。使用肖特基二极管作为整流器的效率损失可为大约0.3/5.0伏特，或6％。肖特基二极管的正向电压取决于温度和电流密度，并且可为在0.2V到0.5V的实际范围内。对于具有5V输出电压的转换器，使用SR开关可消除这种典型的6％功率损耗。
图1示出根据本文所描述的实施例具有同步整流的反激式转换器100。反激式转换器100将经整流的主电源电压转换为经调节的和主电源隔离直流电压。经整流的主电源电压VIN储存于电容器115中。此高直流电压VIN为反激式转换器100的输入电压。输入端或初级侧包括初级线圈120和初级开关125。当使此初级开关125合闸时，在线圈120中的初级电流(IPRI)以等于经整流的输入直流电压VIN除以初级电感的斜率增加。在被称为初级冲程的期间，因为在次级侧上的开关154不导电，所以在次级线圈152中的电流(ISEC)保持零。初级控制器130通过经由感测电阻器135监测在线圈120中的IPRI限定初级冲程的结束，并且在期望峰值IPRI处关断初级开关125。
然后，储存于变压器150(初级线圈120和次级线圈152以最小泄漏磁耦合)中的能量传递到反激式转换器100的次级侧，并且ISEC以峰值ISEC开始流动，该峰值ISEC等于IPRI乘以变压器150匝比。SR开关154检测峰值ISEC，并且合闸。ISEC流动到输出电容器180，并且如果连接负载，则流动到负载。ISEC以等于输出电容器电压除以次级线圈152的次级电感的斜率衰减到零。输出电压VOUT用次级控制器185的反馈进行调节。反馈信号发送到初级控制器130，以调节由反激式转换器100的初级侧所发送的功率。这种反馈信号必须跨过主电源隔离，并且因而通常通过使用到初级控制器130的控制输入端195的光耦合器190输出端，在光域中获得这种反馈信号。
在反激式转换器中的ISEC可以较大振铃开始。反激式转换器的ISEC上的此振铃可由在开关节点上的漏电感和寄生电容引起。当启动SRMOSFET开关154的导通相时，电流将开始流过体二极管155，生成在体二极管155两端的负漏源极电压(VDS)。体二极管155将具有比由MOSFET导通电阻(RON)引起的电压降更高的电压降。根据本文所描述的实施例的SR控制器170可将SR MOSFET的栅极156调节到一定电平，使得自漏极变成负的起，可以维持在此MOSFET两端恒定的VDS。这是因为在初始等待时间期间，SR MOSFET 154的栅极156并不通过开关接通，而是通过电压调节器接通。电压调节器将栅电压调节到一定电平，使得VDS电压在特定电平下。因为栅电压取决于ISEC的大小，所以这可用于调整消隐时间。
当存在电流的显著振铃时，栅电压调节器可不对振铃作出反应，因为这会导致通过SR控制器170MOSFET 154的栅极的重复充电和放电，导致不必要的额外栅极驱动损耗，降低效率。SR开关154可包括具有大约10nF的较大栅电容的较大晶体管。对这种栅极进行充电和放电需要能量，并且因而期望对该栅极充电不会大于所需要的，并且避免多个充电和放电周期。
在SR控制器中，已经合并了具有固定时间段的消隐功能，使得SR控制器能够不对振铃作出反应。消隐功能可通过在次级冲程开始处，在限定的时隙中停用SR控制器的放电调节器，避免SR开关的提早关断。
图2A示出在低功率条件下存在于无消隐的SR控制器中的波形。图2A示出三种波形。波形210表示SR开关的VDS。波形220表示漏源极电流，该漏源极电流为通过次级绕组152的ISEC。波形230表示栅电压。这为当存在太短消隐或零消隐时的例子。因为始终存在于开关模式电源中的次级绕组中的漏电感，所以电流中存在振铃，例如在240处所示的在栅电压230中反映出来的。栅电压波形230充电和放电持续多个周期。在此情况下，在电流的振铃之后，栅电压还振铃。
图2B示出在中等功率条件下无消隐的SR控制器。在图2B中，电流310更大，并且栅电压320增加到最大值，然后减小到最小值，并且再次增加和再次减小，这应被避免，因为栅极的振铃会引起开关损耗。
本文所描述的实施例提供在变压器的整个周期期间使SR开关154的栅极156导通且保持栅极156导通，或使栅极156关断且保持栅极156关断的方式。使用电流幅度尖峰310，消隐时间可适用于在这些尖峰期间持续。
除了SR开关154的提早关断引起问题之外，关断SR开关154太晚也可能引起不想要的反向电流。这种反向电流可使输出电容器158放电，并且以一定效率损失将能量从输出电容器158传递回到变压器150。当在反向电流流过变压器的次级绕组152的情况下SR开关154最终关断时，在SR开关154的漏极160上将生成较大电压峰值。这种高压峰值通常应需要使用具有更高的额定电压的SR开关，并且因而具有更高的成本。消隐可远早于次级电流达到零电平的时刻就结束。
可在两种条件下出现具有太长消隐的问题。一种条件可为在具有较小初级峰值电流和较短次级冲程的低功率模式下。第二种条件可为在低频振铃期间漏电压的波谷中，低频振铃可引起在SR开关上较短负漏源极电压，这导致SR开关的合闸。在图2B中，在低频振铃期间漏电压330的波谷接触接地电平，并且可容易地使SR开关154合闸。
本文所描述的实施例包括SR控制器170，SR控制器170可以用于具有自适应栅极驱动和自适应消隐的各种封装中。自适应栅极驱动的放大器控制可生成高SR栅电压以对应于在次级绕组152中的高峰值电流，并且生成低SR栅电压以对应于在次级绕组152中的低峰值电流。
图3A和图3B示出了根据本文所描述的实施例对于高300次级峰值电流和低350次级峰值电流的SR栅电压和消隐时间。在图3A中，波形示出在具有振铃的次级绕组中的电流。波形320表示充电为高电平的SR栅电压，并且斜坡波形330可用于确定消隐时间。
波形310表示可被整流且包括振铃的次级电流。参考图1的布局，为了设置消隐时间以使振铃效应最小化，栅极156可以被驱动到最大电平，并且在最大电平下调节栅极156。如果电流减小，例如在2μs时间之后，则栅电压VGS可随着电流电平减小。在约0μs与2μs的振铃的时间之间，栅电压应保持相对恒定，并且由于振铃而无栅极的放电。
可以通过测量漏源极沟道的电压降来感测SR开关154的电压降VDS。漏源极沟道的电压降将通过改变SR开关154的栅电压进行调节。如果在次级绕组152中的电流较高，则漏源极沟道的电压降将较高，并且SR开关的栅电压可增加，以便将漏源极沟道的电压降调节到恒定电平。
在图3B中，对于较低电流的整流，低电流和振铃可出现在无负载下或在低功率条件下。再次参考图1，次级绕组152电流可以较少，并且SR控制器170的放大器控制可为SR开关154的栅极156充电到仅高于阈值的较低电平，以便节约开关损耗。SR开关154可为具有大约10nF的较大栅电容的较大晶体管。
对栅极156进行充电和放电使用能量，并且因而在本文所描述的实施例中，栅极156可不会被充电大于所需要的，也不应存在多个充电和放电周期。操作的方法包括测量VDS以调节栅电压(VGS)。通过保持VDS到期望的电平，SR开关的VGS可通过次级绕组与电流成比例匹配。因而，对于较高电流将设置较高栅电压，并且对于较低电流设置较低栅电压。
如图3A和图3B中所示，波形330是消隐斜坡。如果将设置较高栅电压，则存在振铃电流，并且可期望使SR开关154在更长时间中消隐。当时间开始，在0V处开始斜坡电压330，这可以通过使SR开关154合闸且在SR控制器170内部来实现。一旦斜坡电压330达到栅电压320，消隐就停止。在上部图3A中，例如，消隐在2μs处停止，在下部图3B中，消隐在800ns处停止。
在使SR开关154合闸之前，可以未确定漏极电流ISEC的电平。如果电流电平变高，则在图3A中的栅电压波形320将被设置为较高，并且消隐斜坡330可使用更多时间来达到且跨过栅电压320来结束消隐时间。在图3B中，消隐斜坡335的斜率相同。因为栅充电水平325较低，所以在800ns处斜坡335和栅极线325的交叉更早，这导致更短的消隐时间。
因此，本文所描述的实施例提供对太短消隐或太长消隐的问题的解决方案，太短消隐引起额外的栅极驱动损耗，太长消隐产生反向电流和在漏极上的过压尖峰。
在内部斜坡信号330和SR栅电压320的交叉之后，下拉式调节器的消隐可结束。当ISEC下降到一定值以下时，栅极156可以与衰减的ISEC成比例地逐渐放电，其中VDS调节器在等于调节电平的VDS下再次进入调节。
图4示出根据本文所描述的实施例作为整流器开关的VGS和IDS的函数的导通电阻RON。本文所描述的实施例可使用SR开关的VDS来确定SR开关的栅电压VGS以设置SR开关154。图4示出对于常用60V 5mΩ逻辑电平SR开关的不同VGS电平的RON。这种SR开关可以应用于至多20A的峰值次级电流，并且可在欧姆或线性区(图4的左下侧)中操作，并且将不进入饱和区。
当(VDS)在调节电平下时，可以确定SR开关的VGS，并且可以非线性但单调关系与ISEC成比例地设置VGS。将为SR开关设置的栅极峰值电压VGS可在阈值电压到SR控制器170电源电压的范围内起操作，并且将为SR开关设置的栅极峰值电压VGS可携带ISEC的信息，ISEC的信息将用于确定消隐时间。
参考图1，可以从次级绕组电流ISEC确定SR开关154峰值电流电平。可以由SR控制器170感测VDS，并且然后由SR控制器170通过改变SR开关的栅电压将VDS调节到预定电平。
例如，如果ISEC为10A，VDS被感测处于接近30mV的电平，并且然后在30mV下调节VDS，则RON将为3mΩ，这可对应于用10V的最大VGS操作的SR开关154。如果ISEC为例如5A，并且VDS被感测在30mV下，并且在30mV下调节VDS，则RON被确定为6mΩ，并且SR开关154可被调节返回到约5V的VGS。另一个例子，如果在30mV的VDS下感测1Amp的低ISEC，则RON可变为30mΩ，并且VGS可变为2V，2V可以仅高于SR开关的阈值电压。SR控制器170在电压域中工件感测VDS，并且通过改变VGS，将VDS调节到恒定电平。
ISEC可以由应用限定。VDS可以保持恒定，例如20mV、30mV或40mV(低于肖特基二极管的典型300mV正向电压，用于有效地获得增益)。如果ISEC下降，则SR开关可在更高的RON下操作，并且VGS可以被改变到更低的电平。如果ISEC增加，则需要更低的RON，并且VGS可通过SR控制器170增加。不同VGS电平的这种设置可为本文所描述的实施例的自适应消隐的一部分。
随着次级电流逐渐增加的VGS电平可用于设置消隐时间。对于较高峰值电流，VGS消隐时间可处于最大值。对于较低到中等峰值电流，VGS和消隐时间可以具有中等值。为了在振铃的波谷中合闸，VGS可仅高于阈值，并且消隐时间可为零。
因为变压器电感是恒定的且输出电压被调节到恒定电平，所以ISEC可确定反激式转换器100的次级冲程时间。消隐时间应小于次级冲程时间。消隐时间可在次级电流再次变为零之前结束。
图5示出根据本文所描述的实施例对于5V和10V电源电压作为SR栅电压的函数的消隐时间。图5示出消隐时间与栅电压之间的传递函数。VGS可随着ISEC按比例缩放。如果ISEC较大，则VGS将较大，如由波形510指示的。如果在次级电流已变为零之后存在共振振铃，则ISEC将较低，并且SR开关154可被合闸到仅高于阈值的电平，对于逻辑电平(LL)FET，仅高于阈值的电平可为约2V。对于标准电平FET，VGS可为约4V。在此情况下，消隐时间可以零，并且可存在偏移。对于非常低的VGS电平，消隐时间可以零。如图5中所示，对于低电平的VGS，值不必跨过0，0原点。可以设置偏移阈值。
VGS可以增加到当RON乘以ISEC等于调节电平(RON*ISEC＝VREG)时的电平或增加到最大VGS，最大VGS等于电源电压。ISEC可以具有锯齿波形，并且因而VGS将快速升高，并且将快于用于消隐的斜坡。
对于非常小的电流，可以在无消隐时间的情况下直接关断SR开关154。对于较大电流，可以使用自适应消隐。对于最大电流，可以设置最大时间。
如图5中所示，栅电压可以取决于正使用的FET的类型。对于可为用于电池充电的标准电压的5伏特应用，可以使用在栅极处具有最大值5V的逻辑电平(LL)FET。***可以用于其它应用/转换器输出电压例如9V、12V、15V或20V。
对于高压，可以使用具有更高的阈值电压的标准电平FET。具有标准电平FET，为了最小的RON，***应需要通常10V的栅电压。
可以由SR控制器170设置SR开关154的栅电压，并且消隐时间可以与至少如本文所讨论的次级绕组或漏极电流ISEC、开关154导通电阻RON和漏源极电压VDS有关系。如果ISEC较低，则VGS将较低，并且消隐可为非常低或甚至为零。
在图5中示出的不同值可以建构到SR控制器中，并且可以从输出电压VGS检测到。例如，对于具有5V VOUT的逻辑电平FET，如果确定VGS为<2V，则可不出现消隐时间。如果VGS＝3V，则消隐时间可持续约1μs，并且如果VGS＝5V，则消隐时间可持续约2μs。对于具有10V的最大VOUT的标准FET，如果VGS<4V，则可不出现消隐时间。如果VGS＝6V，则消隐时间可持续约1μs，并且如果VGS＝10V，则消隐时间可持续约2μs。
图6示出根据本文所描述的实施例自适应消隐电路600的实施方案。
自适应消隐电路600可包括电源614。电源614根据应用可为5V、10V、12V。电源614可将功率供应给电流源630，电流源630可反过来使用电流镜670，以在充电环路622的两个分支中建立比例电流。充电环路622可包括电阻器601和内部电容器638，内部电容器638在消隐期间被充电。内部电容器可与开关642、晶体管661和晶体管662并联。电源可将参考电压提供给PMOS晶体管612和NMOS晶体管620。
自适应消隐电路600可包括4.5V参考电压610。参考电压610可为PMOS晶体管612的栅极输入。自适应消隐电路600可包括SR开关栅电压VGS的参考输入644。在自适应消隐电路600中的VGS 644可被比较器646且被比较器650用作参考电压，以确定何时消隐应结束。
充电环路622可包括电阻器601和电容器638，这可根据为这些组件所选择的值产生用于为电容器638充电的变化的时间常数。电阻器602可限定充电电流，并且电容器638可累积电荷。使用更高的电源电压614，充电电流还可增加，VGS还可增加。
例如，如果电源电压为5V，则逻辑电平FET可以用于自适应消隐电路600中。自适应消隐电路600可被调谐到5V最大值，并且为电容器638充电的消隐电流可以由电阻器602对5V进行分压来限定，并且电容器638被充电到5V。如果电源电压为12V，则VGS 644可被调谐到最大值12V，并且由电阻器601限定的充电电流可为更大，12V/电阻器601，并且电容器638可以被充电到更高的电压。因为充电电流与电源电压成比例，所以消隐时间可以由RC组合(电阻器601的值乘以电容器638的值)来限定，并且时序可与电源电压无关。如图5中所示，2μs的最大消隐时间可由R和C而非电源来限定。
R和C的值可限定消隐时间，如图5中由具有不同斜率的线510和线520所示的。第一线510是电容器上的电压，因此在0秒处，使SR开关合闸，并且电容器放电，并且开始被充电。
在图6中，开关642可对电容器638形成短路。如果使SR开关合闸，则电容器638电压可通过由R和C限定的斜率增加。电容器638上的电压可由比较器646和比较器650两者监测。当在引脚648处的电容器电压等于在引脚647处的栅电压VGS时，则消隐时间已终止。比较器646输出改变为一个值。比较器646输出被输入到或门651。比较器646输出被输入到锁存器658的复位引脚，在660处复位引脚输出零信号，零信号表示消隐信号的状态为关闭。锁存器658可为储存存储器的一位的存储器电路组件。
因此，当电容器638电压等于VGS时，电容器638可以被放电，并且消隐信号可以被关断。这可被称为自适应消隐。如果VGS被设置为更高，则电容器电压648将越晚达到栅电压647。如果VGS被设置为更低，则电容器电压648将越早达到栅电压647。
在反激式转换器的初级冲程中，电容器638可以被放电。在次级冲程开始时，感测的VDS可下降到负二极管电压，并且这种电平可设置逻辑_消隐锁存器658。锁存器切断晶体管662，但晶体管661仍保持在电容器638上的电压较低直到当SR开关合闸时VDS再次升高之后。在此之后，电容器638开始充电。
在消隐期间，锁存器658的Q输出660为高，并且是用于源极跟随器616的电源电压。消隐信号为这种源极跟随器的输出。这种跟随器的输入为SR电源开关的栅电压，或为一个更低的阈值电压。在电容器638电压等于SR开关的栅电压644的时刻，逻辑_消隐锁存器658可被复位，并且消隐输出622可变为零。
数字消隐信号660可通过晶体管616的源极跟随器级，用于使消隐零用于在两个场景中的低栅电压和低电流脉冲。对于5V输出电压和逻辑电平FET，VGS可以比内部MOS晶体管的两个阈值更高，以使消隐信号通过到SR开关154的关闭调节驱动器。对于10V输出电压和标准电平FET，栅电压需要比内部MOS晶体管的三个阈值更高，用于使消隐信号通过到SR开关154的关闭调节驱动器。
电流源606、电流源607和电流源608分别将PMOS 612、NMOS 620和NMOS 616偏压。PMOS 612可检测电源614是否为5V或电源614是否大于5V。PMOS 612的栅极可以在连接点610处连接至4.5V。当电源614为5V或更小时，5V电源与PMOS栅极612的4.5V 610之间的电压差并不超出0.7V的阈值，并且PMOS 612并不导通。通过电流源606将漏极拉到接地，并且反相器602输入为低。到反相器602的低输入将关上开关的高信号发送到开关604。然后，VGS变为源极跟随器616的输入。如果VGS比NMOS 616的阈值更高，并且如果锁存器658的Q输出660为高，则使消隐NMOS 616导通，并且使消隐信号622通过到关断调节器706，VGS是一个比SR开关的栅电压更低的阈值。将该电压施加在关断调节器706中的停用晶体管的栅极上，停用晶体管使其源极连接到接地。当SR开关的栅电压超过内部NMOS晶体管的两个阈值时，这种停用晶体管开始使关断调节器706停用。
当电源614为大约10V或更高时，10V或更高电源与PMOS栅极612的4.5V 610之间的电压差超过0.7V，PMOS 612导通。PMOS 612的漏极被上拉到驱动器电源，并且反相器602输入为高。当输入为高时，反相器602切断开关604，并且NMOS 620将传导偏压源极607的电流。
如果VGS比三个阈值(即是NMOS 620的第一阈值、NMOS 616的第二阈值和关断调节器706中的停用晶体管的阈值电压)更高，并且如果锁存器658的Q输出660为高，则消隐NMOS616将被导通，并且使消隐信号622通过到关断调节器706。
晶体管616为源极跟随器，源极跟随器可以被设置具有一个或两个阈值，并且可存在看起来朝向电源电压的开关动作。如果电源电压为5V或更低，则可施加两个阈值(例如2V)，并且如果电源电压为大于5V，则可施加三个阈值(例如3V)。
比较器646和650二者确定消隐时间的结束。比较器646在非常低的栅电压下不是激活的，并且比较器650在非常高的栅电压下不是激活的。比较器646和比较器650的输出端连接至或门651，使得它们一起在整个电源电压范围内是激活的。
***可包括偏移以管理由比较器完成的感测。在例子实施方案中，当栅电压处于电源电压且电容器电压达到电源电压时，除非给出有意的偏移，否则比较器不能做出决策。使得比较器能够在此情况下做出决策的另一可能是将电容器电压与例如低于真实栅电压约100mV的电压比较。这适用于仅对高于特定阈值(该特定阈值高于接地)的输入电压是激活的比较器646。当栅电压和电容器电压二者处于接地电平时，仅低于特定阈值电压(该特定阈值电压低于电源电压)是激活的另一个比较器650必须能够做出正确决策。通过将电容器电压与例如比栅电压高100mV的电压比较是可能的。
电路600可包括上电复位(POR)线671，来限定一旦电路开始时的启动电平。POR671通常被关闭，以将零输入到或门651。如果对于电路的正常操作，电源电压线614过低，则POR线671逻辑上为高。如果对于良好的操作电源线具有足够高的电压，则POR线671逻辑上变为低，并且释放用限定的起始状态正常操作的电路。
消隐电路600可包括漏电压输入端673的低压副本。如本文所讨论的，在次级冲程开始时，如果漏极变低，低于接地，这可以由NPN晶体管652检测。反相器654的输入被拉低，并且反相器654的输出设置交叉耦合的反相器656和反相器657的锁存器658。锁存器的输出可生成由NMOS 616传递到输出622的信号消隐。如果该电平为高，则消隐是激活的，并且该电平保持高和激活的，直到复位到达。当消隐电平为最大值时且当第一比较器646切换时，复位可到达。该动作为当电容器电压648等于栅电压647减去预定偏移时。
如果电容器电压648等于栅电压647，则锁存器658可以被复位，并且在输出端622处的消隐信号再次变为零。当栅电压和电容器电压二者均为零时，在第二比较器650处存在零到零比较。在导通周期开始处，在SR开关打开之前，然后设置锁存器。在栅电压648为低的时刻，所以栅极为0V，电容为0V，并且不应生成复位信号。因而，在此情况下比较器应将电容器电压与例如大于栅极100mV的信号比较。因此斜坡为零，栅极为零，并不直接生成复位。如果斜坡电压跨过栅电压，则仅发生复位。
电路可包括节能(ES)输入信号672，以使得在睡眠模式中某些电路能够被切断。电阻器601可以被切断，因而不存在电流，并且电容器638可以放电，并且电路可在0V处开始。在睡眠模式中，在备用的情境中，电路可不消耗功率，并且电容器保持在0V处。当在无负载情况下充电器被***到墙上插座中且在备用或睡眠模式中操作时，电容器可从零开始，并且锁存器658可被复位。通常，对于正常操作，关上开关640。
晶体管661和晶体管662可引起电容器638的放电。在锁存器被复位且锁存器端660变为零之后，电容器638将放电。锁存器658输出端664可为高，并且使电容器638放电。一旦次级冲程开始，流出电流镜670的电流可为电容器638充电，并且然后生成消隐斜坡。
可从锁存器658将信号660输出到晶体管616，并且这可引起消隐信号。如果消隐信号为高，则可使电路消隐，并且继续在电容器638上累积电荷。如果从锁存器658输出的信号660为低，为0V，则消隐已终止，并且SR开关154可被调节/接通或切断。
在图6中，随着电源614增加，然后通过电阻器601的电流增加，并且然后电流镜670的输出可为电容器638充电。如果电源变化，则输出电流可改变相同的量值。
图7示出根据本文所描述的实施例控制器700的布局。SR控制器700可以具有6个引脚，6个引脚包括电容器引脚715，电容器引脚715可为控制器的一般电源引脚。电容器引脚715可以连接至外部电源电容器140(在图1中示出的)。如果外部电压730为低，电容器140可以由充电电流源720和漏极引脚725充电，或如果外部电压730为高，则电容器140可以由二极管735充电。控制器700还可包括源极感测端740、接地输入端750和VGS输出端760。
外部电压730可以连接至反激式转换器的输出电压VOUT(在图1中示出的)。在几种情境中，使用如本文中所描述的控制器170的反激式转换器可与电池充电器一起使用。在空电池中，最小转换器电压可为2V，并且该电压可太低而不能为控制器170供电。在此情况下，可由充电电容器电流720和漏极引脚725为控制器170供电。在充电的电池中，转换器电压(VOUT)可为5V，这可足以为控制器170供电。在此实例中，可由外部电压引脚730为控制器170供电。
外部电压引脚730是给SR控制器700提供动力的输入端。漏极725连接至SR开关154的漏极，并且可以用于感测漏源极电压VDS。源极740连接至SR开关154的源极，并且可用于感测VDS。接地750可提供到SR控制器700的接地电源连接点。栅极760为输出端，以确定SR开关154的栅电压VGS。
SR控制器700的其它组件可包括多个比较器705、比较器706和比较器707，比较器705、比较器706和比较器707可用作由驱动器790输出的SR开关栅极信号760调节电路，驱动器790根据通过漏极725和源极740所感测的SR开关的峰值电流来确定消隐阈值。栅极信号760可以反馈回到消隐块780以设置如图6中所示的VGS的消隐阈值和消隐时间。栅极信号760也可以被输出到SR开关154作为其栅电压。
输出信号消隐710可以从消隐块780输出以停用关断调节器706的输入端。块708为避免在消隐期间的切换误差的保护块。如果在消隐时间期间，VDS变为正且超过比较器707的270mV阈值，则栅极760将无条件切断，但这在正常操作期间不会发生。
在操作中，如本文中所描述的，可以感测SR开关154的漏源极电压VDS，并且因为自适应栅极调节，可获得ISEC。如果漏极725的电压下降低于源极740，这可为存在流动应当被整流的电流的指示。栅极156可被导通，并且VDS被调节恒定值，例如-36mV，用调节器705和偏移源极指示。然后如果VDS变为低于其绝对值，则栅电压VGS可减小，被称为关闭调节，并且该电平降低到30mV，以便避免打开调节和关闭调节二者是激活的操作范围。可以由消隐信号控制关闭调节。如果消隐输出信号710为高，则SR开关154不能被关断，并且关闭调节被阻止，并且VGS保持直到消隐信号710(也被称为到关闭调节器的区消隐)变为零，并且再次启用关闭调节。关于比较器707，如果在消隐时间期间，漏电压725变为正且超过270mV阈值，则栅极760将无条件切断。这可避免在消隐期间的切换误差。调节输出可以馈送到驱动器电路790中，驱动器电路790也经由逻辑块775从保护和节能电路和驱动器电源714接收逻辑，以选择到SR开关的栅极760的恰当输出。
如所提到，控制器700的外部电压730可以连接至反激式转换器100的输出电压VOUT。外部电压730可以具有各种范围，例如5V、9V、12V、20V或更高，还限定控制器700的内部电压。在此情况下，电容器140电压可以用于为内部电路供电，为消隐块供电，并且还形成用于栅极760的驱动器电源。如果外部电压730为5V，则电容器715还具有5V的最大值，并且消隐电路785在5V上工件，并且栅极驱动器714还可供应5V。如果外部电压730为12V，则所有电路在12V上工作。如果例如外部电压730为20V，则驱动器电源714可限制驱动器790的电源为12V。
图7还示出知识电路例如电压和电流参考电路755，电压和电流参考电路755可为带隙电路，带隙电路被配置成生成用于控制器700和自适应消隐电路600中的参考电流和电压。电压和电流参考电路755为需要电压和电流的每个电路生成电压和电流，每个电路包括但不限于电流源606、电流源607和电流源608、电流源630、电压参考610、POR 671和ES 672。节能控制块770可在控制器内提供节能(ES)输入信号。欠电压锁定块765为保护电路，如果在电容器引脚715上的电源电压对于保证良好的操作来说过低，则该保护电路可停用栅极760和控制器700的开关。
图8示出根据本文所描述的实施例具有自适应消隐的波形。对于高电流，在次级冲程期间，SR开关154可通过测量SR开关的VDS在较高栅电压下操作。波形810可表示由SR控制器施加到SR开关的栅极峰值电压。测量且设置VDS。如果ISEC变得足够低且消隐时间已终止，则栅电压810也变低，并且可使具有较高RON的较低电流具有相同VDS。因此，VDS可被调节到恒定电平。
在818处将栅极设置成零电压之后，在低频振铃期间漏电压的波谷可引起在SR开关上的短负漏源极电压，短负漏源极电压导致在826处SR开关的合闸，且然后用零消隐时间直接关断SR开关。如果ISEC为低，则VGS将为低，并且消隐可为非常低或甚至为零。
信号820表示漏电压(20V/div)，并且信号810表示栅电压(1V/div)。所示出的可为具有5V输出电压的反激式转换器。
对于5V的最大栅电压，消隐时间可为最大值，并且栅电压VGS遵循单调曲线，在单调曲线中，栅电压在无局部放电的情况下增加到最大值，保持最大电平直到消隐期满，并且在无振铃的情况下逐渐减小。
对于具有低频振铃的短电流脉冲，SR开关154用仅高于阈值(2.5V)的栅电压合闸，并且在无任何消隐的情况下在小电流脉冲之后即刻关断。
实施例可应用于开关模式电源中，如用于充电器和适配器，并且可应用于电源中，如用于台式计算机和电视机。
自适应消隐功能意指在现有电源中，以有效的方式驱动SR开关，而无额外的栅极驱动开关损耗，并且可在宽范围中选择开关频率。自适应消隐并不需要为了最小打开时间和最小关闭时间用外部组件进行调整。
对于较高ISEC，控制器可通过测量SR开关154的VDS在较高栅电压下操作VGS。如图8中所示，测量VDS。如果ISEC(未示出)变低，则810也变低，这是因为VDS被调节到恒定值。然后，在消隐周期已终止之后，如果ISEC变低，则VGS也变低，并且这使具有较高RON的较低电流仍取得相同的VDS电压。在消隐时间期间，VGS是恒定的，并且因此RON是恒定的。当在消隐时间期间ISEC变化时，VDS也将变化。
在本文所描述的实施例中，不存在可不离开转换器170中的一些振铃的能量传递，因为在每个能量冲程之后，电容器被充电，并且电容器经由电感放电，电感可产生一些LC振铃，例如图8。
一旦VDS下降到低电平，次级冲程的开始就开始，并且然后电压810升高到由ISEC限定的最大电平。在无振铃的情况下，即使存在ISEC的较大振铃，VGS也保持在该电平上。当ISEC减小且消隐时间已终止时，VGS也减小直到冲程的结束。然后VDS 820可开始振铃。如图8中所示，在振铃的第二波谷825中，存在VGS尖峰826，这意指振铃引起在变压器中的短电流脉冲，短电流脉冲是精细的。如果尖峰826出现，则SR 154可接通，但然后再次直接切断。因此，振铃不存在保持SR开关154打开将允许ISEC朝向次级绕组回流的问题。
因此在自适应消隐中，对于较大次级电流，可存在较大消隐值。对于较小电流，可存在最小的消隐值和零消隐时间。
因此本文所描述的实施例使消隐时间适应通过SR开关的次级电流的幅度。
虽然已经具体参考各种示例性实施例的特定示例性方面详细地描述了各种示例性实施例，但应理解，本发明能够容许其它实施例且其细节能够容许在各种明显的方面的修改。如对本领域的技术人员显而易见的，在保持本发明的精神和范围内的同时可以实现变化和修改。于是，上述公开内容、描述和图仅出于说明性目的，并且并不以任何方式限制本发明，本发明仅由权利要求书限定。

Claims (20)

1.一种控制在包括初级绕组和次级绕组的功率转换器中的同步整流的方法，其特征在于，包括：
检测在次级绕组中的峰值电流；
根据所述峰值电流确定消隐阈值；以及
根据所述消隐阈值，在消隐时间中使同步整流器(SR)开关的关断消隐。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，确定消隐阈值包括：
感测与所述次级绕组串联连接的开关的漏源极电压；
为所述SR开关充栅电压，直到所感测的漏源极电压达到预定调节电平。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，当所述漏源极电压被调节到恒定电平时，所述栅电压与所述峰值电流具有单调关系。
4.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，通过用恒定和经调节的漏源极电压测量所述栅电压来获得峰值电流相关的信号。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述消隐时间为所述峰值电流的函数，并且其中所述消隐时间随着所述峰值电流逐渐增加。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，对于低峰值电流，所述消隐时间为零。
7.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，在低压应用中，所述零消隐时间应用于仅高于逻辑电平FET的阈值的SR栅电压，并且在高压应用中，所述零消隐时间应用于仅高于标准电平FET的阈值的SR栅电压。
8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，对于通过在次级冲程的结束与下一个初级冲程的开始之间的低频振铃的SR开关合闸，所述消隐时间为零。
9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，使所述SR开关的所述关断消隐包括：
为电容器充电；以及
根据所述电容器的充电水平，在增加的持续时间中输出消隐信号。
10.根据权利要求9所述的方法，其特征在于，包括当电容器电压等于经调节的栅电压时，停止所述消隐信号，还能够将所述栅电压的按比例缩放版本与按比例缩放的内部电容器斜坡电压比较。
11.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述消隐时间对应于所述消隐阈值时，关断消隐信号。
12.一种功率转换器，其特征在于，包括：
次级电流绕组，所述次级电流绕组具有峰值电流；
同步整流器(SR)开关，所述同步整流器(SR)开关用于把在所述次级绕组中的电流整流，所述SR开关具有源极、漏极和栅极；
SR控制器，所述SR控制器用于控制所述SR开关，所述SR控制器包括：
峰值电流检测器，所述峰值电流检测器被配置成产生与次级电流的峰值电流值相关的输出信号；以及
消隐电路，所述消隐电路被配置成根据与所述峰值电流值相关的输出栅极信号设置消隐时间。
13.根据权利要求12所述的功率转换器，其特征在于，通过用被充电的SR栅极测量所述SR开关的漏源极电压来获得所述峰值电流，以使得达到限定的VDS电压。
14.根据权利要求13所述的功率转换器，其特征在于，所述消隐时间为所述峰值电流的函数，并且其中所述消隐时间随着所述峰值电流逐渐增加。
15.一种功率转换器，其特征在于，包括：
次级绕组，所述次级绕组具有峰值电流；
同步整流器(SR)开关，所述同步整流器(SR)开关用于把在所述次级绕组中的电流整流；
SR控制器，所述SR控制器用于控制所述SR开关，所述SR控制器包括：
检测电路，所述检测电路用于检测在所述次级绕组中的峰值电流；
调节电路，所述调节电路用于根据所述峰值电流确定消隐时间；以及
消隐电路，所述消隐电路用于使所述SR开关在所述消隐时间中消隐。
16.根据权利要求15所述的功率转换器，其特征在于，所述消隐电路包括：
电流源，所述电流源为电流环路供电，所述电流环路包括电阻器和电容器；
比较器块，所述比较器块用于将所述电容器的充电水平与栅电压比较。
17.根据权利要求16所述的功率转换器，其特征在于，所述消隐时间由所述电阻器的值乘以所述电容器的值限定。
18.根据权利要求15所述的功率转换器，其特征在于，所述消隐时间与转换器输出电压和控制器电源电压无关。
19.根据权利要求15所述的功率转换器，其特征在于，所述消隐电路包括：
输入端，所述输入端用于表示所述SR开关的峰值电流的表示；以及
闩锁组件，所述闩锁组件用于输出消隐信号，所述消隐信号防止在所述次级绕组的电流中的振铃干扰所述SR开关的栅极开关。
20.根据权利要求15所述的功率转换器，其特征在于，使所述SR开关消隐包括：
为电容器充电；以及
根据所述电容器的所述充电水平，在增加的持续时间中输出消隐信号持续。
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