CN1778083B - 确定均衡器系数的方法和设备 - Google Patents

Abstract

可以基于涉及信道冲激响应的频域计算来确定码分复用(CDM)导频***的线性均衡器(LE)系数。可以通过关于导频沃尔什信道对接收基带信号进行适当的滤波和解扩在移动终端处形成一个信道冲激响应。然后，基于信道冲激响应的快速傅里叶变换(FFT)来确定信道频率响应。可以从信道频率响应来确定频域均衡器系数。该频域均衡器系数可以用于确定时域均衡器系数以在时域中实现该均衡器，或者用于在频域中实现该均衡器。

Description

确定均衡器系数的方法和设备

技术领域

本发明总体上涉及无线通信，并且更特别地涉及均衡器。

背景技术

对于诸如IS-856(也称为高数据速率(HDR))、cdma2000以及宽带CDMA(W-CDMA)之类的码分多址(CDMA)***，希望在移动终端处实现一个线性均衡器(LE)。LE能够减轻由多径传播和从基站到移动台的前向链路上的不理想滤波引起的符号间干扰(ISI)。实现一个LE的一个挑战是确定均衡器系数。

在HDR***的前向链路中，在一个传输帧的预定的部分和间隔期间以全功率发送对该接收机已知的导频符号。这称为时分复用(TDM)导频。接收机可以调谐到该导频符号间隔。使均衡器系数适合于其期望的值的算法通常基于在已知导频符号与这些导频符号的均衡器信道冲激响应之间的最小均方误差(MMSE)准则。自适应MMSE算法的两个常规例子是最小均方(LMS)算法和递归最小二乘(RLS)算法。

然而，在cdma2000***和W-CDMA的高速分组数据接入(HSPDA)的前向链路中，导频符号是在与正用于数据传输的沃尔什(Walsh)信道正交的导频沃尔什信道上连续发送的。这称为码分复用(CDM)导频。当发送导频符号时，没有特定的间隔。这使得在CDM导频***中确定均衡器系数比较困难。在CDM导频***中，LMS算法和RLS算法的收敛和跟踪性能相对于TDM导频***有可能更差。

因此，需要改善均衡器系数的信道冲激响应。

发明内容

可以基于涉及信道冲激响应的频域计算来确定CDM导频***和TDM导频***的LE系数。对于CDM导频***，可以通过关于导频沃尔什信道对接收的基带信号进行适当的滤波和解扩在移动终端处形成信道冲激响应。对于TDM导频***，可以在导频周期期间采用公知的估计技术来确定信道冲激响应。然后，基于信道冲激响应的快速傅里叶变换(FFT)来确定信道频率响应。然后，可以将基于频域计算而确定的LE系数用于在时域或频域实现该均衡器。这些技术不但可以用于减小ISI，还可以用于减小扇区间干扰。

附图说明

图1是一个示出了一个时域线性均衡器的一个示例性实施方式的结构的一般框图。

图2是一个示出了一个示例性信道冲激响应h的实部和虚部的图表。

图3是一个示出了基于FFT技术的一个示例性信道均衡器的结果的图表。

图4是一个示出了信道频率响应幅度、均衡器响应幅度和下采样均衡器输出幅度的图表。

图5是一个用于在时域和频域中执行信道均衡的一般框图。

图6是一个基于FFT执行信道均衡的流程图。

具体实施方式

图1是一个示出了一个时域线性均衡器的一个示例性实施方式的结构的一般框图。该LE结构是一个抽头延迟线有限冲激响应(FIR)滤波器，其处理在移动终端的接收机处的基带采样。

LE输出可以表示为：

$\widehat{y_F}\left[n\right]=\underset{m=-\mathrm{Nfa}}{\overset{\mathrm{Nfc}}{\mathrm{\Σ}}}{\left(c_m\right)}^{*}r[2n+D-m].---\left(1\right)$

该LE可以具有Nfa+Nfc+1个抽头。用下标m＝0来表示主(游标)抽头，该均衡器具有Nfa个反因果抽头(即乘以来自游标采样之后的信号采样的系数)和Nfc个因果抽头(即乘以游标采样之前的信号采样的系数)。利用连续时间复基带接收流r(t)，可以将ChipX2采样定义为r[m]=r(mTc/2)。所发送的ChipX1流下标可以是y[n]。典型地，基于信道冲激响应，可以选择延迟参数D以确定游标位置，从而，利用在LE输出端处从ChipX2到ChipX1的正确的抽取偏移，基于主抽头与期望的Chipx2接收的采样的乘积来检测第n个发送码片。第m个均衡器系数由c_m表示。LE的输出可以表示为如下：

如果通信信道没有ISI，则只需要游标抽头就能正确地对帧进行解调。

信道模型

基带信道模型h(t)可以定义为包括发射机滤波器、多径信道和接收机滤波器的影响。考虑到所发送的ChipX1码片流y[n]和加性噪声z(t)，接收基带信号可以表示为如下：

$r\left(t\right)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}y\left[n\right]h(t-\mathrm{nTc})+z\left(t\right).---\left(3\right)$

由于接收机可以操作于ChipX2、r[m]＝r(mTc/2)、z[m]＝z(mTc/2)和h[m]＝h(mTc/2)，因此LE的输入时域接收的采样可以表示为如下：

$r\left[m\right]=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}y\left[n\right]h[m-2n]+z\left[m\right].---\left(4\right)$

加性噪声功率可以假定为N_o。

信道冲激响应的ChipX2信道冲激响应可以表示为如下：

$\underset{\‾}{h}=\left[\begin{array}{c}h\left[1\right]\\ h\left[2\right]\\ M\\ h\left[L\right]\end{array}\right]---\left(5\right)$

L表示在信道冲激响应中ChipX2采样的数目。

图2是一个示出了一个示例性信道冲激响应h的实部和虚部的图表。

基于信道冲激响应h，可以确定码片级定时。为基于h确定码片级定时，定义了“游标”。如图2所示，由于采样下标13具有最大的能量(即I²+Q²)，因此可以使用采样下标13。该游标下标称为D。对固定数目的LE抽头(NFa+NFc+1)来说，对于不同的NFa和NFc的值，系数值会不同。对NFa、NFc和D的选择会影响较短均衡器的性能。对于线性均衡器，通常选择NFa＝NFc。

可以通过关于导频沃尔什信道对接收基带信号进行适当的滤波和解扩在移动终端处形成针对CDM导频***的信道冲激响应。该向量表示发射滤波、接收滤波和传播信道的组合效应。对于TDM导频***，可以在导频周期期间通过公知的估计技术来确定信道冲激响应。

基于信道频率响应的MMSE LE计算

对于一个ChipX2线性均衡器，信道冲激响应是间隔为ChipX2的一个复向量h。通过进行h的傅里叶变换(实际上是FFT)，求得信道频率响应H(f)。例如，如果h的长度为16(跨8个码片)，则可以通过16点FFT来计算向量H，并且因此H的长度也是16。信道频率响应可以表示为如下：

H(f)＝FFT(h).                        (6)

典型地，出现于由均衡器所操作的基带采样中的噪声可以由该均衡器之前的固定的接收机滤波器变为有色噪声。

如果假定加性噪声为具有功率N₀的白噪声，则经MMSE调节的分数阶间隔线性均衡器的频率响应C(f)可以表示为如下：

$C\left(f\right)=\frac{H^{*}\left(f\right)}{\frac{1}{T}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{\left|H(f+k/T)\right|}^2+N_0},---\left(7\right)$

其中

$H_{\mathrm{folded}}\left(f\right)=\frac{1}{T}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{\left|H(f+k/T)\right|}^2---\left(8\right)$

并且可以将H_folded(f)称为H(f)的折叠频谱，H^*(f)是所确定的信道频率响应的复共轭，k是整数，T是一个码片周期或符号周期，N₀是加性噪声的功率，并且H是在特定频率f、k、T处所确定的信道频率响应。

由于在本例子中所有向量的长度都可以是16，因此可以在这16个离散的频率处对C(f)进行计算。这16点FFT H(f)的16个值可以表示为如下：

H[m]，m＝1，2，...，16.                     (9)

对于本例，ChipX2对信道冲激响应进行采样并且信道频率响应基于16点FFT，折叠频谱H(f)可以表示为如下：

$H_{\mathrm{folded}}\left[m\right]=\frac{1}{2}{\left|H\right[m\left]\right|}^2+\frac{1}{2}{\left|H\right[m+8\left]\right|}^{2}m=\mathrm{1,2},...8---\left(10\right)$

以及

H_folded[m]＝H_folded[m-8]

m＝9，10，...，16              (11)

给定噪声功率N₀和H[m]的值，可以通过针对向量H的每个元素评估以上表达式来确定均衡器频率响应，均衡器系数向量为C。在本例子中，向量的长度为16。

当在较低的信噪比(SNR)下分母主要取决于噪声项时，LE响应C(f)近似于匹配滤波器H^*(f)。在较高的SNR下，噪声项可忽略时，LE响应C(f)近似于H(f)的逆，即迫零LE。

基于频域均衡器向量C(f)，可以基于傅里叶逆变换来确定时域LE系数。在实际中，可以使用如下的快速傅里叶逆变换(IFFT)：

c＝IFFT(C(f)).                (12)

然后，这些时域系数可以应用于如图1所示的FIR操作。可以将时域系数向量截短以实现期望数量的FIR系数。

通过对基带采样进行FFT，用C(f)乘以FFT的结果，然后进行IFFT以给出时域码片信道冲激响应，还可以在频域中计算LE输出。

16点FFT信道均衡的例子

以下时域信道均衡的例子基于FFT技术。步骤如下：

(1)确定信道冲激响应h。

(2)确定该信道冲激响应的FFT以获得接收机链的其余部分。

(3)基于H和N₀采用以上的公式(7)来确定频域均衡器系数C。

(4)确定时域均衡器系数c＝IFFT(C)以在时域中实现该均衡器，或使用频域均衡器系数以在频域中实现该均衡器。

图5示出了用于执行该操作的一般框图，并且图6示出了用于执行该操作的流程图。在步骤602，一个预处理器或信道估计器52输出一个信道冲激响应h。在步骤604，一个FFT电路54将该信道冲激响应转换为信道频率响应H(f)。在步骤606，一个均衡器系数计算电路56采用MMSE技术将该信道频率响应转换为频域均衡器系数C(f)。作为选择，在步骤608，选择是在时域中还是频域中实现该均衡器。

如果选择是在时域中实现该均衡器，则在步骤610，一个IFFT电路58将该频域均衡器系数转换为时域均衡器系数c。在步骤612，一个FIR滤波器66，例如在图1中所示的滤波器，可以将时域接收的采样r[m]与时域均衡器系数相卷积。在步骤614，均衡器将该时域均衡采样传递到接收机链的其余部分。

如果选择是在频域中实现该均衡器，则在步骤616，一个FFT电路60对该时域接收的采样r[m]执行FFT。在步骤618，一个乘法器电路62以该信道频率响应乘该FFT接收的采样以获得一个乘积。在步骤620，IFFT电路66对该乘积进行转换以获得时域均衡采样。在步骤622，均衡器将该时域均衡采样传递到接收机链的其余部分。

图3是一个示出了基于FFT技术的一种示例性信道均衡的结果的图表。

基于ChipX2信道冲激响应h(上面的图表)和时域均衡器系数c＝IFFT(C)(中间的图表)，可以将均衡后的ChipX2均衡响应定义为g＝conv(c，h)。由于均衡器的输出是以ChipX1进行抽样的，因此当该均衡器以ChipX2为间隔时，残留的ISI基于ChipX1冲激响应g_T＝downsample(g)。图3的下面的图表示出，均衡后的信道冲激响应几乎不具有ISI。

在频域中，均衡后的信道频率响应可以定义为G(f)＝C(f)H(f)并且下采样均衡器输出的频率响应可以表示为如下：

$G_T\left(f\right)=\frac{1}{T}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}G(f+k/T).---\left(13\right)$

图4是一个图表，示出了信道频率响应幅度(上面的图表)、均衡器响应幅度(中间的图表)和下采样均衡器输出幅度(下面的图表)。

图4所示的结果是以20dB的SNR进行仿真而得到的。均衡器响应与信道响应的逆相似。从下面的图表的y轴刻度可以看出，下采样均衡响应接近于平坦。

来自蜂窝***中前向链路的扇区间干扰的影响

考虑一种蜂窝通信***，例如称为cdma2000 1xEV-DV的cdma2000的一种版本的部署。“1x”是指扩频速率，“EV”是指cdma2000的一种改进，并且“DV”是指以较高的数据速率在前向链路专用信道上同时发送语音和数据的能力。

在前向分组数据信道上，移动终端可以接收来自其服务扇区基站收发信机***(BTS)的传输以及来自其他扇区的传输的干扰。与IS-856前向链路类似，对于1xEV-DV前向链路分组数据信道没有软切换，因此来自非服务扇区的传输对该移动接收机造成干扰。

可以将服务扇区表示为扇区1。可以将两个最大的干扰扇区表示为扇区2和扇区3。在移动终端处，可以通过对服务扇区和非服务扇区的导频信道进行解扩来计算信道冲激响应。可以将从服务扇区的BTS到移动终端的信道的信道冲激响应表示为h ₁。可以将从最强的干扰扇区的BTS到移动终端的信道的信道冲激响应表示为h ₂。可以将从第二强的干扰扇区的BTS到移动终端的信道的信道冲激响应表示为h ₃。通过对这三个信道冲激响应进行FFT，扇区信道频率响应可以表示为如下：

H₁(f)＝FFT(h ₁)

H₂(f)＝FFT(h ₂).                      (14)

H₃(f)＝FFT(h ₃)

可以将其余干扰项的功率表示为N₀。然后，可以通过以下公式来计算用于移动终端的MMSE分数阶间隔线性均衡器的频率响应：

$C\left(f\right)=\frac{H_1^{*}\left(f\right)}{\frac{1}{T}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\left(\right|H_1(f+k/T){|}^2+{|H_2(f+k/T)}^2+{\left|H_3(f+k/T)\right|}^2)+N_0},---\left(15\right)$

其中H^* ₁(f)是服务扇区的信道频率响应的复共轭，k是整数，T是一个码片周期或符号周期，并且N₀是加性噪声的功率，H₁是在特定频率f、k和T处服务扇区的信道频率响应，H₂是在特定频率f、k和T处一个干扰扇区的信道频率响应，并且H₃是在特定频率f、k和T处另一个干扰扇区的信道频率响应。

当干扰信道的折叠频谱具有较高的幅度时，均衡器频率响应C(f)将趋于更小。为在时域中实现该均衡器，可以基于如下的傅里叶逆变换来确定LE系数：

c＝IFFT(C(f)).                        (16)

可以将这些技术扩展为包括多个干扰扇区的传输。还可以将这些技术扩展为包括基于接收机滤波来对加性噪声项的相关特性进行更精确的模拟。还可以将这些技术应用于多天线移动终端，每个天线具有一个相应的均衡器，并且可以对这些均衡器的输出进行合并。而且，每个天线都可以具有一个相应的FFT电路和MMSE电路，并且可以对该MMSE电路的输出进行合并以及接着输入到一个单个I FFT。

对所公开的实施方式的以上描述用于使本领域中的任意普通技术人员都能够实施或使用本发明。对这些实施方式的各种修改对本领域中的普通技术人员来说是相当明显的，并且在此定义的一般原理可以应用于其它实施方式，而不脱离本发明的本质和范围。因此，本发明并非意在对在此示出的实施方式进行限制，而是符合与在此公开的原理和新颖特征相一致的最广的范围。

Claims (19)

1.一种用于确定均衡器的系数的方法，所述方法包括：

接收基带信号以产生所接收的基带信号，其中所述基带信号是包括导频符号和数据符号的码分多址(CDMA)信号；其中通过导频信道接收所述导频符号，通过数据信道接收所述数据符号，并且远端源发送与数据信道正交的导频信道；

相对于所述导频信道解扩所接收的基带信号以产生解扩基带信号；

根据所述解扩基带信号确定信道冲激响应的信道频率响应；以及

基于所确定的信道频率响应来确定频域均衡器系数。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括：

基于所确定的频域均衡器系数来确定时域均衡器系数。

3.根据权利要求2所述的方法，其中基于所述频域均衡器系数来确定时域均衡器系数包括：

对所确定的频域均衡器系数进行快速傅里叶逆变换。

4.根据权利要求2所述的方法，还包括：

将时域接收的采样与所述时域均衡器系数相卷积。

5.根据权利要求1所述的方法，其中确定信道冲激响应的信道频率响应包括：

对所述信道冲激响应进行快速傅里叶变换。

6.根据权利要求1所述的方法，其中基于所确定的信道频率响应来确定频域均衡器系数可以表示为如下：

$C\left(f\right)=\frac{H^{*}\left(f\right)}{\frac{1}{T}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{\left|H(f+k/T)\right|}^2+N_0}$

其中H^*(f)是所确定的信道频率响应的复共轭，k是整数，T是码片周期或符号周期，N₀是加性噪声的功率，并且H是在特定频率f、k和T处所确定的信道频率响应。

7.根据权利要求1所述的方法，其中基于信道频率响应来确定频域均衡器系数可以表示为如下：

$C\left(f\right)=\frac{{H_1}^{*}\left(f\right)}{\frac{1}{T}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}({\left|H_1(f+k/T)\right|}^2+{\left|H_2(f+k/T)\right|}^2+{\left|H_3(f+k/T)\right|}^2)+N_0}$

其中H^* ₁(f)是服务扇区的信道频率响应的复共轭，k是整数，T是码片周期或符号周期，并且N₀是加性噪声的功率，H₁是在特定频率f、k和T处服务扇区的信道频率响应，H₂是在特定频率f、k和T处干扰扇区的信道频率响应，并且H₃是在特定频率f、k和T处另一干扰扇区的信道频率响应。

8.根据权利要求1所述的方法，还包括：

对接收的采样进行快速傅里叶变换以产生经变换的采样；

以所确定的信道频率响应乘以所述经变换的采样以获得乘积；以及

对所述乘积进行快速傅里叶逆变换以获得时域均衡采样。

9.根据权利要求1所述的方法，

其中所述导频信道是导频沃尔什信道，而

所述数据信道是数据沃尔什信道。

10.根据权利要求1所述的方法，

其中通过所述导频信道连续接收所述导频符号。

11.根据权利要求10所述的方法，

其中所述导频信道是导频沃尔什信道，而

所述数据信道是数据沃尔什信道。

12.一种均衡器，包括：

第一快速傅里叶变换电路，配置成根据解扩基带信号将信道冲激响应转换成信道频率响应，其中所述解扩基带信号是包括导频符号和数据符号的码分多址(CDMA)信号；其中通过导频信道接收所述导频符号，通过数据信道接收所述数据符号，并且远端源发送与数据信道正交的导频信道；

均衡器系数计算电路，配置成将所述信道频率响应转换成频域均衡器系数；以及

快速傅里叶逆变换电路，配置成响应于接收所述频域均衡器系数而产生时域均衡器系数。

13.根据权利要求12所述的均衡器，还包括：

有限冲激响应滤波器，用于将时域接收的采样与所述时域均衡器系数相卷积以获得时域均衡的采样。

14.根据权利要求12所述的均衡器，还包括：

第二快速傅里叶变换电路，配置成对时域接收的采样执行快速傅里叶变换；以及

乘法器电路，配置成以所述频域均衡器系数乘以所述时域接收的采样的快速傅里叶变换以获得乘积；以及

其中所述快速傅里叶逆变换电路配置成对所述乘积进行转换以获得时域均衡采样。

15.根据权利要求12所述的均衡器，其中所述均衡器系数计算电路配置成根据以下公式将所述信道频率响应转换成频域均衡器系数：

$C\left(f\right)=\frac{H^{*}\left(f\right)}{\frac{1}{T}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{\left|H(f+k/T)\right|}^2+N_0}$

其中H^*(f)是所确定的信道频率响应的复共轭，k是整数，T是码片周期或符号周期，N₀是加性噪声的功率，并且H是在特定频率f、k和T处所确定的信道频率响应。

16.根据权利要求12所述的均衡器，其中所述均衡器系数计算电路配置成根据以下公式将所述信道频率响应转换为频域均衡器系数：

$C\left(f\right)=\frac{{H_1}^{*}\left(f\right)}{\frac{1}{T}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}({\left|H_1(f+k/T)\right|}^2+{\left|H_2(f+k/T)\right|}^2+{\left|H_3(f+k/T)\right|}^2)+N_0}$

其中H^* ₁(f)是服务扇区的信道频率响应的复共轭，k是整数，T是码片周期或符号周期，并且N₀是加性噪声的功率，H₁是在特定频率f、k和T处服务扇区的信道频率响应，H₂是在特定频率f、k和T处干扰扇区的信道频率响应，并且H₃是在特定频率f、k和T处另一干扰扇区的信道频率响应。

17.根据权利要求12所述的均衡器，

其中所述导频信道是导频沃尔什信道，而

所述数据信道是数据沃尔什信道。

18.根据权利要求12所述的均衡器，

其中通过所述导频信道连续接收所述导频符号。

19.根据权利要求18所述的均衡器，

其中所述导频信道是导频沃尔什信道，而

所述数据信道是数据沃尔什信道。

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