CN100421438C - 选频单载波分块传输***中的比特加载方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种选频单载波分块传输***中的比特加载方法，包括以下步骤：(1)收发双方建立通信后，接收端根据选取的可用子信道数M及这些子信道的幅度增益，得到均衡后噪声功率，根据接收信噪比和均衡方式得到***的均衡后信噪比；(2)根据***的均衡后信噪比及信道估计误差和同步误差引起的信噪比损失确定***采取的不同线性调制方式，描述不同线性调制方式的数据称为调制方式信息，通过反馈信道将调制方式信息传给发送端；(3)发送端根据接收到的调制方式信息进行符号映射发送信号；(4)接收端根据调制方式信息解调信号，并判决。本发明在保证***性能一定的情况下，频谱效率、功率效率都优于现有SC-FDE和OFDM***。

Description

选频单载波分块传输***中的比特加载方法

(一)技术领域

本发明涉及宽带数字通信传输方法。属于宽带无线通信技术领域。

(二)背景技术

通信技术在最近几十年，特别是二十世纪九十年代以来得到了长足发展，对人们日常生活和国民经济的发展产生了深远的影响。而未来通信技术正朝着宽带高速的方向发展，因此许多宽带数字传输技术受到广泛的关注，正交频分复用(以下简称OFDM：OrthogonalFrequency Division Multiplexing)和频域均衡的单载波(以下简称SC-FDE：SingleCarrier with Frequency Domain Equalization)就是两种被人们重视的宽带数字传输技术，它们都属于分块传输技术，而目前OFDM受关注的程度要远远超过SC-FDE，并且在多种标准中成为支撑技术，例如：无线局域网(WLAN：Wireless Local Area Network)中的IEEE802.11a；无线城域网(WMAN：Wireless Metropolitan Area Network)中的IEEE802.16；有线数据传输中的各种高速数字用户线(xDSL：Digital Subscriber Line)都是基于OFDM技术的标准。SC-FDE并没有被这些标准采用，只是在IEEE802.16中与OFDM共同建议为物理层传输技术。

OFDM***是一种多载波传输技术，它用N个子载波把整个宽带信道分割成N个并行的相互正交的窄带子信道。OFDM***有许多引人注目的优点：1.非常高的频谱效率；2.实现比较简单；3.抗多径干扰能力和抗衰落能力强；4.可以利用信道状态信息(即自适应OFDM技术)进一步提高频谱效率等等。

自适应OFDM技术可以根据给定输入信号功率和信道状况，调节不同频域点(也就是不同的子信道)上分配的比特数，控制各子信道上的误码率基本相同，使其满足***性能要求，尽可能的提高***传码率，从而实现OFDM***的比特加载(bit-loading)。这种自适应OFDM技术可以充分利用信道状态信息，提高***的频谱效率。

正是这些优点使得OFDM成为近十年来的研究热点，以致被认为是未来通信，特别是宽带无线通信的支撑技术。但OFDM***自身的许多缺点，特别是它的峰值平均功率比(简称PAPR：Peak to Average Power Ratio)过大，限制着它的实用步伐，而现有SC-FDE具有OFDM上述除第四点以外的所有优点，并且不存在OFDM的PAPR问题，性能和效率跟OFDM基本相当。它是人们在研究OFDM的基础上发展而来，这种SC-FDE***跟OFDM一样采取分块传输，并且采用循环前缀(Cyclic Prefix，简称CP)方式，这样就可以把信号与信道脉冲响应的线性卷积转化为循环卷积，并且消除了多径引起的帧间干扰。这样在接收端采用简单的频域均衡技术就可以消除符号间干扰，例如：迫零均衡和最小均方误差均衡。

SC-FDE***跟OFDM相比，不存在PAPR问题。而PAPR问题是OFDM***本身难以用低代价(频谱效率和功率效率)方式解决的问题。因此SC-FDE技术目前受到越来越多的重视。下面简单介绍一下传统SC-FDE***的数学模型。

SC-FDE***在发送端发送的一帧时域信号为s(n)，(n＝0，1，…，N-1)，通过多径信道，其中信道的脉冲响应为h(n)，(n＝0，1，…L-1)，信号传输过程中受到加性白高斯噪声(AWGN：Additive White Gaussian Noise)的干扰，设噪声为w(n)，(n＝0，1，…，N-1)，去掉CP之后，接收到的时域信号r(n)为：

$r\left(n\right)=s\left(n\right)\⊗h\left(n\right)+w\left(n\right),(n=\mathrm{0,1},...,N-1)---\left(1\right)$

其中，表示循环卷积运算。

在接收端对信号做离散傅立叶变换(以下简称DFT：Discrete Fourier Transform)变换到频域，根据DFT的时域卷积定理，所得到的频域信号为：

R(k)＝S(k)·H(k)+W(k)，(k＝0，1，…，N-1)               (2)

其中，R(k)，S(k)，H(k)，W(k)分别是r(n)，s(n)，h(n)，w(n)做N点DFT的频域符号，并且，H(k)，(k＝0，1，…，N-1)是信道的频域响应。经过迫零均衡以后频域信号为：

$\tilde{S}\left(k\right)=S\left(k\right)+\frac{W\left(k\right)}{H\left(k\right)}=S\left(k\right)+\tilde{W}\left(k\right),(k=\mathrm{0,1},...,N-1)---\left(3\right)$

最后，将信号做离散傅里叶逆变换(以下简称IDFT：Inverse Discrete FourierTransform)变回时域进行判决，得到发送端传输的数据。

从(3)式可以看出，最终得到的信号跟发送的真实信号存在误差，这种误差是由噪声引起的，尤其在信道存在深衰点的情况下会过分放大噪声，另外用最小均方误差均衡时会使信号产生畸变。如果在SC-FDE***中利用了信道状态信息，这些问题就可以得到缓解。因此，申请人提出了一种选频方式的单载波分块传输方法(已申请国家发明专利，专利申请号：200410036439.6)，克服了传统SC-FDE***不能利用信道状态信息的缺点，这种新的SC-FDE***具有更高的***性能和效率。

这种选频方式的单载波分块传输方法的实现步骤分为：

第一步，找出可用子信道，并将信道是否可用作标记，然后将子信道标记信息通过反向信道发送给发送端。

接收端根据估计出的信道状态信息H(k)，(k＝0，1，…，N-1)，从N个子信道中，按照幅度增益从大到小选出M(M≤N)个可用子信道，设这M个可用子信道的标号为k_i(i＝0，1，…，M-1)，而将剩下的子信道禁用，用1比特信息，即“0”或“1”标记每个子信道是可用子信道还是禁用子信道，这就是发送端所需要的子信道标记信息，如果接收端作N点的DFT，即共有N个子信道，反馈给发送端的子信道标记信息共有N比特，然后将这N比特信息通过反向信道发回发送端。

第二步，根据子信道标记信息改变信号频谱

在发送端收到接收端发送回来的子信道标记信息后，就可以用M个可用子信道来传输信号，这样对一帧M个SC-FDE符号s(n)，(n＝0，1，…，M-1)，作M点DFT变换到频域：

$S\left(i\right)=\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}s\left(n\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{M}\mathrm{ni}},(i=\mathrm{0,1},...,M-1)---\left(4\right)$

就得到M点的频域信号，用选出来的第k_i，(i＝0，1，…，M-1)个可用子信道H(k_i)，(i＝0，1，…，M-1)传输第i个频域信号S(i)，(i＝0，1，…，M-1)，即在可用子信道对应的信号频谱点上放置要传输的频域信号，而将禁用子信道对应的信号频谱点置零，也可以填充一些非信息数据，这样就得到一帧新的频域信号S′(k)，(k＝0，1，…，N-1)，点数为N：

$S^{\′}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}S\left(i\right),& k=k_i\\ 0,& k\≠k_i\end{array}\right.,(k=\mathrm{0,1},...,N-1)---\left(5\right)$

然后对S′(k)，(k＝0，1，…，N-1)作N点IDFT：

$s^{\′}\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}^{\′}\left(k\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{nk}},(n=\mathrm{0,1},...,N-1)---\left(6\right)$

变成时域信号，过抽样时IDFT点数要大于N，高频部分置零，对该时域信号作D/A(数模变换)后，再进行调制发送出去。

第三步，选出可用子信道上传输的信号，然后对选出来的信号进行均衡，并变换回时域进行判决，最终得到传输的数据。

接收端接收到信号，去掉CP后的时域离散信号为：

$r^{\′}\left(n\right)=s^{\′}\left(n\right)\⊗h\left(n\right)+w\left(n\right),(n=\mathrm{0,1},...,N-1)---\left(7\right)$

对其作N点的DFT：

$R^{\′}\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{\′}\left(n\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{nk}},(k=\mathrm{0,1},...,N-1)---\left(8\right)$

并且：

R′(k)＝S′(k)H(k)+W(k)，(k＝0，1，…，N-1)         (9)

这样就可以根据子信道标记信息选出M个可用子信道上的信号R(k_i)，(i＝0，1，…，M-1)，然后用估计出来的信道状态信息中可用子信道参数H(k_i)，(i＝0，1，…，M-1)，对选出来的信号进行均衡；可以选择下述三种均衡方式之一：

1、迫零均衡，

2、最小均方误差均衡，

3、混合均衡，即一部分子信道用迫零均衡，而另一部分子信道用最小均方误差均衡；

以迫零均衡为例作介绍：

$\tilde{S}\left(k_i\right)=\frac{R\left(k_i\right)}{H\left(k_i\right)},(i=\mathrm{0,1},...,M-1)---\left(10\right)$

令

$\tilde{S}\left(i\right)=\tilde{S}\left(k_i\right),(i=\mathrm{0,1},...,M-1)---\left(11\right)$

对其作M点的IDFT：

$\tilde{s}\left(n\right)=\frac{1}{M}\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\tilde{S}\left(i\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{M}\mathrm{ni}},(n=\mathrm{0,1},...,M-1)---\left(12\right)$

对这组数据进行判决就可以恢复出原始数据。

选频方式的单载波分块传输方法利用信道状态信息，对频率选择性衰落信道可以避开深衰点，从而显著改善了***的误码性能。通信***普遍有一定的性能要求，而***性能是由均衡后信噪比及信道估计误差和同步误差引起的信噪比损失决定的，均衡后信噪比是指均衡后信号功率和噪声功率的比值。并且均衡后信噪比及信道估计误差和同步误差引起的信噪比损失还决定***的信道容量，所以根据***的均衡后信噪比及信道估计误差和同步误差引起的信噪比损失和***性能要求，自适应的调节***的调制方式，可进一步提高频谱效率。

(三)发明内容

针对上述选频方式的单载波分块传输方法，本发明提供一种基于该传输方法的可以充分利用发送功率、提高***频谱利用率的比特加载方法。

该比特加载方法包括以下步骤：

(1)收发双方建立通信后，接收端根据选取的可用子信道数M及这些子信道的幅度增益|H(k_i)|，(i＝0，1，…，M-1)，得到均衡后噪声功率，记为σ²，根据接收信噪比和均衡方式得到***的均衡后信噪比记为SNR_eq；

(2)根据***的均衡后信噪比及信道估计误差和同步误差引起的信噪比损失确定***采取的不同线性调制方式，描述不同线性调制方式的数据称为调制方式信息，通过反馈信道将调制方式信息传给发送端；

(3)发送端根据接收到的调制方式信息进行符号映射发送信号；

(4)接收端根据调制方式信息解调信号，并判决。

下面对以上步骤作详细说明：

第(1)步，接收端根据子信道标记信息及接收信噪比和均衡方式计算均衡后信噪比。

其中，接收信噪比的测量和计算方法可以参照相关文献，在此不作介绍。均衡方式不同，均衡后的信号功率和噪声功率就不同，***的均衡后信噪比也不同，当采用迫零均衡时，计算均衡后信噪比的方法如下：设接收端根据信道状态信息选取M个可用子信道，这些子信道的幅度增益为|H(k_i)|，(i＝0，1，…，M-1)，且白高斯噪声双边功率谱密度以W/Hz为单位为

则均衡后噪声功率为，以W单位：

${\mathrm{\σ}}^2=E\left(\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\frac{N\left(k_i\right)}{H\left(k_i\right)}\right|}^2\right)=\frac{N_0}{2}\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\frac{1}{H\left(k_i\right)}\right|}^2---\left(13\right)$

N(k_i)是序号为k_i子信道上的均衡前的噪声，k_i是第i个可用子信道的序号，设均衡后信号功率为S_eq，则***的均衡后信噪比为：

$\mathrm{SN}{R}_{\mathrm{eq}}=\frac{S_{\mathrm{eq}}}{{\mathrm{\σ}}^2}.---\left(14\right)$

第(2)步，根据***的均衡后信噪比及信道估计误差和同步误差引起的信噪比损失确定***采用的不同线性调制方式。

经分析，当信道估计误差和同步误差可以忽略时，多径环境下的选频单载波分块传输***均衡后可以等价为通过理想高斯信道的通信***，均衡后信噪比等价为在理想高斯信道下的信噪比，所以***的误码率由均衡后信噪比决定，则SNR＝SNR_eq，当考虑信道估计误差和同步误差时，通过测量实际的接收信噪比下的误比特率性能，和计算出的没有信道估计误差和同步误差的***达到同样的误比特率所需要的信噪比，就能够估计出信噪比损失，记为SNR_loss，信噪比损失的计算方法可以参考有关文献，这时决定***误码性能的是均衡后信噪比和信噪比损失的比值，记为SNR＝SNR_eq/SNR_loss，其中信噪比损失SNR_loss的计算方法可以参照相关文献；

如果采取一种调制方式，要达到***要求的误比特率BER_req，所需的信噪比一般高子或者低于SNR，为了充分利用功率，提高传码率，可以采用两种或两种以上不同进制的调制方式。因为***的每个时域点只能携带整数比特的信息，所以所采用的调制方式的进制数普遍为2^k，(k＝1，2，…)，在选频单载波分块传输***中，普遍采取线性调制方式，如QAM或者MPSK，下面以采取两种调制方式为例介绍：

设理想高斯信道情况下，采用两种进制线性调制方式时，达到相同的***误码要求，即误比特率BER_req，所需要的信噪比分别为SNR_k，(k＝1，2，…)，而选取的两种不同进制的线性调制方式所携带的信息比特数分别为k₁和k₂，且k₂＝k₁+1。若满足

SNR_k≤SNR ≤SNR_k+1，(k＝1，2，…)        (15)

则：k₁＝k                                (16)

平均映射功率是指采用不同调制方式映射时对应所有星座点的平均功率。设所选取的两种线性调制方式的平均映射功率分别为S₁和S₂，则每帧中携带k₂比特信息的点数为：

表示下取整。则每帧中携带k₁比特信息的点数为：

M₁＝M-M₂                        (18)

这样，每帧有M₁个时域点采用

进制调制，M₂个时域点采用

进制调制，在实际情况中，***所提供的功率要留有一定的余量，使***能够达到所要求的相对稳定的性能。

将每帧M个时域点中采用

进制调制方式的点数M₁和每点携带的信息比特数k₁，形成调制方式信息，将其同子信道标记信息一起传回发送端。

第(3)步，发送端根据接收到的调制方式信息进行符号映射，根据子信道标记信息进行信号变换，发送信号；

发送端根据反馈的调制方式信息k₁，M₁以及可用子信道数M，其中M可以根据子信道标记信息得到，和***给出的发送信号功率，就可以进行调制映射，任意选取M₁个时域点，令每个点携带k₁比特信息进行

进制调制，剩余的M₂个时域点，每个点携带k₂比特信息进行进制调制，具体哪些点采用

进制调制，哪些采用

进制调制由通信双方采用的约定或通信协议规定，例如，可以选定一帧数据的前M₁个时域点采用进制调制，后M₂个时域点采取

进制调制；将每帧发送端的发送总功率按照不同调制方式的平均映射功率比值分配到M个时域点上，然后发送信号，例如，前M₁个时域点采用

进制调制，后M₂个时域点采用

进制调制，前M₁个时域点平均每个点分配的功率跟后M₂个时域点分配的平均功率比值为

并且每帧中采用相同调制方式的时域点分配的功率相同。完成符号映射后，根据子信道标记信息按背景技术中提到的选频单载波分块传输方法进行信号变换，发送信号。

第(4)步，接收端根据调制方式信息解调信号。

接收端根据子信道标记信息选出可用子信道上的信号，经过均衡之后变回时域，再根据不同时域点采用的调制方式对信号进行解调和判决，得到正确的传输数据，解调方法跟发送端进行信号映射类似，是信号映射的逆过程，如果按照第(3)步的例子，解调时前M₁个时域点进行

进制解调判决，而后M₂个时域点进行

进制解调判决。

本发明基于选频方式的单载波分块传输方法，在时域自适应地加载信息比特，可以更加充分的利用信号发射功率。在保证误码率稳定的情况下，根据接收信噪比和均衡方式及信道估计误差和同步误差造成的信噪比损失，可以自适应调节传码率。本发明提出的自适应方法在整体性能上比传统的自适应OFDM稍差，但在实现复杂度方面，该自适应方法远远低于传统的自适应OFDM***。

本发明在保证***性能一定的情况下，频谱效率、功率效率都优于现有SC-FDE和OFDM***，整个***增加的复杂度小。

(四)附图说明

附图是实现本发明所提出方法的***框图。

图中：1.信源模块，2.符号映射模块，3.FFT模块(M点)，4.信号频谱变换模块，5.IFFT模块(N点)，6.加循环前缀(CP)模块，7.D/A模块，8.中频及射频调制模块，9.信道，10.射频及中频解调模块，11.A/D模块，12.去CP模块，13.FFT模块(N点)，14.信号频谱反变换模块，15.均衡模块，16.IFFT模块(M点)，17.判决模块，18.同步模块，19.信道估计模块，20.调制方式确定模块，21.反向信道

(五)具体实施方式

实施例：

附图给出了实现本发明所提出方法的***框图，各模块作用如下：

信源模块1：产生要传输的数据。

符号映射模块2：根据反向信道21传回的调制方式信息选择不同进制的调制方式(QAM或者MPSK)，将信源产生的数据映射到星座图对应点上。

M点FFT模块3：将每帧M个已映射信号变换到频域，得到信号的M点频域信号。

信号频谱变换模块4：根据接收端通过反向信道21发送回来的子信道标记信息，将模块3输出的M点频域信号放置到M个可用子信道对应频谱点上，而禁用子信道对应频谱点置零，或填充非信息数据，就得到一帧N点新的SC-FDE频域信号。此模块需要按照背景技术中提到的发明专利(专利申请号：200410036439.6)介绍的方法编程，由通用数字信号处理芯片实现。

N点IFFT模块5：将新得到的频域信号再变换到时域。

加CP模块6：将得到的每帧数据加上循环前缀。

D/A模块7：将数字信号变换为模拟信号。

中频及射频调制模块8：如果在无线环境下使用该***，需要对信号作射频调制才能送天线发射。有的时候需要先把信号调制到中频上进行中频放大，再作射频调制，最后将已调信号送天线发射。如果在有线环境(例如：xDSL)下使用该***，则不需要作射频调制，也不需要天线发射信号，但也要把信号频谱搬移到语音信道频带以外，保证在传输数据的同时不影响话音传输。

信道9：传输信号的有线信道或无线信道。

同步模块18：通过参数估计(例如：盲估计和基于辅助数据的估计)的方法得到***需要的各种同步数据。同步模块将频率同步数据送给射频及中频解调模块10；将抽样率同步数据送给模数转换模块11；将定时同步数据送给去CP模块12。

射频及中频解调模块10：在无线环境中，将接收天线接收下来信号的频谱从射频或者中频搬移到低频。在解调之前需要用频率同步数据纠正信号传输过程中引起的频偏。

A/D模块11：将解调后模拟信号变换为数字信号。A/D需要对模拟信号进行抽样，提供时钟信号的晶振需要跟发射机D/A模块的晶振频率相同，否则就会导致抽样率误差。因此在A/D之前要进行抽样率同步。

去CP模块12：将循环前缀去掉。这时就存在判断一帧数据何时开始的问题，因此去CP之前需要作定时同步。

N点FFT模块13：将去掉CP的信号变换到频域。

信道估计模块19：跟同步类似，也需要通过参数估计来得到CSI，常用的一般是盲信道估计和基于辅助数据的信道估计。估计出CSI后选出可用子信道，将这些可用子信道参数送给均衡模块15；同时根据信道是否可用，用1比特信息(“0”或“1”)标记，形成子信道标记信息，将子信道标记信息同时送给信号频谱反变换模块14和反向信道21，通过反向信道发回发送端的信号频谱变换模块4；并将可用子信道状态信息传给调制方式确定模块20。此模块需要按照背景技术中提到的发明专利(专利申请号：200410036439.6)介绍的方法编程，由通用数字信号处理芯片实现。

信号频谱反变换模块14：根据信道估计模块19送来的子信道标记信息，找出接收信号中由可用子信道携带的M点频域信号。此模块需要按照背景技术中提到的发明专利(专利申请号：200410036439.6)介绍的方法编程，由通用数字信号处理芯片实现。

均衡模块15：用信道估计模块19送来的可用子信道参数，对信号频谱反变换模块14选出来的信号进行均衡。均衡方式可以选择下述三种均衡方式之一：迫零均衡、最小均方误差均衡、混合均衡(即：一部分子信道用迫零均衡，而另一部分子信道用最小均方误差均衡)。

M点IFFT模块16：将均衡后信号的M个频域信号变换到时域。

判决模块17：根据星座图和调制方式确定模块20传来的调制方式信息，完成时域信号的判决。

调制方式确定模块20：根据信道估计模块19传来的可用子信道的状态信息和发送端提供的发送信号功率计算***的均衡后信噪比，根据均衡后信噪比及信道估计误差和同步误差损失的信噪比确定每帧采取的调制方式，将调制方式信息传给判决模块17，并通过反向信道21传给发送端的映射模块2。此模块需要按照本发明介绍的方法编程，由通用数字信号处理芯片实现。

反向信道21：将子信道标记信息和调制方式信息传回发送端。

该实施例仿真参数：

仿真环境：Matlab7.0

子信道总数：N＝256

可用子信道数，即每帧SC-FDE数据符号数：M＝208。

调制方式：QAM

CP长度：32

控制的误码率为：BER_req＝10-4

仿真所选的收信噪比范围：SNR＝9∶30(dB)

信噪比损失：SNR_loss＝0(dB)(即忽略信道估计误差和同步误差造成的信噪比损失)

本实施例采用的信道模型是SUI-5信道(IEEE 802.16标准中建议的测试信道之一)的一个样本。

下面附表第一列给出了***提供的接收信噪比(单位：dB)；第二列和第三列为采用比特加载方法时不同接收信噪比对应的每帧信号传输的比特数和相应误码率；第四列和第五列为未采用比特加载方法时不同接收信噪比对应的每帧信号传输的比特数和相应误码率。从该表中可以看出，在接收信噪比相同的情况下，未采用比特加载方法***的误码率比要求的误码率10^-4低很多，但传码率却远远比不上误码率相对稳定的采用比特加载方法的***。这说明比特加载方法在控制误码率相对稳定的情况下，可以很大程度上提高频谱效率。

附表：

其中，“--”表示误码率低于10^-7。

为避免混淆，本说明书中所提到的一些名词做以下解释：

1.均衡后信噪比：均衡之后信号功率跟噪声功率的比值。

2.平均映射功率：不同调制方式映射时对应所有不同星座点的平均功率。

3.符号：是指信息比特经过调制映射(也称符号映射)后的数据。一般是一个实部和虚部均为整数的复数。

4.一帧信号：对于OFDM，一帧信号在发送端是指作IFFT变换的N个符号，在接收端是指在去掉CP以后作FFT变换的N个符号。对于SC-FDE，一帧信号在发送端是指相邻两个CP之间的N个信息符号，在接收端是指在去掉CP以后作FFT变换的N个符号。对于按本发明提出的方法实现的SC-FDE***，一帧信号在发送端是指作FFT变换的M个符号，在接收端是指在均衡以后作IFFT变换的M个符号。

5.子信道：对于OFDM，SC-FDE基带信号，一个子信道是指在接收端FFT后一个频率点。对于射频信道，一个子信道是指射频信道的一段频谱。

6.信噪比：信号功率和噪声功率的比值，其中发明内容里面提到的信噪比是未取对数的，没有单位；实施例中提到的信噪比是对数信噪比，单位是dB。

Claims (3)

1. 一种选频单载波分块传输***中的比特加载方法，其特征在于：

该方法包括以下步骤：

(1)收发双方建立通信后，接收端根据选取的可用子信道数M及这些子信道的幅度增益|H(k_i)|，i＝0，1，…，M-1，得到均衡后噪声功率，记为σ²，根据接收信噪比和均衡方式得到***的均衡后信噪比记为SNR_eq；

(2)根据***的均衡后信噪比及信道估计误差和同步误差引起的信噪比损失确定***采取的不同线性调制方式，描述不同线性调制方式的数据称为调制方式信息，通过反馈信道将调制方式信息传给发送端；

(3)发送端根据接收到的调制方式信息进行符号映射发送信号；

(4)接收端根据调制方式信息解调信号，并判决。

2. 根据权利要求1所述的选频单载波分块传输***中的比特加载方法，其特征在于：第(1)步采用下述方法实现：

当采用迫零均衡时，计算均衡后信噪比的方法如下：设接收端根据信道状态信息选取M个可用子信道，这些子信道的幅度增益为|H(k_i)|，i＝0，1，…，M-1，且白高斯噪声双边功率谱密度以W/Hz为单位为则均衡后噪声功率以W为单位为：

${\mathrm{\σ}}^2=E\left(\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\frac{N\left(k_i\right)}{H\left(k_i\right)}\right|}^2\right)=\frac{N_0}{2}\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\frac{1}{H\left(k_i\right)}\right|}^2$

N(k_i)是序号为k_i子信道上的均衡前的噪声，k_i是第i个可用子信道的序号，设均衡后信号功率为S_eq，则***的均衡后信噪比为：

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{eq}}=\frac{S_{\mathrm{eq}}}{{\mathrm{\σ}}^2}.$

3. 根据权利要求1所述的选频单载波分块传输***中的比特加载方法，其特征在于：第(2)步采用下述方法实现：

当信道估计误差和同步误差能够忽略时，多径环境下的选频单载波分块传输***均衡后等价为通过理想高斯信道的通信***，均衡后信噪比等价为在理想高斯信道下的信噪比，所以***的误码率由均衡后信噪比决定，则SNR＝SNR_eq；当考虑信道估计误差和同步误差时，通过测量实际的接收信噪比下的误比特率性能，和计算出的没有信道估计误差和同步误差的***达到同样的误比特率所需要的信噪比，就能够估计出信噪比损失，记为SNR_loss，这时决定***误码性能的是均衡后信噪比和信噪比损失的比值，记为SNR＝SNR_eq/SNR_loss；

为充分利用功率，提高传码率，采用两种或两种以上不同进制的调制方式，因为***的每个子信道只能携带整数比特的信息，所以所采用的调制方式的进制数为2^k，k＝1，2，…，在选频单载波分块传输***中，采取线性调制方式，当采用两种调制方式时：

设理想高斯信道情况下，采用两种进制线性调制方式时，达到相同的***误码要求，即误比特率BER_req，所需要的信噪比分别为SNR_k，k＝1，2，…，而选取的两种不同进制的线性调制方式所携带的信息比特数分别为k₁和k₂，且k₂＝k₁+1；若满足

SNR_k≤SNR≤SNR_k+1，k＝1，2，…

则：k₁＝k

平均映射功率是指采用不同调制方式映射时对应所有星座点的平均功率，设所选取的两种线性调制方式的平均映射功率分别为S₁和S₂，则每帧中携带k₂比特信息的子信道数为：

表示下取整；则每帧中携带k₁比特信息的子信道数为：

M₁＝M-M₂

这样，每帧有M₁个子信道采用

进制调制，M₂个子信道采用

进制调制，在实际情况中，***所提供的功率要留有一定的余量，使***能够达到所要求的相对稳定的性能；将每帧M个子信道中采用

进制调制方式的子信道数M₁和每个子信道携带的信息比特数k₁，形成调制方式信息，将其同子信道标记信息一起传回发送端。

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