CN102227098A - 一种多模mimo-scfde自适应传输***频域承载点选取方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种多模MIMO-SCFDE自适应传输***频域承载点选取方法，包括以下步骤：(1)初始化所有频域承载点均可用，并计算出此时所有频域承载点的噪声放大系数；(2)剔除噪声放大系数最大的频域承载点，并更新该频域承载点所在子信道的所有承载点的噪声放大系数；(3)判断是否满均衡后信噪比不小于***要求的误比特率对应的信噪比，如果不满足，跳回步骤(2)，如果满足，根据此时剩下的可用频域承载点的分布，生成频域承载点标示信息。本发明提出的多模MIMO-SCFDE自适应传输***频域承载点选取方法能使***频谱资源得到更充分的利用，有效的提高了***的频谱利用率。

Description

一种多模MIMO-SCFDE自适应传输***频域承载点选取方法

技术领域

本发明涉及一种多天线宽带无线通信传输方法，属于宽带无线通信技术领域。

背景技术

新一代宽带无线通信***需要为用户提供高速的无线因特网接入、无线视频以及移动计算等无线多媒体业务，这对信息的传输速率和传输质量都提出了更高的要求。由传输信号多径传播造成的衰落，是影响宽带无线通信***传输速率和传输质量的主要因素。

正交频分复用(以下简称OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技术和单载波频域均衡(以下简称SCFDE：Single Carrier with Frequency Domain Equalization)技术都是基于循环前缀(以下简称CP：Cyclic Prefix)的分块传输技术，是宽带无线通信中对付多径传播造成的频率选择性衰落的简单且十分有效的技术，因此OFDM和SCFDE成为目前宽带无线通信的主流技术。频谱效率一直是无线通信技术的研究重点，近年来多输入多输出(以下简称MIMO：Multiple-input Multiple-output)以其传统单天线技术所无法达到的频谱效率受到广泛关注。MIMO和基于CP的分块传输技术的结合MIMO-OFDM和MIMO-SCFDE成为未来宽带无线通信的关键技术。

MIMO***在发送端和接收端使用多根天线进行收发信息，利用具有丰富多径的无线传播环境中不同天线之间信道的不相关特性，获得高信道容量，从而提高频谱利用率和可靠性。基于分块传输的OFDM，可以有效地对抗多径衰落，因为子载波频谱主瓣重叠，具有较高的频谱效率；CP可以很好的吸收帧间干扰；并且可以采取简单的频域均衡方法来消除由于时延扩展引入的信道干扰；OFDM的基带调制过程可以用快速傅立叶逆变换(以下简称IFFT：Inverse Fast Fourier Transform)完成，基带解调过程可以用快速傅立叶变换(以下简称FFT：Fast Fourier Transform))完成。SCFDE是类似于OFDM的分块传输技术，虽然同样能够有效的对抗多径衰落而且没有OFDM发端的高峰均功率比(PAPR，Peak-to-average Power Ratio)，但是受关注程度远不及OFDM。

MIMO宽带无线通信(主要是MIMO-OFDM和MIMO-SCFDE)面临的主要问题是：时、频、空选择性造成的信道衰落。这种衰落表现为接收端去掉CP后得到的一系列窄带MIMO信道的部分信道矩阵缺秩或坏条件，这种缺秩或坏条件对MIMO信号的检测造成极大影响，是制约宽带MIMO***性能的主要因素。

利用信道状态信息(以下简称CSI：Channel State Information)的自适应技术可以有效地对抗时、频、空选择性，从而更可靠更有效地进行通信。预编码是目前宽带MIMO***中广泛采用的自适应技术，它可以根据窄带MIMO信道的信道矩阵的情况，通过发射端的预编码自适应地改变该窄带MIMO信道传输的比特数，可以极大地提高每一个缺秩或坏条件窄带MIMO信道传输的效率，从而提高整个宽带MIMO***的效率。

中国专利文献CN101969417A公开了一种低回传的MIMO-SCFDE***自适应多模传输方法，该方法复杂度低、回传信息量小，并且具有较高的频谱利用率。图1给出了MIMO-SCFDE***自适应多模传输***的框图，其中发送天线数为N_T，接收天线数为N_R，且N_T≤N_R，其信号表示和信号处理过程如下：

收发双方建立通信后，接收端利用信道估计或信道预测算法获取当前的信道状态信息，假设

为第i根发送天线与第l根接收天线间信道的第k个频域子信道增益，其中i＝1，2，L，N_T，l＝1，2，L，N_R，k＝0，1，L，N-1；A^k表示第k个频域子信道的信道矩阵，其中第l行第i列元素为

即：

$A^k=\left(\begin{array}{cccc}{H}_{\mathrm{1,1}}^k& H_{\mathrm{1,2}}^k& L& H_{1,N_T}^k\\ H_{\mathrm{2,1}}^k& H_{\mathrm{2,2}}^k& L& H_{2,N_T}^k\\ M& M& O& M\\ H_{N_R,1}^k& H_{N_R,2}^k& L& H_{N_R,N_T}^k\end{array}\right)$

然后根据信道容量选取可用频域承载点(注：每个频域子信道上，一根发送天线对应的一层，称为一个频域承载点)，并生成频域承载点标示信息D＝{D_q，q＝0，1，L，N×N_T-1}，其中D_q＝0或1，D_q＝1表示该频域承载点可用，D_q＝0表示该频域承载点禁用。

其中，根据信道容量准则选取可用频域承载点的具体步骤为：

(1)初始化各频域子信道的秩都为0，即R₀＝R₁＝L＝R_N-1＝0，由香农信道容量公式C＝B·log₂(1+SNR)，计算出各子信道的秩分别为1、2、L、N_T的信道容量，存在一个表里；

(2)通过查表比较，选择秩加1后信道容量增加最多的子信道f，将其秩加1，即R_f＝R_f+1，判断此时***是否满足条件如果满足，重复此步骤，直到不满足条件时跳到下一步骤；

(3)将最后一次秩加1后导致***不再满足条件的子信道秩再减去1，记录此时的各频域子信道的秩信息R＝{R_k，k＝0，1，L，N-1}。

(4)由各子信道秩信息R生成频域信道标示信息D＝{D(k)，k＝0，1L，N-1}，其中D(k)＝{D(k_s)，s＝0，1，L N_T-1}，D(k)的值由第k个子信道的秩R_k决定，D(k)的前R_k个值为1，后面的均为0。

发送端根据频域承载点标示信息，计算出可用承载点的总数M，根据所要采用的调制方式，将M个比特信息进行符号映射，形成一列M维原始时域数据帧

在这里假设各符号元素之间是独立同分布的，且满足均值为0，方差为

对x_M做M点FFT变换得到对应的M维频域数据帧 $X_M={\mathrm{FFT}}_M\left(x_M\right)={(X_M^0,X_M^1,L,X_M^{M-1})}^T,$ 然后根据频域信道标示信息D将X_M映射为一列N×N_T维频域数据帧 ${\stackrel{\‾}{X}}_{N\×N_T}={({\stackrel{\‾}{X}}_{N\×N_T}^0,{\stackrel{\‾}{X}}_{N\×N_T}^1,L,{\stackrel{\‾}{X}}_{N\×N_T}^{N\×N_T-1})}^T,$ 即将X_M的M个频域数据符号依次***到对应D_k＝1的位置，D_k＝0的位置补零。然后通过串并变换，将得到的N×N_T维频域数据帧

的前N个数据符号

L，

作为第一列，第N+1到2×N个数据符号

L，

作为第二列，以此类推，将

变换成N_T列N维频域数据帧 ${\stackrel{\‾}{X}}_{N,i}={({\stackrel{\‾}{X}}_{N,i}^0,{\stackrel{\‾}{X}}_{N,i}^1,L,{\stackrel{\‾}{X}}_{N,i}^{N-1})}^T,$ i＝1，2，L，N_T。再对每列数据帧做N点IFFT变换，变到时域为 $x_{N,i}={\mathrm{IFFT}}_N\left(X_{N,i}\right)={(x_{N,i}^0,x_{N,i}^1,L,x_{N,i}^{N-1})}^T,$ i＝1，2，L，N_T，加CP后分别由N_T根发送天线同时发送出去。

接收端接到信号后，首先进行去CP处理，此时第l根接收天线接收到的信号可表示为向量 $r_{N,l}=y_{N,l}+w_{N,l}={(y_{N,l}^0,y_{N,l}^1,L,y_{N,l}^{N-1})}^T+{(w_{N,l}^0,w_{N,l}^1,L,w_{N,l}^{N-1})}^T,$ l＝1，2，L N_R，其中 $y_{N,l}={(y_{N,l}^0,y_{N.l}^1,L,y_{N,l}^{N-1})}^T$ 表示接收信号的有用信号部分， $w_{N,l}={(w_{N,l}^0,w_{N,l}^1,L,w_{N,l}^{N-1})}^T$ 表示接收信号的噪声部分，假设噪声为满足均值为0，方差为

的加性高斯白噪声；然后对上述第l根接收天线接收到的信号做N点FFT变换，得到有用信号的频域形式为 $Y_{N,l}={\mathrm{FFT}}_N\left(y_{N,l}\right)={(Y_{N,l}^0,Y_{N,l}^1,L,Y_{N,l}^{N-1})}^T,$ l＝1，2，L N_R，噪声的频域形式为 $W_{N,l}={\mathrm{FFT}}_N\left(w_{N,l}\right)={(W_{N,l}^0,W_{N,l}^1,L,W_{N,l}^{N-1})}^T,$ l＝1，2，L N_R。接下来进行频域均衡，根据所选的频域均衡方法，利用信道状态信息生成第k个频域子信道的均衡矩阵G^k，如采用ZF均衡，则

即取矩阵A^kQ^k的Moore-Penrose(M-P)逆为均衡矩阵；将均衡后得到的N_T列N维频域符号向量通过串并变换，首尾相接变为一列N×N_T维频域符号向量然后根据频域信道标示信息D选出D_q＝1位置对应的M个频域符号组成一个新的M维频域符号向量X_N+V_N；对得到的M维频域符号向量做M点IFFT变回时域得到x_M和噪声 $v_M={\mathrm{IFFT}}_M\left(V_M\right)={(v_M^0,v_M^1,L,v_M^{M-1})}^T,$ 然后对x_M+v_M进行符号判决。

通过对***性能分析，可以得到***的均衡前信噪比为：

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{pre}}=\frac{\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{Pow}}_{Y_N^k}}{\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{Pow}}_{W_N^k}}=\frac{\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_x^2\·\mathrm{tr}\left[\left(A^k{Q}^k\right){\left(A^k{Q}^k\right)}^H\right]}{\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{N}_R{\mathrm{\σ}}_w^2}=\frac{{\mathrm{\σ}}_x^2\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{tr}\left[\left(A^k{Q}^k\right){\left(A^k{Q}^k\right)}^H\right]}{{\mathrm{NN}}_R{\mathrm{\σ}}_w^2}$

***均衡后信噪比可表示为：

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{post}}=\frac{{\mathrm{M\σ}}_x^2}{\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{Pow}}_{V_N^k}}=\frac{{\mathrm{M\σ}}_x^2}{{\mathrm{\σ}}_w^2\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{tr}\left[G^k{\left(G^k\right)}^H\right]}$

***的均衡后信噪比即为判决信噪比，因此，均衡后信噪比的大小，会直接影响***的误码性能。在进行频域载频点的选取时，可以通过控制均衡后信噪比来控制***的误码性能。

上述低回传的MIMO-SCFDE***自适应多模传输方法由于使用信道容量准则选取载频点，频谱资源没有得到充分的利用。

发明内容

针对现有技术由于使用信道容量准则选取载频点时存在的频谱资源没有得到充分利用的问题，本发明提供一种能够充分利用频谱资源的多模MIMO-SCFDE自适应传输***频域承载点选取方法。

本发明的多模MIMO-SCFDE自适应传输***频域承载点选取方法，包括以下步骤：

(1)初始化所有频域承载点均可用，并计算出此时所有频域承载点的噪声放大系数；

(2)剔除噪声放大系数最大的频域承载点，并更新该频域承载点所在子信道的所有承载点的噪声放大系数；

(3)判断是否满均衡后信噪比不小于***要求的误比特率对应的信噪比，如果不满足，跳回步骤(2)，如果满足，根据此时剩下的可用频域承载点的分布，生成频域承载点标示信息。

所述步骤(1)的具体实现方法如下：

首先生成一个N行N_T列的矩阵P＝(P¹，P²，L，P^N)^T，其中第k行

初始化矩阵P的每个元素均为1，表示所有载频点可用；则此时第k个频域子信道的预编码矩阵表示为 $Q^k=\mathrm{diag}\left(P^k\right)=\mathrm{diag}(p_1^k,p_2^k,L,p_{N_T}^k);$ 然后计算出矩阵

的值，其中A^k表示第k个频域子信道的信道矩阵，取矩阵

的N_T个对角元素得到第k个频域子信道的N_T个频域承载点的噪声放大系数

L，

令

计算所有频域承载点的噪声放大系数，组成N行N_T列的矩阵Z＝(Z¹，Z²，L，Z^N)^T，与矩阵P的元素一一对应。

所述步骤(2)的具体实现方法如下：

查询矩阵Z＝(Z¹，Z²，L，Z^N)^T中最大的元素Z_max的位置，并令矩阵P中对应位置元素值变为0，假设Z_max在第l行，则此时第l个频域子信道的预编码矩阵Q^l也发生变化，由公式 $Q^l=\mathrm{diag}\left(P^l\right)=\mathrm{diag}(p_1^l,p_2^l,L,p_{N_T}^l)$ 更新，然后重新计算第k个频域子信道的

的值，并取对角元素更新该子信道的各个频域承载点的噪声放大系数值。

所述步骤(3)的具体实现方法如下：

判断是否满足均衡后信噪比SNR_post不小于***要求的误比特率对应的信噪比SNR_req，即是否满足

其中M表示矩阵P中1的个数，

表示信号功率，

表示噪声功率，表示噪声放大系数之和，如果不满足，跳回步骤(2)；如果满足，此过程结束，此时得到的矩阵P为N行N_T列由0或1元素组成的矩阵，其中，元素值为1表示其对应频域承载点可用，元素值为0表示其对应频域承载点禁用，将矩阵P值每一列与前一列首尾相连形成N×N_T行1列的矩阵，即为频域承载点标示信息D。

本发明提出的多模MIMO-SCFDE自适应传输***频域承载点选取方法能使***频谱资源得到更充分的利用，有效的提高了***的频谱利用率。

附图说明

图1是MIMO-SCFDE***自适应多模传输***的框图。

图2是采用本发明提出的多模MIMO-SCFDE自适应传输***频域承载点选取方法的MIMO-SCFDE自适应多模传输***误比特曲线图。

图中：1、信源模块，2、符号映射模块，3、FFT模块(M点)，4、信号频谱变换，5、串/并模块，6、IFFT模块(N点)，7、加循环前缀(CP)模块，8、D/A模块，9、中频及射频调制模块，10、MIMO信道，11、射频及中频解调模块，12、A/D模块，13、去CP模块，14、FFT模块(N点)，15、均衡模块，16并/串模块，17、信号频谱反变换模块，18、IFFT模块(M点)，19、判决及符号逆映射模块，20、同步模块，21、信道估计模块，22、频域承载点标示信息模块，23、反馈信道。

具体实施方式

实施例给出的是基带仿真结果，不考虑同步误差的影响，且不考虑信道估计误差，即信道估计为理想的。

图1各模块作用如下：

信源模块1：产生要传输的数据。

符号映射模块2：将信源产生的数据根据所采用的调制方式映射到星座图对应点上。

M点FFT模块3：将每帧M个已映射信号变换到频域，得到信号的M点频域信号。

信号频谱变换模块4：根据反馈信道发送回来的信道标示信息，将模块3输出的M点频域信号映射到M个可用频域承载点上，而禁用频域承载点置零，或填充非信息数据，就得到一帧N×N_T维频域向量。此模块需要按照本发明介绍的方法编程，由通用数字信号处理芯片实现。

串/并模块5：将模块4得到的N×N_T维频域向量变换成N_T个N维频域向量。

N点IFFT模块6：将得到频域信号再变换到时域。

加CP模块7：将得到的每帧数据加上循环前缀。

D/A模块8：将数字信号变换成模拟信号。

中频及射频调制模块9：信号调制到中频上进行中频放大，再做射频调制，最后将已调信号由天线发射。

MIMO信道10：传输信号的频域选择性MIMO信道。

射频及中频解调模块11：将接收天线接收下来信号的频谱从射频或者中频上搬移到低频。在解调之前需要用频率同步数据纠正信号传输过程中引起的频偏。

A/D模块12：将解调后模拟信号变换为数字信号。A/D变换需要对模拟信号进行抽样，提供时钟信号的晶振需要跟发射机D/A模块的晶振频率相同，否则就会导致抽样率误差。因此在A/D变换之前要进行抽样率同步。

去CP模块13：将循环前缀去掉。这时就存在判断一帧数据从哪开始的问题，则去CP之前需要做定时同步。

N点FFT模块14：将去掉CP的时域信号变换到频域。

均衡模块15：根据信道估计模块21发来的CSI，和模块22发来的各子信道秩信息，生成均衡矩阵进行均衡。均衡方式可以选择一下三种均衡方式之一：迫零均衡、最小均方误差均衡、混合方式均衡。

并/串模块16：将过均衡模块15后得到的N_T个N维向量，变换为N×N_T维向量。

信号频谱反变换模块17：根据信道标示信息选出M个可用频域承载点上携带的等效频域信号。此模块需要按照本发明介绍的方法编程，由通用数字信号处理芯片实现。

M点IFFT模块18：将均衡后的等效频域符号变换到等效时域。

判决及符号逆映射模块19：根据***所采用的调制方式，完成时域信号的判决。

同步模块20：通过参数估计(例如：盲估计和基于辅助数据的估计)的办法得到***需要的各种同步数据。同步模块将频率同步数据送给射频及中频解调模块11；将抽样率同步数据送给A/D模块12；将定时同步数据送给去CP模块13。在本实施例，假设为同步理想。

信道估计模块21：跟同步类似，也需要通过参数估计来得到CSI，常用的一般是盲信道估计和基于辅助数据的信道估计。在本实施例，假设估计精确。

频域承载点标示信息模块22：根据信道估计模块21得到的CSI，按照选用的方法选取可用频域承载点，并生成频域承载点标示信息。

反向信道23：将频域承载点标示信息回传给发送端。

该实施例仿真参数：

仿真环境：MATLAB R2010a

子信道总数：N＝1024

CP长度：256

调制方式：QPSK

抽样率：20M

仿真所选的平均接收信噪比范围：SNR＝2～14(dB)

仿真信道环境：采用802.16标准中4×4 SUI-4信道模型，不过本实施例中的SUI-4信道并没有考虑多普勒频偏及天线相关性。(可参考D.S.Baum，“Simulating the SUI channel models，”IEEE 802.16 Broad Wireless Access Working Group，2001，(D.S.Baum，《仿真SUI信道模型》，IEEE 802.16宽带无线接入工作组，2001))

仿真中没有考虑同步误差(包括载波同步误差、抽样率同步误差和帧定时同步误差)对***的影响，即假设所有同步参数的误差都为0；没有考虑反向信道回传信道标识信息的传输时延和传输误码的影响，即假设传输时延和误码都为0；没有考虑其他非理想因素的影响(例如器件的非线性等)。

仿真要求在保证相同的误码性能的前提下，将使用本发明提出的方法选取选取频域承载点和使用信道容量准则选取频域承载点的频谱利用率和回传信息量进行对比。

仿真结果：

图2给出了MIMO-SCFDE自适应多模传输***使用两种频域承载点选取方法的BER性能比较，同时还给出了具有相同均衡前信噪比的高斯信道的BER曲线作参考。由图2可知，两种方法BER性能都简单可控，与具有相同均衡前信噪比的高斯信道的BER曲线贴的很近。

下表给出了MIMO-SCFDE自适应多模传输***使用两种频域承载点选取方法的频谱利用率和回传信息量的比较：

表中数据为在固定发送功率的情况下，取1000次信道样本进行频域承载点选择，得到的可用频域承载点数、频谱利用率和回传信息量的的平均值。观察表1，可以发现，相对使用信道容量准则选取频域承载点，使用本发明提出的方法选取频域承载点，在回传信息量相对有所增加，但***选取用于信息传输的可用频域承载点明显增多，有效的提高了***的频谱利用率。

Claims (4)

1.一种多模MIMO-SCFDE自适应传输***频域承载点选取方法，其特征是，包括以下步骤：

(1)初始化所有频域承载点均可用，并计算出此时所有频域承载点的噪声放大系数；

(2)剔除噪声放大系数最大的频域承载点，并更新该频域承载点所在子信道的所有承载点的噪声放大系数；

(3)判断是否满均衡后信噪比不小于***要求的误比特率对应的信噪比，如果不满足，跳回步骤(2)，如果满足，根据此时剩下的可用频域承载点的分布，生成频域承载点标示信息。

2.根据权利要求1所述的多模MIMO-SCFDE自适应传输***频域承载点选取方法，其特征是，所述步骤(1)的具体实现方法如下：

首先生成一个N行N_T列的矩阵P＝(P¹，P²，L，P^N)^T，其中第k行

初始化矩阵P的每个元素均为1，表示所有载频点可用；则此时第k个频域子信道的预编码矩阵表示为 $Q^k=\mathrm{diag}\left(P^k\right)=\mathrm{diag}(p_1^k,p_2^k,L,p_{N_T}^k);$ 然后计算出矩阵的值，其中A^k表示第k个频域子信道的信道矩阵，取矩阵

的N_T个对角元素得到第k个频域子信道的N_T个频域承载点的噪声放大系数

L，

令

计算所有频域承载点的噪声放大系数，组成N行N_T列的矩阵Z＝(Z¹，Z²，L，Z^N)^T，与矩阵P的元素一一对应。

3.根据权利要求1所述的多模MIMO-SCFDE自适应传输***频域承载点选取方法，其特征是，所述步骤(2)的具体实现方法如下：

查询矩阵Z＝(Z¹，Z²，L，Z^N)^T中最大的元素Z_max的位置，并令矩阵P中对应位置元素值变为0，假设Z_max在第l行，则此时第l个频域子信道的预编码矩阵Q^l也发生变化，由公式 $Q^l=\mathrm{diag}\left(P^l\right)=\mathrm{diag}(p_1^l,p_2^l,{L,p}_{N_T}^l)$ 更新，然后重新计算第k个频域子信道的

的值，并取对角元素更新该子信道的各个频域承载点的噪声放大系数值。

4.根据权利要求1所述的多模MIMO-SCFDE自适应传输***频域承载点选取方法，其特征是，所述步骤(3)的具体实现方法如下：

判断是否满足均衡后信噪比SNR_post不小于***要求的误比特率对应的信噪比SNR_req，即是否满足其中M表示矩阵P中1的个数，

表示信号功率，

表示噪声功率，表示噪声放大系数之和，如果不满足，跳回步骤(2)；如果满足，此过程结束，此时得到的矩阵P为N行N_T列由0或1元素组成的矩阵，其中，元素值为1表示其对应频域承载点可用，元素值为0表示其对应频域承载点禁用，将矩阵P值每一列与前一列首尾相连形成N×N_T行1列的矩阵，即为频域承载点标示信息D。

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