CN101155164B - 一种dft扩频的广义多载波***的sinr估计方法 - Google Patents

Abstract

一种DFT扩频的广义多载波***的SINR估计方法，其通过首先建立所述离散傅立叶变换(DFT)扩频的广义多载波传输***的信号输入输出之间的数学关系，然后根据信道频率响应、信道噪声方差和均衡方法，设定所述DFT扩频的广义多载波传输***的频域均衡子载波的均衡系数，再根据所述数学关系及所述频域均衡系数分别计算所述DFT扩频的广义多载波传输***接收端有用信号的平均功率、信号间干扰的平均功率以及噪声方差，再计算有效信干噪比(SINR)，如此以实现对广义多载波传输***的有效信干噪比的准确计算，该有效信干噪比估计方法可用于基于离散傅立叶变换扩频的广义多载波传输***的链路自适应传输方案和无线资源管理方面。

Description

一种DFT扩频的广义多载波***的SINR估计方法

技术领域

本发明涉及一种DFT扩频的广义多载波传输***的SINR估计方法。

背景技术

单载波频分多址(SC-FDMA)是近年来国际上提出来的一种新型频分多址通信***，其既具备单载波通信峰均比特性，同时又具备多载波通信的实现简单及资源调度灵活等特性，主要应用于宽带移动通信的上行链路解决方案。目前，SC-FDMA有以下两种实现方式：

1、基于正交频分多址(OFDMA)技术的SC-FDMA；

2、基于滤波器组变换的SC-FDMA。

其中，对于基于OFDMA技术的SC-FDMA又有以下两种实现形式：

1、通过频域处理的SC-FDMA也就是基于离散傅立叶变换扩频的正交频分复用多址(DFT-S-OFDMA)，在该***，各个用户编码调制后的数据符号先经过一个较小点数(通常该点数与分配的子载波数目相同)的离散傅立叶变换(DFT)变换，然后将变换后的数据映射到分配的子载波上传输。由于DFT-S-OFDMA将每个数据符号扩频到所有分配的子载波上传输，使得其传输信号具有单载波信号的特性。因此，与OFDMA***相比，该***可明显降低传输信号峰均比，然而，由于DFT-S-OFDM也是基于正交频分复用(OFDM)传输的，因此也具有对同步误差导致的多址干扰敏感的缺陷；

2、通过时域处理的SC-FDMA。时域处理的SC-FDMA也有两种实现方法，一种是将已调制符号数据块直接添加循环前缀，经过成形滤波后，再通过用户特定的频谱搬移，实现频分多址，其传输信号具有连续频谱；另一种是将已调制符号数据块先重复级联，然后添加循环前缀，接着经过成形滤波后，再通过用户特定的频谱搬移，实现频分多址，其传输信号具有离散频谱。事实上，采用该实现方法的***也称为交织频分复用多址(IFDMA)***。时域处理的SC-FDMA比DFT-S-OFDMA具有更低的峰均比，但是相对于基于OFDM技术的DFT-S-OFDMA，其频谱利用率明显降低。此外，IFDMA对于对同步误差导致的多址干扰同样非常敏感。

基于滤波器组变换的SC-FDMA，即基于离散傅立叶变换的广义多载波频分多址(DFT-S-GMC)方案，与DFT-S-OFDM类似，即采用DFT进行频域扩频，以降低传输信号峰均比，但是与DFT-S-OFDM不同的是，DFT-S-GMC采用逆滤波器组变换(IFBT)实现频分复用和频分多址，如图1及图2所示，其中，图1为DFT-S-GMC***的发射机的结构示意图，图2为DFT-S-GMC***的接收机的结构示意图，以下将对发射机的结构进行分析：

首先假设第n个IFBT变换时刻输入的第k个已调制符号为a_k(n)，0≤k≤K-1；0≤n≤D-1，K为当前用户占用的子带数目，D表示在每个传输的数据块中复用的IFBT符号数目。经过K点离散傅立叶变换，输出信号为

$A_{k^{\′}}\left(n\right)=\frac{1}{\sqrt{K}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_k\left(n\right)\exp (-j2\mathrm{\π}{\mathrm{kk}}^{\′}/K),0\≤k^{\′}\≤K-1;0\≤n\≤D-1---\left(1\right)$

子带映射将DFT扩频输出信号序列中的每个元素映射到相应的子带上传输。映射方式可以为集中映射和分散映射两种方式。

对于分散映射，映射输出为

对于集中映射，映射输出为

其中，C是特定用户的子带偏移量，M是***的子带总数，R为子带映射间隔。

经过逆滤波器组变换(IFBT)，发送的第n个IFBT符号的L个离散值为

$g_t\left(n\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_m\left(n\right)f_p\left(t\right)\exp (j2\mathrm{\πmt}/M),0\≤t\≤L-\mathrm{1,0}\≤n\≤D-1---\left(3\right)$

其中f_p(t)为滤波器组原型滤波器的冲击响应，该原型滤波器满足移位正交条件

$\underset{t=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_p\left(t\right)f_p^{*}(t-\mathrm{kN})=\left\{\begin{array}{cc}1,& k=0\\ 0,& k\≠0\end{array}\right.---\left(4\right)$

其中，N是原型滤波器的移位正交间隔，上标“*”表示共轭。逆滤波器组变换将宽带信道分割为若干子带传输信号，并且各子带之间是拟正交的。为减小各子带间干扰，原型滤波器满足频域拟正交条件

$\underset{t=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{f}_p\left(t\right)f_p^{*}\left(t\right)\exp [j2\mathrm{\&pi;}(m-m^{\&prime;})t/M]\left\{\begin{array}{cc}=1,& m=m^{\&prime;}\\ <\mathrm{\&xi;}& m\&NotEqual;m^{\&prime;}\end{array}\right.---\left(5\right)$

其中ξ为比1小得多的常数，表示各子带之间的最大干扰。若设计原型滤波器的移位正交间隔N大于***子带总数M，可使得各子带之间存在一定的保护频带，以减小相邻子带之间的干扰。原型滤波器可采用根升余弦滤波器，通过尾部补零构成长度为L的滤波器，并且设计L为***子带总数M的整数倍，则IFBT可用基于FFT的快速算法实现。

随后，按原型滤波器的移位正交间隔N，移位累加D个长度为L的IFBT符号，其输出为

$s\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{g}_{t-\mathrm{nN}}\left(n\right),0\&le;t\&le;(D-1)N+L-1---\left(6\right)$

为降低子带间的干扰，子带的频率响应的过渡带应尽量陡峭。此时，多子带滤波器组对应的原型滤波器系数将很长，从而导致移位累加输出的信号有很长的拖尾。如果将该信号直接发送出去，将极大降低***的频谱利用率。为提高频谱效率，经过多子带滤波的信号必须先经过波形截短后再发送出去。如果直接将经过多子带滤波的信号中的拖尾截去，则一方面会导致信号失真，另一方面导致发射信号的频谱泄漏，造成信号的带外干扰。为克服上述缺陷，DFT-S-GMC***采用循环数据成块方法，即先将移位累加输出的长度为(D-1)N+L的数据序列分割为长度分别为T₁＝(L-N)/2，T₂＝D×N和T₃＝(L-N)/2的三段数据块；然后将第一段数据块累加到第二段数据块的尾部，将第三段数据块累加到第二段数据块的首部，获得的数据块，即S-GMC符号的有效部分，为一首尾连续的循环数据块.循环累加输出为 $s^{\&prime;}\left(t\right)=s(t+T_1)R_{T_2}\left(t\right)+s(t+T_1+T_2)R_{T_3}\left(t\right)+s\left(t\right)R_{T_1}\left(t\right),$ 0≤t≤N×D-1(7)

其中

$R_T\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& 0\&le;t\&le;T-1\\ 0,& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.---\left(8\right)$

最后，将生成的循环数据块添加循环前缀，构成完整的S-GMC符号后，经成形滤波，数模转换，上变频，由射频发射即完成信号的发射工作，而接收端完成的是与发射端相反的逆操作(参见文献李明齐，张小东，李元杰，周斌，“基于DFT扩频的广义多载波频分多址上行链路传输方案——DFT-S-GMC”，电信科学，第6期，2006(Xiaodong Zhang，Mingqi Li，Honglin Hu Haifeng Wang Bin Zhou，Xiaohu You，“Dft Spread Generalized Multi-CarrierScheme For Broadband Mobile Communications”，PIMRC 2006；)；张小东 李明齐 周斌卜智勇，专利“基于多子带滤波器组的发射、接收装置及其方法”，申请号：200510030276.5，申请日期：2005.09.30；3GPP提案，R1-051388，上海无线通信研究中心，“适用于通用陆地无线接入演进上行技术-基于DFT扩频的广义多载波传输方案”，韩国，首尔，11月，2005年(3GPP，R1-051388，SHRCWC，“DFT-S-GMC for EUTRA Uplink”，SHRCWC，Seoul，Korea，Nov.2005))，这里就不再详细赘述。

由于DFT-S-GMC***每个子带的带宽相对于载波频偏和多普勒频移较大，同时每个子带之间具有一定的频域保护间隔，此外每个子带的频谱具有陡峭的带外衰减，这些特征使得该方案对载波频偏和定时误差引起的多用户间干扰具有较强的鲁棒性，除了具有鲁棒的多址干扰性能外，DFT-S-GMC传输方案还可支持灵活的频域调度和自适应编码调制等链路自适应技术。然而，实现这些技术的关键是必须能在接收端(对于上行链路即为基站)准确估计接收信号的有效信干噪比，而目前还没有针对基于DFT扩频的广义多载波传输方案(DFT-S-GMC)的有效信干噪比(SINR)估计方法，因此，如何解决现有DFT-S-GMC存在的问题实已成为本领域技术人员亟待解决的技术问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种DFT扩频的广义多载波传输***的SINR估计方法，以实现准确计算基于DFT扩频的广义多载波传输***的信干噪比。

为了达到上述目的，本发明提供的DFT扩频的广义多载波传输***的SINR估计方法，其包括步骤：1)建立所述DFT扩频的广义多载波传输***的信号输入输出之间的数学关系；2)根据所述DFT扩频的广义多载波传输***的信道频率响应、信道噪声方差和均衡方法，设定所述DFT扩频的广义多载波传输***的频域均衡子载波的均衡系数；3)根据所述数学关系及所述频域均衡系数计算所述DFT扩频的广义多载波传输***接收端有用信号的平均功率；4)根据所述接收端有用信号的平均功率计算所述接收端信号间干扰的平均功率；5)根据所述数学关系及所述频域均衡系数计算所述接收端相应噪声的噪声方差；6)根据所述有用信号的平均功率、所述信号间干扰的平均功率、所述噪声方差计算所述SINR。

所述数学关系为：

$\hat{D}=F_K^H{T}_{M,K}^T{F}_M{\mathrm{\&Gamma;}}_{L,M}^T{\mathrm{\&gamma;}}_L^H{\mathrm{\&Omega;}}_{N,L}^H{F}_N^H{H}^H\mathrm{WR}$

$=F_K^H{T}_{M,K}^T{F}_M{\mathrm{\&Gamma;}}_{L,M}^T{\mathrm{\&gamma;}}_L^H{\mathrm{\&Omega;}}_{N,L}^H{F}_N^H{H}^H{\mathrm{WHF}}_N{\mathrm{\&Omega;}}_{N,L}{\mathrm{\&gamma;}}_L{\mathrm{\&Gamma;}}_{L,M}{F}_M^H{T}_{M,K}{F}_K{D}_K$

$+F_K^H{T}_{M,K}^T{F}_M{\mathrm{\&Gamma;}}_{L,M}^T{\mathrm{\&gamma;}}_L^H{\mathrm{\&Omega;}}_{N,L}^H{F}_N^H{H}^H\mathrm{WZ}$

其中，上标“H”表示共轭转置，F_MΓ_L，M ^TΥ_L ^H为M点滤波器组变换(FBT)矩阵；T_M，K ^T为K×M子带解映射矩阵；F_K ^H为K×K IDFT解扩矩阵；I_L为L×L的单位矩阵，0_(N-L)×L为(N-L)×L零矩阵；H为N×N对角矩阵，其对角元素矢量[H₀ H₁...H_N-1]^T为频域均衡子载波的信道频率响应；W为N×N对角矩阵，其对角元素矢量[ω₀ ω₁…ω_m…ω_N-1]^T为频域均衡系数；F_M是M点DFT变换矩阵，并且Υ_LΓ_L，MF_M ^H为M点逆滤波器组变换(IFBT)矩阵，其中，F_M是M点FFT变换酉矩阵，并且

Γ_L，M为L×M的级联扩展矩阵，并且Γ_L，M＝[I_M，I_M，…，I_M]^T，I_M为M×K的单位矩阵，L为M的整数倍，Υ_L为L×L为对角矩阵，其对角元素为多子带滤波器组原型滤波器L点系数f_p(t)，t＝0，1，...，L-1；D_K为长度为K的调制符号矢量；Z是方差为σ²的时域加性高斯白噪声矢量的N点DFT变换输出矢量。

当所述DFT扩频的广义多载波传输***为包含1个发射天线及1个接收天线的DFT扩频的广义多载波传输***时，若所述DFT扩频的广义多载波传输***采用迫零均衡，所述步骤2)中设定第m个频域均衡子载波对应的均衡系数

其中，H_m为第m个频域均衡子载波的信道频率响应；若所述DFT扩频的广义多载波传输***采用最小均方误差均衡，所述步骤2)中设定第m个频域均衡子载波对应的均衡系数ω_m为

其中，H_m为第m个频域均衡子载波的信道频率响应，σ²为频域均衡子载波的噪声方差，而当所述DFT扩频的广义多载波传输***为包含1个发射天线及多个接收天线的DFT扩频的广义多载波传输***时，若所述DFT扩频的广义多载波传输***采用迫零均衡，所述步骤2)中设定第m个频域均衡子载波对应的均衡系数ω_m为

其中，H_m ⁿ为发射天线到第n个接收天线之间的多径信道中第m个频域均衡子载波的信道频率响应；若所述DFT扩频的广义多载波传输***采用最小均方误差均衡，所述步骤2)中设定第m个频域均衡子载波对应的均衡系数ω_m为

其中，H_m ⁿ为发射天线到第n个接收天线之间的多径信道中第m个频域均衡子载波的信道频率响应，σ²为频域均衡子载波的噪声方差，Nr为接收天线的个数。

所述步骤3)中的有用信号的平均功率计算式为：

$E_s^{\&prime;}={\left|\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_k\right|}^2$

其中，E′_s为有用信号的平均功率，所述步骤4)中信号间干扰的平均功率计算式为：

${\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{ISI}}^2=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|{\tilde{H}}_k\right|}^2-{\left|\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_k\right|}^2$

其中，σ_ISI ²为信号间干扰的平均功率，所述步骤5)中噪声方差计算式为：

${\mathrm{\&sigma;}}_n^2=\frac{{\mathrm{\&sigma;}}^2}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_k^{\&prime;}$

其中，σ_n ²为噪声方差，所述步骤6)中有效信干噪比计算式为：

$\mathrm{SINR}=\frac{{\mathrm{\&Sigma;}}_s^{\&prime;}}{{\mathrm{\&sigma;}}_n^2+{\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{ISI}}^2}$

$=\frac{{\left|\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_k\right|}^2}{\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\stackrel{\&OverBar;}{H}}_k{\mathrm{\&sigma;}}^2+\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|{\tilde{H}}_k\right|}^2-{\left|\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_k\right|}^2}$

综上所述，本发明的DFT扩频的广义多载波传输***的有效信干噪比估计方法是针对多径慢时变信道下的DFT-S-GMC***，提出一种有效信干噪比估计方法，实现了对有效信干噪比的估计。

附图说明

图1为DFT扩频的广义多载波传输***的发射机的结构示意图。

图2为DFT扩频的广义多载波传输***的接收机的结构示意图。

图3为本发明的DFT扩频的广义多载波传输***的有效信干噪比映射性能示意图。

图4为本发明的DFT扩频的广义多载波传输***的有效信干噪比映射性能示意图。

具体实施方式

一、当本发明的DFT扩频的广义多载波传输***为包含1个发射天线1个接收天线的DFT-S-GMC***时，主要执行以下步骤：

步骤1)：建立所述DFT扩频的广义多载波传输***的信号输入输出之间的数学关系，即建立1个发射天线1个接收天线的DFT-S-GMC信号模型，由现有DFT-S-GMC传输方案可知，每个接收的数据块是由若干个时域波形符号移位累加(复用)而得到(可参见背景技术中的第6式)。但由于原型滤波器满足移位正交性(可参见背景技术中的第4式)，所以可以近似认为均衡后的数据块中复用的各时域波形符号是互不干扰的，这可以在后续仿真中得以证实。因此，为分析简便，在此仅考虑一个时域波形复用的情况：

假设，在发送端，长度为K的调制符号矢量D_K，可以表示为：

$D_K=\left[\begin{array}{c}{d}_1\\ .\\ .\\ .\\ d_K\end{array}\right]---\left(9\right)$

所以D_K经过K点DFT扩频，子带映射，M点逆滤波器组变换(IFBT)后，形成长度为L点的并行序列

$s^{\&prime;}={\mathrm{\&gamma;}}_L{\mathrm{\&Gamma;}}_{L,M}{F}_M^H{T}_{M,K}{F}_K{D}_K---\left(10\right)$

这里，F_K为K×KDFT扩频矩阵，并且

$F_K=\frac{1}{\sqrt{K}}{\left(\begin{array}{cccc}1& W_K^{0\&CenterDot;1}& ...& W_K^{0\&CenterDot;(K-1)}\\ 1& W_K^{1\&CenterDot;1}& ...& W_K^{1\&CenterDot;(K-1)}\\ ...& ...& ...& ...\\ 1& W_K^{(K-1)\&CenterDot;1}& ...& W_K^{(K-1)\&CenterDot;(K-1)}\end{array}\right)}_{K\&times;K}---\left(11\right)$

其中

I_K为K×K的单位矩阵，上标“H”表示共轭转置；

T_M，K为M×K子带映射矩阵，其M×K个元素中只有K个元素为“1”，其余为“0”，如果希望将经过K点快速傅里叶变换(FFT变换)输出的第k个元素映射到第m个子带上传输，则将T_M，K的第m行第k列的元素置为“1”；

Υ_LΓ_L，MF_M ^H为M点逆滤波器组变换(IFBT)矩阵，其中F_M是M点FFT变换酉矩阵，并且 $F_M{F}_M^H=I_M;$

Γ_L，M为L×M的级联扩展矩阵，并且Γ_L，M＝[I_M，I_M，…，I_M]^T，I_M为M×K的单位矩阵，L为M的整数倍；

Υ_L为L×L为对角矩阵，其对角元素为多子带滤波器组原型滤波器L点系数f_p(t)，t＝0，1，...，L-1。

由于只考虑一个时域波形复用的情况，输出的数据矢量为IFBT变换输出数据矢量尾部添加N-L个零，以形成长度为N的并行数据矢量

$s={\mathrm{\&Omega;}}_{N,L}{\mathrm{\&gamma;}}_L{\mathrm{\&Gamma;}}_{L,M}{F}_M^H{T}_{M,K}{F}_K{D}_K---\left(12\right)$

其中，I_L为L×L的单位矩阵，0_(N-L)×L为(N-L)×L零矩阵。

最后序列s添加循环前缀后发射输出。

接着经过多径信道后，在接收端，首先将接收到的数据去除循环前缀后，经过N点DFT变换，得到频域数据矢量R，R可以表示为：

$R={\mathrm{HF}}_N{\mathrm{\&Omega;}}_{N,L}{\mathrm{\&gamma;}}_L{\mathrm{\&Gamma;}}_{L,M}{F}_M^H{T}_{M,K}{F}_K{D}_K+Z---\left(13\right)$

其中，Z是方差为σ²的时域加性高斯白噪声(AWGN噪声)矢量的N点DFT变换输出矢量；

F_M是M点DFT变换矩阵，并且

H为N×N对角矩阵，其对角元素矢量[H₀ H₁...H_N-1]^T为频域均衡子载波的信道频率响应.信道频率响应在实际的***中可通过导频估计得到，而在仿真中认为完全已知.经过频域均衡后，可得时域数据矢量

$R^{\&prime;}=F_N^H{H}^H\mathrm{WR}---\left(14\right)$

其中，W为N×N对角矩阵，其对角元素矢量[ω₀ ω₁…ω_m…ω_N-1]^T为频域均衡系数。对频域均衡后的数据矢量，先截取前L点数据，并对该L点数据进行M点滤波器组变换(FBT)后，子带解映射，再经过K点离散傅里叶反变换(IDFT)解扩，可得估计的K点数据符号矢量即信号输入输出之间的关系：

$\hat{D}=F_K^H{T}_{M,K}^T{F}_M{\mathrm{\&Gamma;}}_{L,M}^T{\mathrm{\&gamma;}}_L^H{\mathrm{\&Omega;}}_{N,L}^H{F}_N^H{H}^H\mathrm{WR}$

$=F_K^H{T}_{M,K}^T{F}_M{\mathrm{\&Gamma;}}_{L,M}^T{\mathrm{\&gamma;}}_L^H{\mathrm{\&Omega;}}_{N,L}^H{F}_N^H{H}^H{\mathrm{WHF}}_N{\mathrm{\&Omega;}}_{N,L}{\mathrm{\&gamma;}}_L{\mathrm{\&Gamma;}}_{L,M}{F}_M^H{T}_{M,K}{F}_K{D}_K$

$+F_K^H{T}_{M,K}^T{F}_M{\mathrm{\&Gamma;}}_{L,M}^T{\mathrm{\&gamma;}}_L^H{\mathrm{\&Omega;}}_{N,L}^H{F}_N^H{H}^H\mathrm{WZ}---\left(15\right)$

上式中第一项为有用信号和符号间干扰分量，第二项为噪声分量。

并且(17)式中，与发射端相对应

F_MΓ_L，M ^TΥ_L ^H为M点滤波器组变换(FBT)矩阵；

T_M，K ^T为K×M子带解映射矩阵；

F_K ^H为K×K IDFT解扩矩阵。

步骤2)：根据所述DFT扩频的广义多载波传输***的信道频率响应、信道噪声方差和均衡方法，设定所述DFT扩频的广义多载波传输***的频域均衡子载波的均衡系数，在本实施例中，信道噪声采用AWGN噪声，对于迫零(ZF)均衡，设定第m个频域均衡子载波对应的均衡系数ω_m为：

${\mathrm{\&omega;}}_m=\frac{1}{{\left|H_m\right|}^2}---\left(16\right)$

而对于最小均方误差(MMSE)均衡，则设定第m个频域均衡子载波对应的均衡系数ω_m为：

${\mathrm{\&omega;}}_m=\frac{1}{{\left|H_m\right|}^2+{\mathrm{\&sigma;}}^2}---\left(17\right)$

其中，H_m为第m个频域均衡子载波的信道频率响应，σ²为频域均衡子载波的噪声方差。

步骤3)：根据所述数学关系及所述频域均衡系数计算所述DFT扩频的广义多载波传输***接收端有用信号的平均功率，其包括以下步骤：

第一步：由所建立的数学关系式(15)第一项可得

根据频域均衡子载波的信道频率响应[H₀ H₁...H_N-1]^T和所设定的频域均衡子载波对应的均衡系数[ω₀ ω₁…ω_m…ω_N-1]^T(即第(16)及(17)式)，计算对角矩阵

Λ_N＝HHW^H＝diag{|H₀|²ω₀，|H₁|²ω₁，...，|H_N-1|²ω_N-1}          (19)

diag{A}表示以矢量A为对角元素的对角矩阵。

第二步：计算矩阵

$h=F_N^H{\mathrm{\&Lambda;}}_N{F}_N---\left(20\right)$

由于Λ_N为对角阵，所以h为一循环对称矩阵，并且h第一列元素矢量为

$h_0=\frac{1}{\sqrt{N}}{F}_N^H{\left[\begin{array}{cccc}{\left|H_0\right|}^2{\mathrm{\&omega;}}_0& {\left|H_1\right|}^2{\mathrm{\&omega;}}_1& ...& {\left|H_{N-1}\right|}^2{\mathrm{\&omega;}}_{N-1}\end{array}\right]}^T$

h的其余列矢量可由h₀循环移位获得。

第三步：截取矩阵h左上角的前L行和前L列，构成的L×L矩阵

$\tilde{h}={\mathrm{\&Omega;}}_{N,L}^H{\mathrm{h\&Omega;}}_{N,L}---\left(21\right)$

第四步：将矩阵

分割成(L/M)×(L/M)的块矩阵，每个矩阵块的大小为M×M，其中第i行和第j列的矩阵块可表示为

其中

为矩阵

第i行第j列元素；

第五步：分别计算P_ih_i，jP_j第一列向量

$b_{i,j}=P_i{h}_{i,j}{P}_j\left[\begin{array}{c}1\\ 0_{(M-1)\&times;1}\end{array}\right]---\left(23\right)$

其中P_i为M×M对角阵，其对角元素为{f_p(i×M)，f_p(i×M+1)，…，f_p(i×M+M-1)}，f_p(t)，t＝0，1，...，L-1为多子带滤波器组原型滤波器系数。0_(M-1)×1为(M-1)×1零列向量。

第六步：叠加b_i，j，并进行M点DFT变换，可得列向量

$B=\sqrt{M}{F}_M\left\{\underset{i,j=0}{\overset{L/M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_{i,j}\right\}---\left(24\right)$

第七步：经过子带解映射，提取占用子带上的信号分量

${\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{H}}_0& {\tilde{H}}_1& ...& {\tilde{H}}_{K-1}\end{array}\right]}^T=T_{M,K}^{H}B---\left(25\right)$

第八步：计算有用信号平均功率

$E_s^{\&prime;}={\left|\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_k\right|}^2---\left(26\right)$

事实上，矩阵可近似为循环矩阵，则

为M×M对角阵，其对角元素矢量与B相同，并且

$T_{M,K}^T{F}_M\left\{\underset{i,j=0}{\overset{L/M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_i{h}_{i,j}{P}_j\right\}{F}_M^H{T}_{M,K}=\mathrm{diag}({\tilde{H}}_0,{\tilde{H}}_1,...,{\tilde{H}}_{K-1}){\mathrm{\&Lambda;}}_K---\left(27\right)$

由DFT变换性质可知，F_K ^HΛ_KF_K为循环矩阵。令

$F_K^H{\mathrm{\&Lambda;}}_K{F}_K=\left(\begin{array}{cccc}{h}_0& h_{K-1}& ...& h_1\\ h_1& h_0& ...& h_2\\ .& .& & .\\ .& .& ...& .\\ .& .& & .\\ h_{K-1}& h_{K-2}& ...& h_0\end{array}\right)---\left(28\right)$

其中

${\left[\begin{array}{cccc}{h}_0& h_1& ...& h_{K-1}\end{array}\right]}^T=\frac{1}{\sqrt{K}}{F}_K^H{\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{H}}_0& {\tilde{H}}_1& ...& {\tilde{H}}_{K-1}\end{array}\right]}^T---\left(29\right)$

这样，(18)式可表示为 $D^{\&prime;}=\left(\begin{array}{cccc}{h}_0& h_{K-1}& ...& h_1\\ h_1& h_0& ...& h_2\\ .& .& & .\\ .& .& ...& .\\ .& .& & .\\ h_{K-1}& h_K& ...& h_0\end{array}\right)\left[\begin{array}{c}{d}_1\\ .\\ .\\ .\\ d_K\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{h}_0{d}_1+{\mathrm{ISI}}_1\\ h_0{d}_2+{\mathrm{ISI}}_2\\ .\\ .\\ .\\ h_0{d}_K+{\mathrm{ISI}}_K\end{array}\right]---\left(30\right)$

假设发射的信号矢量中每个调制符号元素的能量已归一化，即其平均功率E_s＝E[|d_k|²]＝1，k＝1，2，...，K，这样，有用信号的平均能量为

E′_s＝|h₀|²E_s＝|h₀|²                  (31)

由(29)式可得

${\left|h_0\right|}^2={\left|\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_k\right|}^2---\left(32\right)$

步骤4)：根据所述接收端有用信号的平均功率计算所述接收端信号间干扰的平均功率：

由(30)式可知，对于独立同分布，能量归一化调制符号矢量D_K，所有解调符号上的平均符号间干扰分量相同，并且符号间干扰能量为

${\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{ISI}}^2={\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2+...{\left|h_{K-1}\right|}^2---\left(33\right)$

又由(29)式可得

${\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2+...{\left|h_{K-1}\right|}^2=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|{\tilde{H}}_k\right|}^2---\left(34\right)$

即

${\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2+...{\left|h_{K-1}\right|}^2=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|{\tilde{H}}_k\right|}^2-{\left|h_0\right|}^2---\left(35\right)$

因此，计算符号间干扰平均功率可估计为：

${\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{ISI}}^2=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|{\tilde{H}}_k\right|}^2-{\left|\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_k\right|}^2---\left(36\right)$

步骤5)：根据所述数学关系及所述频域均衡系数计算所述接收端相应噪声的噪声方差，其主要包括以下步骤：

由所建立的数学关系式(15)第二项可知：

$\hat{Z}=F_K^H{T}_{M,K}^T{F}_M{\mathrm{\&Gamma;}}_{L,M}^T{\mathrm{\&gamma;}}_L^H{\mathrm{\&Omega;}}_{N,L}^H{F}_N^H{H}^H\mathrm{WZ}$

$=F_K^H{T}_{M,K}^T{F}_M{\mathrm{\&Gamma;}}_{L,M}^T{\mathrm{\&gamma;}}_L^H{\mathrm{\&Omega;}}_{N,L}^H{F}_N^H{H}^H{\mathrm{WF}}_{N}z---\left(37\right)$

其中z为方差为σ²的加性高斯白噪声的时域噪声矢量，所以噪声矢量协方差矩阵为：

$E\left(\tilde{Z}{\tilde{Z}}^H\right)=E\left(F_K^H{T}_{M,K}^T{F}_M{\mathrm{\&Gamma;}}_{L,M}^T{\mathrm{\&gamma;}}_L^H{\mathrm{\&Omega;}}_{N,L}^H{F}_N^H{H}^H{\mathrm{WF}}_N{\mathrm{zz}}^H{F}_N^H{W}^H{\mathrm{HF}}_N{\mathrm{\&Omega;}}_{N,L}{\mathrm{\&gamma;}}_L{\mathrm{\&Gamma;}}_{L,M}{F}_M^H{T}_{M,K}{F}_K\right)$

$={\mathrm{\&sigma;}}^2{F}_K^H{T}_{M,K}^T{F}_M{\mathrm{\&Gamma;}}_{L,M}^T{\mathrm{\&gamma;}}_L^H{\mathrm{\&Omega;}}_{N,L}^H{F}_N^H{H}^H{W}^2{\mathrm{HF}}_N{\mathrm{\&Omega;}}_{N,L}{\mathrm{\&gamma;}}_L{\mathrm{\&Gamma;}}_{L,M}{F}_M^H{T}_{M,K}{F}_K$

第一步：根据频域均衡子载波的信道频率响应[H₀ H₁...H_N-1]^T和所设定的频域均衡子载波对应的均衡系数[ω₀ ω₁…ω_m…ω_N-1]^T(即第(16)及(17)式)，计算对角矩阵

${\mathrm{\&Lambda;}}_N^{\&prime;}=H^H{W}^{2}H=\mathrm{diag}\{{\left|H_0\right|}^2{\mathrm{\&omega;}}_0^2,{\left|H_1\right|}^2{\mathrm{\&omega;}}_1^2,...,{\left|H_{N-1}\right|}^2{\mathrm{\&omega;}}_{N-1}^2\}.---\left(38\right)$

diag{A}表示以矢量A为对角元素的对角矩阵。

第二步：计算矩阵

$h^{\&prime;}=F_N^H{\mathrm{\&Lambda;}}_N^{\&prime;}{F}_N---\left(39\right)$

由于Λ′_N为对角阵，所以h′为一循环对称矩阵，并且h′第一列元素矢量为

$h_0^{\&prime;}==\frac{1}{\sqrt{N}}{F}_N^H{\left[\begin{array}{cccc}{\left|H_0\right|}^2{\mathrm{\&omega;}}_0^2& {\left|H_1\right|}^2{\mathrm{\&omega;}}_1^2& ...& {\left|H_{N-1}\right|}^2{\mathrm{\&omega;}}_{N-1}^2\end{array}\right]}^T$

h′的其余列矢量可由h′₀循环移位获得。

第三步：截取矩阵h′左上角的前L行和前L列，构成的L×L矩阵

${\tilde{h}}^{\&prime;}={\mathrm{\&Omega;}}_{N,L}^H{h}^{\&prime;}{\mathrm{\&Omega;}}_{N,L}---\left(40\right)$

第四步：将矩阵

分割成(L/M)×(L/M)的块矩阵，每个矩阵块的大小为M×M，其中第i行和第j列的矩阵块可表示为

其中h_i，j为矩阵

第i行第j列元素；

第五步：分别计算p_ih′_i，jP_j第一列向量

$b_{i,j}^{\&prime;}=P_i{h}_{i,j}^{\&prime;}{P}_j\left[\begin{array}{c}1\\ 0_{(M-1)\&times;1}\end{array}\right]---\left(42\right)$

其中P_i为M×M对角阵，其对角元素为{f_p(i×M)，f_p(i×M+1)，…，f_p(i×M+M-1)}，f_p(t)，t＝0，1，...，L-1为多子带滤波器组原型滤波器系数。0_(M-1)×1为(M-1)×1零列向量。

第六步：叠加b′_i，j，并进行M点DFT变换，可得

$B^{\&prime;}=\sqrt{M}{F}_M\left\{\underset{i,j=0}{\overset{L/M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_{i,j}^{\&prime;}\right\}---\left(43\right)$

第七步：经过子带解映射，提取占用子带上的噪声分量

${\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{H}}_0^{\&prime;}& {\tilde{H}}_1^{\&prime;}& ...& {\tilde{H}}_{K-1}^{\&prime;}\end{array}\right]}^T=T_{M,K}^T{B}^{\&prime;}---\left(44\right)$

第八步：计算噪声方差

${\mathrm{\&sigma;}}_n^2=\frac{{\mathrm{\&sigma;}}^2}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_k^{\&prime;}---\left(45\right)$

事实上，矩阵可近似为循环矩阵，则

为M×M对角阵，其对角元素矢量与B′相同，并且

$T_{M,K}^T{F}_M\left\{\underset{i,j=0}{\overset{L/M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_i{h}_{i,j}^{\&prime;}{P}_j\right\}{F}_M^H{T}_{M,K}=\mathrm{diag}({\tilde{H}}_0^{\&prime;},{\tilde{H}}_1^{\&prime;},...,{\tilde{H}}_{K-1}^{\&prime;}){\mathrm{\&Lambda;}}_K^{\&prime;}---\left(46\right)$

由DFT变换性质可知，F_K ^HΛ′_KF_K为循环矩阵。令

$F_K^H{\mathrm{\&Lambda;}}_K^{\&prime;}{F}_K=\left(\begin{array}{cccc}{h}_0^{\&prime;}& h_{K-1}& ...& h_1^{\&prime;}\\ h_1^{\&prime;}& h_0^{\&prime;}& ...& h_2^{\&prime;}\\ .& .& & .\\ .& .& ...& .\\ .& .& & .\\ h_{K-1}^{\&prime;}& h_{K-2}^{\&prime;}& ...& h_0^{\&prime;}\end{array}\right)---\left(47\right)$

其中 $h_0^{\&prime;}=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_k^{\&prime;},$ 这样

$E\left(\tilde{Z}{\tilde{Z}}^H\right)={\mathrm{\&sigma;}}^2\left(\begin{array}{cccc}{h}_0^{\&prime;}& h_{K-1}& ...& h_1^{\&prime;}\\ h_1^{\&prime;}& h_0^{\&prime;}& ...& h_2^{\&prime;}\\ .& .& & .\\ .& .& ...& .\\ .& .& & .\\ h_{K-1}^{\&prime;}& h_{K-2}^{\&prime;}& ...& h_0^{\&prime;}\end{array}\right)---\left(48\right)$

噪声矢量协方差矩阵对角元素即为噪声方差。

步骤6)根据所述有用信号的平均功率、所述信号间干扰的平均功率、所述噪声方差计算有效信干噪比，其计算公式为：

由(26)，(33)和(45)式，可得有效SINR表达式为

$\mathrm{SINR}=\frac{E_s^{\&prime;}}{{\mathrm{\&sigma;}}_n^2+{\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{ISI}}^2}$

$=\frac{{\left|\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_k\right|}^2}{\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\stackrel{\&OverBar;}{H}}_k{\mathrm{\&sigma;}}^2+\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|{\tilde{H}}_k\right|}^2-{\left|\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_k\right|}^2}---\left(49\right)$

二、当本发明的DFT扩频的广义多载波传输***为包含1个发射天线多天线的DFT-S-GMC***时，主要执行的步骤与前述包含1个发射天线1个天线的DFT-S-GMC***所执行的步骤相似，首先执行步骤1)，建立DFT-S-GMC***的数学关系，该数学关系与式(15)相同.

接着执行步骤2)，根据信道频率响应、信道噪声方差和均衡方法，设定均衡系数及噪声类型，假设有Nr个接收天线：

对于迫零(ZF)均衡，则设定第m个频域均衡子载波对应的均衡系数

为：

${\widetilde{\mathrm{\&omega;}}}_m=\frac{1}{\underset{n=1}{\overset{\mathrm{Nr}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|H_m^n\right|}^2}---\left(50\right)$

对于最小均方误差(MMSE)均衡，则设定第m个频域均衡子载波对应的均衡系数

为：

${\widetilde{\mathrm{\&omega;}}}_m=\frac{1}{\underset{n=1}{\overset{\mathrm{Nr}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|H_m^n\right|}^2+{\mathrm{\&sigma;}}^2}---\left(51\right)$

其中，H_m ⁿ为发射天线到第n个接收天线之间的多径信道中第m个频域均衡子载波的信道频率响应，σ²为频域均衡子载波的噪声方差，Nr为接收天线的个数。

执行步骤3)，计算有用信号平均功率时，根据所设定的均衡系数，由发射天线到第n个接收天线之间的信道对应的频域均衡子载波的信道频率响应[H₀ ⁿ H₁ ⁿ...H_N-1 ⁿ]^T和频域均衡子载波对应的均衡系数计算对角矩阵

${\widetilde{\mathrm{\&Lambda;}}}_N=\underset{n=1}{\overset{\mathrm{Nr}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left(H^n\right)}^H\tilde{W}{H}^n=\mathrm{diag}\{\underset{n=1}{\overset{\mathrm{Nr}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|H_m^n\right|}^2{\widetilde{\mathrm{\&omega;}}}_0,\underset{n=1}{\overset{\mathrm{Nr}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|H_m^n\right|}^2{\widetilde{\mathrm{\&omega;}}}_1,...,\underset{n=1}{\overset{\mathrm{Nr}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|H_m^n\right|}^2{\widetilde{\mathrm{\&omega;}}}_{N-1}\}---\left(52\right)$

和对角矩阵

${\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&Lambda;}}}_N=\underset{n=1}{\overset{\mathrm{Nr}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left(H^n\right)}^H{\tilde{W}}^2{H}^n=\mathrm{diag}\{\underset{n=1}{\overset{\mathrm{Nr}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|H_m^n\right|}^2{\widetilde{\mathrm{\&omega;}}}_0^2,\underset{n=1}{\overset{\mathrm{Nr}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|H_m^n\right|}^2{\widetilde{\mathrm{\&omega;}}}_1^2,...,\underset{n=1}{\overset{\mathrm{Nr}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|H_m^n\right|}^2{\widetilde{\mathrm{\&omega;}}}_{N-1}^2\}---\left(53\right)$

其中Hⁿ为N×N对角矩阵，其对角元素矢量为[H₀ ⁿ H₁ ⁿ...H_N-1 ⁿ]^T。

为N×N对角矩阵，其对角元素矢量为

如此仅需要将(52)式中的矩阵

代替(19)式中的Λ_N，并采用式(20)到式(26)步骤进行计算即可得到有用信号平均功率。

再执行步骤4)即采用式(23)，计算一个发射天线多个接收天线的DFT-S-GMC的检测信号符号间干扰平均功率。

再执行步骤5)将(53)式中的矩阵Λ_N代替(38)式中的Λ′_N，采用(39)式到(45)式步骤，计算一个发射天线多个接收天线的DFT-S-GMC的检测信号噪声方差。

最后执行步骤6)采用(49)式，计算一个发射天线多个接收天线的DFT-S-GMC的有效信干噪比。

根据下表1及表2的参数以及前述的计算即可得到的有信干噪比，图3及图4比较了不同占用子带数目(1和8个)、采用一个发射天线和一个接收天线(1x1)和一个发射天线和两个接收天线(1x2)配置，DFT-S-GMC在PB-3km/h信道下基于有效信干噪比(eSINR)的误帧率与其在加性高斯白噪声(AWGN)信道下基于信噪比(Eb/NO)的误帧率性能.需要说明的是本发明方法估计的DFT-S-GMC***有效信干噪比相当于符号信噪比，即Es/NO.因此可以根据调制编码方式直接求出相应的比特信噪比Eb/NO.由结果可知，利用本发明方法估计的DFT-S-GMC***有效信干噪比，其多径信道下的性能曲线可以很好地匹配其在高斯白噪声信道下的性能曲线，两者的信噪比误差约为0.1分贝(dB)左右.

表1***参数

表2DFT-S-GMC参数

理论分析和仿真结果表明，本发明的方法可准确估计DFT-S-GMC***的有效信干噪比，其多径慢时变信道下的基于有效信干噪比(eSINR)的等效性能与高斯白噪声下的性能误差只有0.1dB左右，该有效信干噪比估计方法可用于基于离散傅立叶变换扩频的广义多载波传输***的链路自适应传输方案和无线资源管理方面。

Claims (12)

1.一种DFT扩频的广义多载波传输***的SINR估计方法，其特征在于包括以下步骤：

1)建立所述DFT扩频的广义多载波传输***的信号输入输出之间的数学关系；

2)根据所述DFT扩频的广义多载波传输***的信道频率响应、信道噪声方差和均衡方法，设定所述DFT扩频的广义多载波传输***的频域均衡子载波的均衡系数；

3)根据所述数学关系及所述频域均衡系数计算所述DFT扩频的广义多载波传输***接收端有用信号的平均功率；

4)根据所述接收端有用信号的平均功率计算所述接收端信号间干扰的平均功率；

5)根据所述数学关系及所述频域均衡系数计算所述接收端相应噪声的噪声方差；

6)根据所述接收端有用信号的平均功率、所述接收端信号间干扰的平均功率、所述接收端噪声方差计算所述SINR。

2.如权利要求1所述的DFT扩频的广义多载波传输***的SINR估计方法，其特征在于：所述数学关系为：

其中，上标“T”表示转置，上标“H”表示共轭转置；

R为接收信号的频域表示，并且

Z是方差为σ²的时域加性高斯白噪声矢量的N点DFT变换输出矢量，N为接收端频域均衡的点数；

D_K为所述DFT扩频的广义多载波传输***发射端传输的长度为K的调制符号矢量，K亦为发射端占用的子带数目；

F_K为K点DFT变换矩阵，用于实现DFT扩频，并且

I_K为K×K单位矩阵；T_M，K为M×K子带映射矩阵，其M×K个元素中只有K个元素为“1”，其余为“0”，当希望将经过K点FFT变换输出的第k个元素映射到第m个子带上传输，则将T_M，K的第m行第k列的元素置为“1”；

Υ_LΓ_L，MF_M ^H为M点逆滤波器组变换(IFBT)矩阵，其中，F_M是M点FFT变换酉矩阵，并且Γ_L，M为L×M的级联扩展矩阵，并且Γ_L，M＝[I_M，I_M，…，I_M]^T，I_M为M×M的单位矩阵，L为M的整数倍，Υ_L为L×L的对角矩阵，其对角元素为多子带滤波器组原型滤波器L点系数f_p(t)，t＝0，1，...，L-1；

${\mathrm{\&Omega;}}_{N,L}=\left[\begin{array}{c}{I}_L\\ 0_{(N-L)\&times;L}\end{array}\right],$ I_L为L×L的单位矩阵，0_(N-L)×L为(N-L)×L零矩阵；

H为N×N对角矩阵，其对角元素矢量[H₀H₁…H_N-1]^T为频域均衡子载波的信道频率响应；

W为N×N对角矩阵，其对角元素矢量[ω₀ω₁…ω_m…ω_N-1]^T为频域均衡系数；

F_MΓ_L，M ^TΥ_L ^H为M点滤波器组变换(FBT)矩阵；

F_M是M点DFT变换矩阵，并且 $F_M{F}_M^H=I_M;$

T_M，K ^T为K×M子带解映射矩阵，完成发射端子带解映射矩阵T_M，K相逆的操作：

F_K ^H为K×K IDFT解扩矩阵。

3.如权利要求2所述的DFT扩频的广义多载波传输***的SINR估计方法，其特征在于：所述DFT扩频的广义多载波传输***为包含1个发射天线及1个接收天线的DFT扩频的广义多载波传输***。

4.如权利要求3所述的DFT扩频的广义多载波传输***的SINR估计方法，其特征在于：所述DFT扩频的广义多载波传输***采用迫零均衡，所述步骤2)中设定第m个频域均衡子载波对应的均衡系数ω_m为

其中，H_m为第m个频域均衡子载波的信道频率响应。

5.如权利要求3所述的DFT扩频的广义多载波传输***的SINR估计方法，其特征在于：所述DFT扩频的广义多载波传输***采用最小均方误差均衡，则所述步骤2)中设定第m个频域均衡子载波对应的均衡系数ω_m为

其中，H_m为第m个频域均衡子载波的信道频率响应，σ²为频域均衡子载波的噪声方差。

6.如权利要求2所述的DFT扩频的广义多载波传输***的SINR估计方法，其特征在于：所述DFT扩频的广义多载波传输***为包含1个发射天线及多个接收天线的DFT扩频的广义多载波传输***。

7.如权利要求6所述的DFT扩频的广义多载波传输***的SINR估计方法，其特征在于：所述DFT扩频的广义多载波传输***采用迫零均衡，则所述步骤2)中设定第m个频域均衡子载波对应的均衡系数ω_m为

其中，H_m ⁿ为发射天线到第n个接收天线之间的多径信道中第m个频域均衡子载波的信道频率响应，Nr为接收天线的个数。

8.如权利要求6所述的DFT扩频的广义多载波传输***的SINR估计方法，其特征在于：所述DFT扩频的广义多载波传输***采用最小均方误差均衡，则所述步骤2)中设定第m个频域均衡子载波对应的均衡系数ω_m为

其中，H_m ⁿ为发射天线到第n个接收天线之间的多径信道中第m个频域均衡子载波的信道频率响应，σ²为频域均衡子载波的噪声方差，Nr为接收天线的个数。

9.如权利要求3至6任一所述的DFT扩频的广义多载波传输***的SINR估计方法，其特征在于：所述步骤3)中的接收端有用信号的平均功率计算式为：

$E_s^{\&prime;}={\left|\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_k\right|}^2$

E′_s为有用信号的平均功率，

为矢量T_M，K ^HB的第k个元素，即

${\left[\begin{array}{cccccc}{\tilde{H}}_0& {\tilde{H}}_1& ...& {\tilde{H}}_k& ...& {\tilde{H}}_{K-1}\end{array}\right]}^T=T_{M,K}^{T}B$

其中，

T_M，K ^T为K×M子带解映射矩阵，

且

P_i为M×M对角阵，其对角元素为{f_p(i×M)，f_p(i×M+1)，…，f_p(i×M+M-1)}，f_p(t)，t＝0，1，...，L-1为多子带滤波器组原型滤波器系数，

0_(M-1)×1为(M-1)×1零列向量，

h_i，j是通过将矩阵

平均分割成(L/M)×(L/M)的块矩阵且使每个块矩阵的大小为M×M所得到，其中h_i，j为

分割后所得的块矩阵的第i行和第j列的矩阵块，表示为：

h_i，j中的元素

即为矩阵

第iM行第jM列元素，

而

为由h左上角的前L行和前L列构成的L×L矩阵，其中，

$h=F_N^H{\mathrm{\&Lambda;}}_N{F}_N,$

Λ_N＝H^HWH＝diag{|H₀|²ω₀，|H₁|²ω₁，...，|H_N-1|²ω_N-1}，

[H₀H₁…H_N-1]^T为频域均衡子载波的信道频率响应，

[ω₀ω₁…ω_m…ω_N-1]^T为频域均衡子载波对应的均衡系数。

10.如权利要求9所述的DFT扩频的广义多载波传输***的SINR估计方法，其特征在于：所述步骤4)中接收端信号间干扰的平均功率计算式为：

${\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{ISI}}^2=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|{\tilde{H}}_k\right|}^2-{\left|\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_k\right|}^2$

其中，σ_ISI ²为信号间干扰的平均功率。

11.如权利要求3至6任一所述的DFT扩频的广义多载波传输***的SINR估计方法，其特征在于：所述步骤5)中接收端噪声方差计算式为：

${\mathrm{\&sigma;}}_n^2=\frac{{\mathrm{\&sigma;}}^2}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tilde{H}}_k^{\&prime;}$

其中，σ_n ²为接收端噪声方差。

为矢量T_M，K ^HB′的第k个元素，即

${\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{H}}_0^{\&prime;}& {\tilde{H}}_1^{\&prime;}& ...& {\tilde{H}}_{K-1}^{\&prime;}\end{array}\right]}^T=T_{M,K}^T{B}^{\&prime;}$

其中， $B^{\&prime;}=\sqrt{M}{F}_M\left\{\underset{i,j=0}{\overset{L/M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_{i,j}^{\&prime;}\right\},$ 且 $b_{i,j}^{\&prime;}=P_i{h}_{i,j}^{\&prime;}{P}_j\left[\begin{array}{c}1\\ 0_{(M-1)\&times;1}\end{array}\right],$

h′_i，j是通过将矩阵平均分割成(L/M)×(L/M)的块矩阵且使每个块矩阵的大小为M×M所得到，其中h′_i，j为

分割后所得的块矩阵的第i行和第j列的矩阵块，表示为：

h′_ij中的元素h_iM，jM即为矩阵

第iM行第jM列元素，

而为由h′左上角的前L行和前L列构成的L×L矩阵，其中，

$h^{\&prime;}{=F}_N^H{\mathrm{\&Lambda;}}_N^{\&prime;}{F}_N,$

${\mathrm{\&Lambda;}}_N^{\&prime;}=H^H{W}^{2}H=\mathrm{diag}\{{\left|H_0\right|}^2{\mathrm{\&omega;}}_0^2,{\left|H_1\right|}^2{\mathrm{\&omega;}}_1^2,...,{\left|H_{N-1}\right|}^2{\mathrm{\&omega;}}_{N-1}^2\},$

[H₀H₁…H_N-1]^T为频域均衡子载波的信道频率响应，

[ω₀ω₁…ω_m…ω_N-1]^T为频域均衡子载波对应的均衡系数。

12.如权利要求1所述的DFT扩频的广义多载波传输***的SINR估计方法，其特征在所述步骤6)中SINR计算式为：

Images