CN102006250B - 一种MIMO-SCFDE无线通信接收机的Turbo增强方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种MIMO-SCFDE无线通信接收机的Turbo增强方法，其特征是，包括以下步骤：(1)缓存均衡前频域基带信号R，取出缓存的基带信号并对其进行线性均衡，将均衡后的基带信号变回时域并进行判决，得到各层的信息比特，并进一步得到各相应层符号的频域估计值；(2)对各层符号的频域估计值进行Turbo增强，对各层符号的频域估计值进行一次增强称为一轮Turbo增强，根据对接收机性能和复杂性方面的要求，至少进行一轮Turbo增强。本发明在复杂性和计算量没有很大增加的情况下，可以明显提高MIMO-SCFDE无线通信接收机的性能。

Description

一种MIMO-SCFDE无线通信接收机的Turbo增强方法

技术领域

本发明涉及一种多天线宽带无线通信传输方法，属于宽带无线通信技术领域。

背景技术

随着网络技术的发展，人们对接入网络的要求也不断提高，随时随地高速接入因特网已经成为越来越多的人们的重要需求，无线通信技术是可以满足人们上述需求的主要支撑技术，因此近年来宽带无线通信技术获得了迅猛发展。随着传输速率的增加，电磁波无线传播造成的多径对***影响越来越严重，一般而言宽带无线通信***中不可避免地存在多径传播造成的频率选择性衰落，频率选择性衰落曾经是制约无线通信***性能的主要因素之一。由正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，以下简称OFDM)技术发展起来的基于循环前缀(Cyclic Prefix，以下简称CP)的分块传输技术(主要包括OFDM、单载波频域均衡(Single Carrier with Frequency Domain Equalization，SC-FDE)等)是宽带无线通信中对付多径传播造成的频率选择性衰落的简单且十分有效的技术，因此OFDM和SC-FDE成为目前宽带无线通信的主流技术。频谱效率一直是无线通信技术的研究重点，近年来基于收发两端采用多天线技术的多输入多输出(Multiple-Input Multiple-Output，以下简称MIMO)技术以其传统单天线技术所无法达到的频谱效率而受到广泛关注。MIMO和OFDM以及MIMO和SCFDE技术结合出现的MIMO-OFDM和MIMO-SCFDE成为未来宽带无线通信物理层传输的主要支撑技术，已经分别被3GPP LTE(Long Term Evolution，LTE)的下行和上行采纳作为其物理层的传输技术。

MIMO利用具有丰富多径的无线传播环境中不同天线之间信道的不相关特性，获得高信道容量，从而提高频谱利用率和可靠性。基于分块传输的OFDM，可以有效地对抗多径衰落，因为子载波频谱主瓣重叠，具有较高的频谱效率；CP可以很好的吸收帧间干扰；并且可以采取简单的频域均衡方法来消除由于时延扩展引入的信道干扰；OFDM的基带调制过程可以用快速傅立叶逆变换(Inverse Fast Fourier Transform，以下简称IFFT)完成，基带解调过程可以用快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform，以下简称FFT))完成，具有实现简单的优点。

图1给出了一个N_T×N_R的宽带MIMO-SCFDE无线通信***示意图，这里假设N_T≤N_R，是一个空分复用无线通信***，其中各模块的作用如下：

MIMO发射端处理模块1：产生要传输的信息比特，进行符号映射，加循环前缀(CP)，射频、中频调制及基带处理。符号映射是将信源产生的信息比特根据所采用的符号映射方式映射到星座图对应点上；加CP是将得到的每帧数据加上循环前缀；射频、中频调制及基带处理，是将信号调制到中频上进行中频放大，再做射频调制，最后将已调信号由天线发射。

射频、中频解调及基带处理模块2：将接收天线接收下来信号的频谱从射频或者中频上搬移到低频。在解调之前需要用同步模块纠正信号传输过程中引起的频偏和并得到正确的定时信息。

去CP模块3：根据定时信息将循环前缀去掉。

N点FFT模块4：将去掉CP的时域信号变换到频域。

线性均衡模块5：用均衡矩阵进行均衡。均衡方式可以选择以下两种均衡方式之一：迫零(Zero Forcing，ZF)均衡、最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)均衡。

N点IFFT模块6：将频域信号变换到时域。

判决输出模块7：根据***所采用的符号映射方式，完成信号的判决并输出。图1中N_T表示发射天线数，N_R表示接收天线数，这里只讨论MIMO-SCFDE***的基带信号处理过程。在发端，

表示符号映射后待发送的时域数据帧，其中

表示符号映射后第i根天线的时域数据帧，i∈{1，2，…，N_T}，

表示符号映射后第k个时刻的时域数据帧，k∈{0，1，…，N-1}，(·)^T表示矩阵或向量的转置；典型的符号映射方式是各种进制数的QAM和PSK符号映射；

为信息符号的平均功率。符号映射后的信号加CP后分别由N_T根发射天线发送。在MIMO通信***中，习惯上称一根发射天线发射的信号为一层，每一层信号有N个符号，可以用一个N×1维矩阵表示；不同发射天线对应不同层的发射信号，第i根发射天线发送的信号称为第i层；在频域上，对于第k个子信道的第i根发射天线发送的信号我们称为第k个子信道的第i层信号分量。在发射端，由于在载波调制之前各层数据是离散的，习惯上称为符号或信息比特，载波调制后由于各层数据变成连续的波形，习惯上称为信号；在接收端，由于判决之前的各层数据是连续的波形，习惯上称为信号，由于判决的之后的各层数据变为离散的，习惯上称为符号或信息比特。

为第i根发射天线与第l根接收天线间的***间干扰(时延扩展)的时域信道，其中，i∈{1，2，…，N_T}，l∈{1，2，…，N_R}；一般而言，

只有前L个分量是非0的，L即最大时延扩展的长度。对h_l，i进行FFT得到第i根发射天线与第l根接收天线间的N个频域子信道 为第k个频域子信道的信道矩阵，表示为

$H_N^k=\left[\begin{array}{cccc}{H}_{11}^k& H_{12}^k& \·\·\·& H_{1N_T}^k\\ H_{21}^k& H_{22}^k& \·\·\·& H_{2N_T}^k\\ \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·\\ H_{N_{R}1}^k& H_{N_{R}2}^k& \·\·\·& H_{N_R{N}_T}^k\end{array}\right]$

其中，k∈{0，1，…，N-1}。发射信号经过MIMO信道后，经过MIMO无线通信接收机的射频、中频解调及基带处理并去CP后，第l根接收天线接收到的等效基带信号为

$r_{N,l}={(r_{N,l}^0,\·\·\·,r_{N,l}^{N-1})}^T=y_{N,l}+w_{N,l}$

其中，

为第l根接收天线接收到的有用信号部分，即发射信号与信道的卷积，

为第l根接收天线上的噪声向量，

其中

为加性高斯白噪声

的方差，k∈{0，1，…，N-1}，l∈{1，2，…，N_R}。然后，做N点FFT得到接收信号的频域形式

其中

为第l根接收天线上接收信号的频域形式，

为有用信号y_N，l的频域形式，

为噪声向量w_N，l对应频域形式；

第k个频域子信道的接收信号的频域形式，

为第k个频域子信道的信号分量，

为第k个频域子信道的噪声分量，k∈{0，1，…，N-1}。

采用线性均衡方式的MIMO接收机又称为去相关或解相关接收机(Decorrelator)，在第k个频域子信道上，这种接收机用一个均衡矩阵

去乘以接收信号矩阵

完成对接收信号的解相关或均衡：

${\left(R_e\right)}_N^k={\left(D_N^k{\left(R_N^k\right)}^T\right)}^T$

将均衡后的信号变回时域并进行判决，得到相应各层的信息比特，对判决后的信息比特按发射端符号映射方式重新进行符号映射后再变回到频域，可以得到各相应层符号的频域估计值

其中

i∈{1，2，…，N_T}，是第i层发射符号的频域估值，k∈{0，1，…，N-1}，是第k个子信道上的N_T层信号分量的频域估计值；当没有判决误码时，

常用的线性均衡方式有两种，即迫零(Zero Forcing，ZF)均衡和最小均方误差(MinimumMean Square Error，MMSE)均衡，这两种均衡方式的均衡矩阵不同，其中第k个频域子信道上，ZF均衡的均衡矩阵是信道矩阵的广义逆(即M-P逆)

即

${\left(D_N^k\right)}_{\mathrm{ZF}}={\left(H_N^k\right)}^{+}$

第k个频域子信道，MMSE均衡的均衡矩阵是

${\left(D_N^k\right)}_{\mathrm{MMSE}}={({\left(H_N^k\right)}^H{H}_N^k+\frac{{\mathrm{\σ}}_w^2}{E_s}{I}_{N_T})}^{-1}{\left(H_N^k\right)}^H$

其中，

为噪声方差；E_s表示每个发射符号的平均发射功率，(·)^H表示共轭转置。

采用上述线性均衡方式的MIMO-SCFDE解相关接收机结构简单易实现，但其性能往往较差，采用MMSE均衡方式的解相关接收机性能一般比ZF均衡的解相关接收机要好一些，但也经常不能满足实际需求，往往要结合纠错能力很强的纠错码***，才可以实际应用。尽管如此，由于其简单性，3GPP LTE下行的MIMO-OFDM和上行的MIMO-SCFDE***一般还是采用线性均衡(一般是MMSE均衡)方式进行接收端的处理，这可以大大节省接收机的制造成本。

基于顺序干扰抑制(Successive Inference Cancelation，SIC)的接收机，由于采用了很好的干扰抑制技术，使得不同层间的干扰大大减轻，性能一般显著优于基于线性均衡的解相关接收机。基于SIC的MIMO接收机的典型代表是Bell实验室G Foschini提出的BLAST(Bell Laboratories Layered Space-Time Architecture)接收机，其V-BLAST虽然受到学术界的广泛追崇，但由于复杂性过高以及对信道测量误差的敏感性，至今尚没有被工业界广泛接受。这种SIC检测方法可以直接用于MIMO-OFDM的信号检测，到目前为止，尚没有MIMO-SCFDE信号采用SIC检测方法的报道。

基于线性均衡的解相关接收机虽然结构简单，被工业界广泛接受，但性能较差。

发明内容

本发明针对现有线性均衡接收机存在的性能差的问题，提供一种既能保持解相关接收机结构简单易实现的优点，又能使其性能得到显著提升的MIMO-SCFDE无线通信接收机的Turbo增强方法。必须指出，本发明的Turbo增强方法和纠错码中的Turbo码没有直接关系，本发明不依赖于任何一种纠错码。

本发明的MIMO-SCFDE无线通信接收机的Turbo增强方法，包括以下步骤：

(1)缓存MIMO-SCFDE无线通信接收机接收到的均衡前频域基带信号R，取出缓存的基带信号R并对其进行线性均衡，将均衡后的基带信号变回时域并进行判决，得到各层的信息比特，并进一步得到各相应层符号的频域估计值；

(2)对各层符号的频域估计值进行Turbo增强，对各层符号的频域估计值进行一次增强称为一轮Turbo增强，根据对接收机性能和复杂性方面的要求，至少进行一轮Turbo增强。

上述各步骤的具体实现方法如下：

步骤(1)中，对缓存的均衡前频域基带信号R进行线性均衡可以采用ZF均衡或MMSE均衡。将均衡后的基带信号变回时域并进行判决的方法与普通MIMO-SCFDE无线通信接收机的方法相同。得到各相应层符号的频域估计值的方法是，将均衡后的基带信号变回时域并进行判决，得到相应各层的信息比特，对判决后的各层信息比特按发射端符号映射方式重新进行符号映射，然后傅里叶变换到频域，得到各相应层符号的频域估计值

其中

是第i层的频域估计值，i＝1，2，…，N_T，

是第k个频域子信道的频域估计值，k＝0，1，…，N-1。步骤(2)中，对各层符号的频域估计值进行一轮Turbo增强的具体方法如下：

是(1，…，N_T)的任意一个排列；从步骤(1)得到的频域估计值

k＝0，1，…，N-1中取出第k₁层以外的其他各层符号的频域估计值，用来重构接收机接收到的第k₁层以外的其他各层发射信号的频域信号，

k＝0，1，…，N-1；i∈{1，2，…，N_T}是对接收机接收到的第i层发射信号的频域信号的重构，(·)^T表示矩阵或向量的转置；

k＝0，1，…，N-1；i∈{1，2，…，N_T}是对接收机接收到的除第i层以外的N_T-1层发射信号的频域信号的重构；然后取出缓存的均衡前频域基带信号R，用缓存的信号减去接收机接收到的除第k₁层以外的其他N_T-1层发射信号的频域信号的重构，即

k＝0，1，…，N-1；将得到的基带信号左乘得到

k＝0，1，…，N-1；k₁∈{1，2，…，N_T}；然后将第k₁层基带信号通过N点IFFT变换到时域并进行判决，得到第k₁层的输出信息比特向量

将

按发射端符号映射方式重新进行符号映射后变回到频域，用当前频域估计值更新原频域估计值

中的

用相同的方法处理第k₂层基带信号，直至

层基带信号，每次重构接收机接收到的当前层以外的其他各层发射信号的频域信号时，使用最新更新过的频域估计值

ZF均衡和MMSE均衡的Turbo增强方法相同。

可按以下步骤具体实现对各层符号的频域估计值的一轮Turbo增强：

①for 

②for k＝0，1，…，N-1

$Z_N^k=R_N^k-\underset{n\≠i}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{X}}_{N,n}^k{\left({\left(H_N^k\right)}_n\right)}^T,n=\mathrm{1,2},\·\·\·N_T$

end

③for k＝0，1，…，N-1

$V_k={\left({\left(H_N^k\right)}_i\right)}^{+}{\left(Z_N^k\right)}^T$

end

④c_N，i＝D(IFFT(V))

⑤ ${\hat{X}}_{N,i}=\mathrm{FFT}\left(Q\left(c_{N,i}\right)\right)$

⑥end

其中，Q(·)表示符号映射，D(·)表示判决，IFFT表示逆傅里叶变换，FFT表示正傅里叶变换，(·)_i表示矩阵的第i个列向量或行向量的第i个分量，(·)ⁱ表示矩阵的第i个行向量，(·)^T表示矩阵或向量的转置；步骤③中V为N×1维矩阵，V_k表示V的第k个分量；步骤④中c为N×N_T维判决输出信息比特，c_N，i为第i层判决输出信息比特；步骤⑤中，

的第i层频域估计值

值更新，用于第一轮后面其它层符号的频域估计值的Turbo增强。

对各层符号的频域估计值进行多轮Turbo增强的具体方法如下：

设置最大Turbo增强的轮数T，T的值可根据性能和复杂性需要自行设置，一般2≤T≤N_T+log₂(N)+2×log₂(M)，这里N_T是发射天线数，N是FFT点数，M是符号映射进制数(也称为调制进制数)。Turbo增强后，比较Turbo增强前结果与Turbo增强后结果是否相同，若不相同，进行下一轮Turbo增强，直至前一轮Turbo增强结果与当前Turbo增强结果相同或到达Turbo增强的最大设置轮数T，多轮Turbo增强结束。

本发明对线性均衡器输出的信号进行进一步的处理，仅仅增加很少的复杂性，基本保持了原来解相关接收机的结构简单易实现的优点，同时可以使这种解相关接收机的性能得到显著提升。在复杂性和计算量没有很大增加的情况下，可以明显提高MIMO-SCFDE无线通信接收机的性能。

附图说明

图1是现有MIMO-SCFDE无线通信***的基本框图。

图2是本发明MIMO-SCFDE无线通信接收机的Turbo增强方法的实现框图。

图3是本发明MIMO-SCFDE无线通信接收机的Turbo增强方法采用MMSE均衡时的误比特曲线图。

图中：1、MIMO-SCFDE发射端处理模块，2、射频、中频解调及基带处理模块，3、去CP模块，4、FFT模块(N点)，5、线性均衡模块，6、IFFT模块(N点)，7、判决输出模块，8、Turbo增强模块，9、输出模块。

具体实施方式

实施例给出的是采用MMSE均衡的MIMO-SCFDE无线通信接收机利用本发明的Turbo增强方法的仿真结果。采用不同的Turbo增强次序对性能有所影响，本实施例中采用的一轮和多轮Turbo增强的每一轮Turbo增强次序都是(k₁，k₂，k₃，k₄，k₅，k₆，k₇，k₈)＝(1，2，3，4，5，6，7，8)。

图2给出了实现本发明MIMO-SCFDE无线通信接收机的Turbo增强方法的框图，本发明是针对图1所示空分复用无线通信***的接收机进行改进，在图1给出的N_T×N_R的宽带MIMO-SCFDE无线通信***的基础上增加了Turbo增强模块8和输出模块9，这两个模块的作用如下：

Turbo增强模块8：完成本发明所描述的排序和Turbo增强方法。

输出模块9：输出信号。

该实施例仿真参数：

仿真环境：MATLAB R2010a

子信道总数：N＝1024

CP长度：128

抽样率：20M抽样/秒

发射天线数：8

接收天线数：8

符号映射方式：64QAM

仿真的平均接收信噪比范围：SNR＝27～33(dB)

纠错编码：未使用

仿真信道环境：采用8×8 COST259(TU)信道(COST259(TU)信道的详细参数见3GPPTR 25.943 v6.0.0文档)；本实施例中使用的是COST259(TU)信道的一个静态信道样本，该样本使用Matlab 2010a的mt19937ar随机数发生器产生，mt19937ar随机数发生器中的seed设为2010；本实施例中的COST259(TU)信道没有考虑发射天线间的相关性和接收天线间的相关性。

仿真中没有考虑信道估计误差和同步误差(包括载波同步误差、抽样率同步误差和帧定时同步误差)对***的影响，即假设所有同步参数的误差都为0；仿真中没有设置虚载波，因此没有考虑虚载波的影响；没有考虑其他非理想因素的影响(例如器件的非线性等)。

仿真结果：

图3给出了采用本发明提出的MIMO-SCFDE无线通信接收机的Turbo增强方法与现有的普通MIMO-SCFDE无线通信接收机的BER性能比较，两种接收机中都采用了MMSE均衡。

图3采用的一轮和多轮Turbo增强的每一轮Turbo增强次序都是(k₁，k₂，k₃，k₄，k₅，k₆，k₇，k₈)＝(1，2，3，4，5，6，7，8)；多轮Turbo增强的最大Turbo增强的轮数T分别设为6(图中称为6轮Turbo增强)、10(图中称为10轮Turbo增强)、14(图中称为14轮Turbo增强)、N_T+log₂(N)+log₂(M)(图中称为n轮Turbo增强)。

由图3可以看出，本发明提出的MIMO-SCFDE无线通信接收机的Turbo增强方法比普通的MIMO-SCFDE无线通信接收机的性能得到很大改善。采用普通MMSE均衡时，BER在2×10^-2处，本发明提出的MIMO-SCFDE无线通信接收机的一轮Turbo增强方法比普通的MIMO-SCFDE无线通信接收机的性能改善大约1.5dB，6轮、10轮、14轮、n轮Turbo增强方法比普通的MIMO-SCFDE无线通信接收机的性能改善大约3dB到4dB。

Claims (3)

1.一种MIMO-SCFDE无线通信接收机的Turbo增强方法，其特征是，包括以下步骤：

（1）缓存MIMO-SCFDE无线通信接收机接收到的均衡前频域基带信号R，取出缓存的基带信号R并对其进行线性均衡，将均衡后的基带信号变回时域并进行判决，得到各层的信息比特，并进一步得到各相应层符号的频域估计值；

（2）对各层符号的频域估计值进行Turbo增强，对各层符号的频域估计值进行一次增强称为一轮Turbo增强，根据对接收机性能和复杂性方面的要求，至少进行一轮Turbo增强；

所述步骤（1）中得到各相应层符号的频域估计值的方法是，将均衡后的基带信号变回时域并进行判决，得到相应各层的信息比特，对判决后的各层信息比特按发射端符号映射方式重新进行符号映射，然后傅里叶变换到频域，得到各相应层符号的频域估计值 $\hat{X}=({\hat{X}}_{N,1},\·\·\·,{\hat{X}}_{N,N_T})={({\hat{X}}_N^0,\·\·\·,{\hat{X}}_N^{N-1})}^T,$ 其中 ${\hat{X}}_{N,i}={({\hat{X}}_{N,i}^0,{\hat{X}}_{N,i}^1,\·\·\·,{\hat{X}}_{N,i}^{N-1})}^T$ 是第i层的频域估计值，i＝1,2,…,N_T，N_T是发射天线数，

是第k个频域子信道的频域估计值，k＝0,1,…,N-1,N是FFT点数；

所述步骤（2）中，对各层符号的频域估计值进行一轮Turbo增强的具体方法如下：

(k₁,…,

)是(1,…,N_T)的任意一个排列；从步骤（1）得到的频域估计值

k＝0,1,…,N-1中取出第k₁层以外的其他各层符号的频域估计值，用来重构接收机接收到的第k₁层以外的其他各层发射信号的频域信号，这里，

是对接收机接收到的第i层发射信号的频域信号的重构，其中k＝0,1,…,N-1;i∈{1,2,…,N_T}，（·）^T表示矩阵或向量的转置；

是对接收机接收到的除第i层以外的N_T-1层发射信号的频域信号的重构，其中k＝0,1,…,N-1;i∈{1,2,…,N_T}；然后取出缓存的均衡前频域基带信号R，用缓存的信号减去接收机接收到的除第k₁层以外的其他N_T-1层发射信号的频域信号的重构，即

k＝0,1,…,N-1；将得到的基带信号

左乘得到

,k＝0,1,…,N-1;k₁∈{1,2,…,N_T}；然后将第k₁层基带信号通过N点IFFT变换到时域并进行判决，得到第k₁层的输出信息比特向量

；将

按发射端符号映射方式重新进行符号映射后变回到频域，用当前频域估计值更新原频域估计值中的

，用相同的方法处理第k₂层基带信号，直至

层基带信号，每次重构接收机接收到的当前层以外的其他各层发射信号的频域信号时，使用最新更新过的频域估计值；其中

为第k个频域子信道的信道矩阵

。

2.根据权利要求1所述MIMO-SCFDE无线通信接收机的Turbo增强方法，其特征是：所述步骤（2）中对各层符号的频域估计值进行多轮Turbo增强的具体方法如下：

设置最大Turbo增强的轮数T，T的值根据性能和复杂性需要自行设置，Turbo增强后，比较Turbo增强前结果与Turbo增强后结果是否相同，若不相同，进行下一轮Turbo增强，直至前一轮Turbo增强结果与当前Turbo增强结果相同或到达Turbo增强的最大设置轮数T，多轮Turbo增强结束。

3.根据权利要求2所述MIMO-SCFDE无线通信接收机的Turbo增强方法，其特征是：所述最大Turbo增强的轮数T为2≤T≤N_T+log₂(N)+2×log₂(M)，这里N_T是发射天线数，N是FFT点数，M是符号映射进制数。

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