JP6087531B2

JP6087531B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JP6087531B2
Application number: JP2012173712A
Authority: JP
Inventors: 岸田　行盛; 行盛岸田; 賢司藤原; 優岸和田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2012-08-06
Filing date: 2012-08-06
Publication date: 2017-03-01
Anticipated expiration: 2032-08-06
Also published as: JP2014033565A

Description

本発明は、直流電源からの直流電力を交流電力に変換するインバータ回路を有し、三相二次側の第二線が接地される商用電力系統（以下、適宜「系統」と略す）に連系する電力変換装置に関する。

三相二次側の第二線が接地された系統に連系する電力変換装置において、中性点クランプ方式（ＮＰＣ方式）と称される方式にてインバータ回路等が構成される場合がある。また、この方式の場合、接地された第二線が電力変換装置における正負の直流母線間に直列接続された一対の母線コンデンサの中性点に接続される。なお、その中性点は、例えば太陽電池モジュールや燃料電池である直流電源の正極と負極に挟まれており、直流電源の電流路はアースに対して絶縁されている。

上記のような三相第二線接地方式に用いられる電力変換装置の場合、系統電圧の高調波ひずみ等により、直流母線に接続される母線コンデンサの電圧（母線コンデンサ電圧）がアンバランスする。なお、このような母線コンデンサ電圧のアンバランスに対しては、インバータ回路における各出力線に零相成分の電圧を重畳することで、母線コンデンサ電圧のアンバランスを調整する手法が開示されている（例えば、下記特許文献１）。

特許第３１８６３６９号公報

しかしながら、上記特許文献１の手法を三相第二線接地の系統と連系する電力変換装置に適用した場合、以下に示す問題点があった。

（１）系統の第二線が接地される場合、インバータ回路の各出力線に零相成分の電圧を重畳した場合、零相分の電流が流れる。一方、系統連系規定（社団法人日本電気協会ＪＥＡＣ９７０１−２０１０）により、零相分の電流には規制がある。よって、母線コンデンサ電圧のアンバランス量が大きくなれば、系統連系規定を満足しない場合がある。
（２）インバータ回路の出力側には漏電ブレーカを設けることが一般的であるが、零相分の電流が大きくなれば漏電ブレーカがトリップして、運転継続ができないという問題が生ずる。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、三相第二線接地の系統と連系する電力変換装置において、母線コンデンサ電圧のアンバランス対策を行った場合であっても、系統連系規定に抵触する状況を回避し、意図しない漏電ブレーカのトリップを抑止することができる電力変換装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、直流電源からの電力供給を受け、三相二次側の第二線が接地され、前記三相二次側は外乱による電圧変動が発生する商用電力系統に連系する電力変換装置において、前記直流電源の出力電圧を所望の電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、正負の直流母線間に直列に接続され、その接続点を中性点として前記第二線に電気的に接続される正側および負側母線コンデンサと、前記中性点にクランプされ、前記正側および負側母線コンデンサに保持される直流電力を所望の交流電力に変換して前記商用電力系統に供給するインバータと、ダイオードが逆並列に接続され前記正負の直流母線間に直列接続される第１および第２のスイッチ素子ならびに、これら第１および第２スイッチ素子の接続点と前記中性点との間に接続されるリアクトルを具備するバランス回路と、前記正側および負側母線コンデンサの電圧に基づいて前記第１および第２スイッチ素子の導通を制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記正側母線コンデンサと前記負側母線コンデンサとの間の電圧差に応じて前記第１および第２スイッチ素子のうちの何れか一方を動作させる制御を行うことを特徴とする。

この発明によれば、母線コンデンサ電圧のアンバランス対策を行った場合であっても、系統連系規定に抵触する状況を回避し、意図しない漏電ブレーカのトリップを抑止することができる、という効果を奏する。

図１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。図２は、系統連系の際に系統電圧に二次高調波電圧が重畳している様子を示す図である。図３は、自立運転負荷に単相１００Ｖの半波整流器負荷が接続される場合の出力電圧波形および出力電流波形を示す図である。図４は、母線電圧のアンバランスを調整する従来手法の一例として抵抗回路で母線電圧のアンバランスを調整する一例を示した図である。

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。

図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置１６の一構成例を示す図であり、直流電源１から供給される電力（直流電力）を交流電力に変換して負荷である系統（商用電力系統）９および自立運転負荷１０に所望の電力を供給する。

電力変換装置１６は、図１に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２、バランス回路１２、Ｐ側母線コンデンサ４、Ｎ側母線コンデンサ５、インバータ３、ＡＣフィルタ回路６、系統側開閉器７、自立運転負荷側開閉器８および制御回路１５を備えて構成される。

直流電源１は、太陽光発電システム、燃料電池等などを初めとする直流電力の供給源である。ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、例えばＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking）機能や昇圧機能付きのコンバータであり、直流電源１の出力電圧をインバータ３に好適な電圧値に変更して出力する。Ｐ側（正側）母線コンデンサ４およびＮ側（負側）母線コンデンサ５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２から供給される電力を保持するコンデンサであり、正負の直流母線間に直列接続される。また、それらの接続点である中性点１４は、三相交流電源である系統９の上位トランス（二次側トランス）の第二線に接続され接地点と同電位にされる。

バランス回路１２は、ダイオードが逆並列に接続され、正負の直流母線間に直列接続されるスイッチ素子１２ａ（第１のスイッチ素子）およびスイッチ素子１２ｂ（第２のスイッチ素子）と、直列接続されたスイッチ素子１２ａ，１２ｂの接続点と中性点１４との間に接続されるリアクトル１２ｃと、を備えて構成される。スイッチ素子１２ａ，１２ｂは、例えばＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧型半導体素子である。バランス回路１２は、Ｐ側母線コンデンサ４とＮ側母線コンデンサ５との間の電圧差のアンバランス（母線コンデンサ電圧のアンバランス）を解消する動作を行う。なお、詳細な動作については後述する。

インバータ３は、中性点クランプ方式（ＮＰＣ方式）と称される方式の電力変換回路であり、Ｐ側母線コンデンサ４およびＮ側母線コンデンサ５に保持される直流電力を所望の交流電力に変換し、その変換電力をＡＣフィルタ回路６ならびに系統側開閉器７および自立運転負荷側開閉器８を介して商用電力系統９および自立運転負荷１０に供給する。なお、図１では、インバータ３を３レベルの回路構成で示しているが、２レベルインバータや３レベル以外のマルチレベルインバータの回路構成であっても構わない。

ＡＣフィルタ回路６は、インバータ３の出力に含まれる高調波成分やノイズ成分を低減する回路である。また、系統側開閉器７および自立運転負荷側開閉器８は、インバータ３の出力をそれぞれ系統９および自立運転負荷１０に供給するか否かを切り替えるための開閉器である。

制御回路１５は、母線コンデンサ電圧に基づいて、母線コンデンサ電圧のアンバランスを解消（調整）するための制御を行う回路部であり、図１の例では、差分器１５ａ、ＰＩ制御器１５ｂ、反転器１５ｃ、基準信号生成器１５ｄ、比較器１５ｅ，１５ｆ、デッドタイム生成器１５ｇ，１５ｈを備えて構成される。

つぎに、本実施の形態に係る電力変換装置の動作について、図１の図面に加え、図２〜図４の図面を参照して説明する。ここで、図２および図３は、従来方式によるバランス制御の不具合を説明する図であり、特に、図２は系統連系の際に系統電圧に二次高調波電圧が重畳している様子を示す図であり、図３は自立運転負荷に単相１００Ｖの半波整流器負荷が接続される場合の出力電圧波形および出力電流波形を示す図である。また、図４は、母線電圧のアンバランスを調整する従来手法の一例として抵抗回路で母線電圧のアンバランスを調整する一例を示した図である。なお、以下の説明において、直流電源１は太陽光発電パネルを備えた太陽光発電システムを想定する。

直流電源１の電流路は、結果的に系統９を通じて接地される中性点１４と絶縁される。直流電源１のＮ側電流路の対地電圧（接地点との間の電位差）は、負値のＮ側母線コンデンサ５の電圧となる。直流電源１のＰ側電流路の対地電圧は、直流電源１の出力電圧にＮ側母線コンデンサ５の対地電圧（負値の電圧）を足したものである。例えばＰ側母線コンデンサ４の電圧をＶｃｐ［Ｖ］、Ｎ側母線コンデンサ５の電圧をＶｃｎ［Ｖ］、直流電源電圧がＶｉ［Ｖ］とすると、Ｎ側電流路の対地電圧は、−Ｖｃｎ［Ｖ］、Ｐ側電流路の対地電圧、Ｖｉ−Ｖｃｎ（＝Ｖｃｐ）［Ｖ］である。中性点１４を接地すると、電流路の対接地電圧は一定であり、且つ、交流成分が殆ど存在しないので、太陽光発電パネルと電力変換装置１６の筐体（通常は接地される）との間の浮遊静電容量を通して流れる漏れ電流は少ないという利点がある。

太陽光発電パネルは日射条件によって発電電力が変動する。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、インバータ３の出力電力が最大となるように、太陽光発電パネルからの入力電圧と昇圧電圧（ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力電圧）とを制御する。

一方、自立運転負荷１０として、図示のような整流負荷１０ａ（すなわち、整流器１０ｂを介して接続される負荷）を使用する需要家（例えば工場）では、高調波が発生して、系統電圧の波形が歪むことが多い。例えば偶数次の高調波が系統電圧に重畳されると、インバータ出力電力は正側または負側のどちらかに偏り（図２は、負側に偏っている例）、Ｐ側母線コンデンサ４とＮ側母線コンデンサ５との間の電圧はアンバランス状態となる。

このような状態に際し、上記特許文献１では、インバータの電流指令に零相電流や偶数次の電流操作量を付加することにより、インバータ回路の各出力線に零相成分の電圧を重畳する制御を行う。しかしながら、上記課題の項においても述べたように、系統電流が歪んだり、零相の漏電電流が流れたりするため、漏電ブレーカが作動して運転の継続ができない状況が生起し得る。

一方、図１に示すバランス回路１２と、これを制御する制御回路１５を用いれば、上記のような不具合を解消し得る。制御回路１５は、Ｐ側母線コンデンサ４とＮ側母線コンデンサ５との間の電圧差を差分器１５ａで検出し、ＰＩ（比例積分）制御器１５ｂにより操作量として生成する。この操作量は比較器１５ｅ，１５ｆに入力される（反転器１５ｃにより、比較器１５ｆには操作量の反転出力が入力される）。

比較器１５ｅ，１５ｆは、基準信号生成器１５ｄが生成した基準信号（例えば三角波信号）と操作量とに基づいてＰＷＭ信号が生成され、デッドタイム生成器１５ｇ，１５ｈにより、バランス回路１２のスイッチ素子が同時に導通しないように制御された後、バランス回路１２に出力される。

制御の結果として、制御回路１５は、Ｐ側母線コンデンサ４とＮ側母線コンデンサ５との間の電圧差に応じて何れか一方のスイッチ素子を動作させる。例えば、Ｐ側母線コンデンサ４の電圧がＮ側母線コンデンサ５の電圧よりも高い場合、スイッチ素子１２ａが導通する。スイッチ素子１２ａが導通すると、Ｐ側母線コンデンサ４に蓄積された電荷が放電し、リアクトル１２ｃに流れる。リアクトル１２ｃに蓄えられたエネルギーは、スイッチ素子１２ｂのダイオードを通じて流れ、Ｎ側母線コンデンサ５を充電する。この一連の動作により、Ｐ側母線コンデンサ４の電圧が下降し、Ｎ側母線コンデンサ５の電圧が上昇して母線コンデンサ電圧がバランスする。Ｎ側母線コンデンサ５の電圧がＰ側母線コンデンサ４の電圧よりも高い場合には、逆の動作となる。

上述のように、本実施の形態の制御では、インバータ３の各出力線に零相成分の電圧を重畳したり、零相分の漏洩電流を流したりするような制御は行わない。このため、系統連系規定に抵触する状況を回避し、意図しない漏電ブレーカのトリップを抑止することが可能となる。

上記の説明は、電力変換装置１６が三相第二線接地の系統９に接続されている場合の動作であったが、この制御は、電力変換装置１６が自立運転負荷１０に接続されている場合にも有効である。

自立運転負荷１０には、図１に示すように、母線コンデンサ電圧のアンバランスを引き起こしにくい２００Ｖ単相負荷１０ｃも存在する一方で、整流器１０ｂを介して接続される整流負荷１０ａのような母線コンデンサ電圧のアンバランスを引き起こし易い負荷も存在する。整流負荷１０ａの場合、図３（ａ），（ｂ）に示すように、１００Ｖ単相の出力電圧波形の半周器毎に出力電流が流れるため、母線コンデンサ電圧間のアンバランスが生じ易くなる。このような場合であっても、上述したバランス回路１２の動作により、母線コンデンサのアンバランスが自動的に解消されるので、系統連系規定に抵触する状況と、意図しない漏電ブレーカのトリップなどを確実に回避または抑止することができる。

また、運転起動前において、母線コンデンサ電圧がアンバランスしている場合がある。従来では、例えば図４に示すような抵抗負荷回路２２を設け、制御回路２０が母線コンデンサ電圧の偏差に基づいて抵抗負荷回路２２の各スイッチ素子を制御することを行っていた。しかしながら、迅速な電圧バランスを行うには、抵抗の電力容量を大きくしなければならず、抵抗の電力容量を大きくできない場合には、運転起動までの時間が遅くなるという問題があった。一方、本実施の形態では、図４に示すような抵抗負荷回路２２は用いず、中性点１４とスイッチ素子１２ａ，１２ｂの接続点との間に接続されるリアクトル１２ｃを用いて実現するので、運転起動までの時間が長くなるという課題を生じさせないという利点がある。

以上説明したように、本実施の形態に係る電力変換装置によれば、正側母線コンデンサと負側母線コンデンサとの間の電圧差に応じて第１および第２スイッチ素子のうちの何れか一方を動作させることとしたので、母線コンデンサ電圧間のアンバランスを解消することができ、系統連系規定に抵触する状況を回避し、意図しない漏電ブレーカのトリップを抑止することが可能となる。

なお、上記の制御において、母線コンデンサの電圧差に有意差が生じた時点から制御を行うようにしてもよいし、所定のしきい値を設け、このしきい値を超えた場合に制御を開始するようにしてもよい。これらの制御のうち、有意差が生じた時点から制御を行う場合には、母線コンデンサの電圧差が大きくならないうちに制御を行うので、母線コンデンサ電圧間のアンバランスを瞬時に解消することができるという効果が得られる。一方、しきい値を超えた場合に制御を開始するようにすれば、スイッチ素子のスイッチング動作を少なくすることができ、スイッチ素子の寿命を延ばすことができると共に、スイッチング損失や導通損失を削減することができるという効果が得られる。

また、異なる２つのしきい値（第１のしきい値＞第２のしきい値）を設け、母線コンデンサの電圧差が第１のしきい値を超えた場合に制御を開始し、母線コンデンサの電圧差が小さくなる過程において、第１のしきい値よりも小さな第２のしきい値を下回った場合に、制御を停止するようにしてもよい。このような制御を行えば、アンバランス解消のスピードと、損失低減との両立を図ることが可能となる。なお、このような場合であっても、装置の起動時においては、これらのしきい値に関わらず制御を行うようにしてもよい。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲の種々の変更も許容され得ることは言うまでもない。

以上のように、本発明は、系統連系規定に抵触する状況を回避し、意図しない漏電ブレーカのトリップを抑止することができる電力変換装置として有用である。

１直流電源、２ＤＣ−ＤＣコンバータ、３インバータ、４Ｐ側母線コンデンサ、５Ｎ側母線コンデンサ、６ＡＣフィルタ回路、７系統側開閉器、８自立運転負荷側開閉器、９商用電力系統、１０自立運転負荷、１０ａ整流負荷、１０ｂ整流器、１０ｃ２００Ｖ単相負荷、１２バランス回路、１２ａスイッチ素子（第１のスイッチ素子）、１２ｂスイッチ素子（第２のスイッチ素子）、１２ｃリアクトル、１４中性点、１５，２０制御回路、１５ａ差分器、１５ｂＰＩ制御器、１５ｃ反転器、１５ｄ基準信号生成器、１５ｅ，１５ｆ比較器、１５ｇ，１５ｈデッドタイム生成器、１５ｅ，１５ｆ比較器、１６電力変換装置、２２抵抗負荷回路。

Claims

直流電源からの電力供給を受け、三相二次側の第二線が接地され、前記三相二次側は外乱による電圧変動が発生する商用電力系統に連系する電力変換装置において、
前記直流電源の出力電圧を所望の電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータと、
正負の直流母線間に直列に接続され、その接続点を中性点として前記第二線に電気的に接続される正側および負側母線コンデンサと、
前記中性点にクランプされ、前記正側および負側母線コンデンサに保持される直流電力を所望の交流電力に変換して前記商用電力系統に供給するインバータと、
ダイオードが逆並列に接続され前記正負の直流母線間に直列接続される第１および第２のスイッチ素子ならびに、これら第１および第２スイッチ素子の接続点と前記中性点との間に接続されるリアクトルを具備するバランス回路と、
前記正側および負側母線コンデンサの電圧に基づいて前記第１および第２スイッチ素子の導通を制御する制御回路と、を備え、
前記制御回路は、前記正側母線コンデンサと前記負側母線コンデンサとの間の電圧差に応じて前記第１および第２スイッチ素子のうちの何れか一方を動作させる制御を行うことを特徴とする電力変換装置。
前記インバータには、前記商用電力系統に加えて自立運転負荷が接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記制御回路は、前記電圧差に有意差が生じた時点から制御を開始することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
前記制御回路は、前記電圧差が所定のしきい値を超えた場合に制御を行うことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
前記制御回路は、前記電圧差が第１のしきい値を超えた場合に制御を開始し、前記電圧差が小さくなる過程において、前記第１のしきい値よりも小さな第２のしきい値を下回った場合に制御を停止することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
前記制御回路は、装置を起動する際には、前記しきい値または前記第１および第２のしきい値に関わらず制御を実行することを特徴とする請求項４または５に記載の電力変換装置。